L’invention se rapport au domaine des machines électriques synchrones à rotor bobiné.

Plus particulièrement, l’invention concerne un procédé de détermination de la position et de la vitesse du rotor d’une machine électrique synchrone à rotor bobiné.

Pour contrôler une machine électrique synchrone à rotor bobiné (abrégé en MSRB), il est généralement nécessaire de connaître la position et la vitesse du rotor.

Une solution bien connue de l’art antérieur consiste à installer sur l’arbre mécanique de la machine un ou plusieurs capteurs mécaniques de position et de vitesse.

Cependant, ces capteurs mécaniques sont coûteux, encombrants, sensibles à l’environnement (température, bruits, oscillations mécaniques, compatibilité électromagnétique, etc.) et réduisent la fiabilité du système.

Aussi, pour éviter d’utiliser des capteurs mécaniques, des procédés de contrôle sans capteur mécanique ont été développés pour assurer un contrôle de qualité identique, voire meilleur, que celui du contrôle avec capteur mécanique.

Habituellement, ces procédés de contrôle sans capteur utilisent des procédés d’estimation de la position/vitesse mécanique, aussi appelés capteurs logiciels, en boucle fermée, se basant sur la seule mesure des courants.

On connaît aussi des procédés d’estimation de la position/vitesse du rotor par injection de signaux haute fréquence, tel que décrit dans le document US2004070360 A1 , qui a pour effet de permettre une détection moins dépendante des paramètres de la machine.

Cependant ces procédés restent tout de même dépendants des paramètres des machines électriques, et plus particulièrement pour les MSRB, des inductances statoriques vues par le rotor. De plus ces techniques reposent sur la connaissance des caractéristiques de signal injecté, telles que l’amplitude et la fréquence. Aussi, il existe le besoin d’un procédé d’estimation de la position/vitesse plus fiable et moins dépendant des paramètres de la machine électrique synchrone à rotor bobiné.

A cet effet, on propose un procédé d’estimation de la vitesse et de la position d’un rotor d’une machine électrique synchrone à rotor bobiné alimenté par un onduleur triphasé, comprenant :

- une étape de mesure des courants triphasés en entrée de la machine synchrone à rotor bobiné ;

- une étape de transformation des courants triphasés mesurés dans un repère diphasé ;

- une première partie comprenant :

- une étape d’injection d’un signal de tension haute-fréquence en entrée de la machine ;

caractérisé en ce que la première partie comprend en outre la détermination d’une valeur d’erreur de position du rotor comportant :

- une deuxième étape de transformation des courants mesurés transformés dans un repère diphasé par une rotation de TT/4 radians ;

- une étape de démodulation des courants transformés par la deuxième étape de transformation comprenant un filtrage passe-haut ou passe-bande, et permettant de déterminer un signal d’erreur d’estimation ;

- une étape d’estimation du déphasage produit par l’accélération rotorique et par le filtrage passe-haut ou passe-bande de l’étape de démodulation pour affiner le signal d’erreur d’estimation déterminé lors de l’étape de démodulation;

- une étape de séparation de la composante haute fréquence de la composante basse fréquence des courants mesurés ; ladite étape de séparation étant indépendante d’un filtrage passe-bas et permettant la détermination du signe de l’erreur d’estimation de la position rotorique ; le procédé comprenant en outre une deuxième partie d’estimation pas-à-pas de la position, de la vitesse et de l’accélération rotorique, à paramètres de gains découplés les uns des autres, en fonction du signe de l’erreur d’estimation obtenue.

Ainsi, on peut obtenir une estimation relativement simple et robuste de la position, de la vitesse et de l’accélération du rotor bobiné, en fonction du seul signe de l’erreur d’estimation obtenue, lequel est défini en fonction d’un signal d’erreur calculé à partir de l’injection d’une tension haute fréquence. Ceci permet en particulier d’obtenir des valeurs d’estimation de la position, de la vitesse et de l’accélération du rotor indépendantes les unes des autres, et plus particulièrement calibrées par des gains indépendants les uns des autres.

Avantageusement et de manière non limitative, l’étape de démodulation comprend un filtrage passe-haut desdits courants. Ainsi, la démodulation est relativement simple et robuste et ne génère pas de retard sur l’estimation obtenue par rapport à la position rotorique.

Avantageusement et de manière non limitative, l’étape d’estimation du déphasage comprend un filtrage basse-fréquence. Ainsi l’estimation du déphasage est relativement simple et performante.

Avantageusement et de manière non limitative, l’étape d’estimation du déphasage comprend une boucle à verrouillage de phase. Ainsi l’estimation du déphasage est asservie de manière relativement robuste.

Avantageusement et de manière non limitative, l’étape de séparation de la composante haute fréquence de la composante basse fréquence des courants mesurés comprend le calcul d’un signal d’erreur d’estimation de la position rotorique définit par l’équation :

dans laquelle l _cn est l’amplitude de la composante négative du courant statorique, w _e la pulsation du signal haute-fréquence injecté, 4> _comp le déphasage estimé, et Q - Q l’erreur de position rotorique.

Ainsi, on peut déterminer simplement le signe de l’erreur de position rotorique à partir du signal d’erreur d’estimation, ce qui permet ensuite de mettre en œuvre la deuxième partie du procédé pour obtenir une estimation simple et robuste de la vitesse, de la position et de l’accélération du rotor.

Avantageusement et de manière non limitative la deuxième partie comprend la mise en œuvre d’au moins un filtre passe-bas. Le filtre passe-bas permet de limiter les phénomènes de broutements de la fonction signe de l’erreur de position du rotor. En particulier, ledit filtre passe-bas est d’ordre 4. Ainsi, un tel filtre ne génère aucun effet indésirable, tel qu’un déphasage, pour l’estimation de la vitesse de la position et de l’accélération du rotor.

L’invention concerne aussi un dispositif d’estimation de la vitesse et de la position d’un rotor comprenant des moyens pour mettre en œuvre un procédé tel que décrit précédemment.

L’invention concerne aussi un ensemble électrique comprenant une machine électrique synchrone à rotor bobiné, et un dispositif d’estimation tel que décrit précédemment.

L’invention concerne aussi un véhicule automobile comprenant un ensemble électrique tel que décrit précédemment.

D’autres particularités et avantages de l’invention ressortiront à la lecture de la description faite ci-après d’un mode de réalisation particulier de l’invention, donné à titre indicatif mais non limitatif, en référence aux dessins annexés sur lesquels :

- la figure 1 est une vue schématique d’un ensemble de commande d’une machine électrique selon un mode de réalisation de l’invention ;

- la figure 2 est une vue schématique d’un procédé d’estimation selon un mode de réalisation de l’invention ;

- la figure 3 est une représentation d’une étape d’estimation du déphasage des courants statoriques du procédé selon le mode de réalisation de la figure 2;

- la figure 4 est une représentation d’une étape de séparation haute- fréquence / basse fréquence, indépendante d’une filtre passe-bas du procédé selon le mode de réalisation de la figure 2;

- la figure 5 est une vue de la deuxième partie d’estimation du procédé selon le mode de réalisation de la figure 2 ; et

- la figure 6 est une représentation des transformations géométriques des courants par rapport à un repère rotorique,

- et la figure 7 est une représentation de l’algorithme de poursuite selon l’équation (12).

En référence à la figure 1 , un ensemble de commande d’une machine électrique 1 , par exemple ici un véhicule automobile électrique 1 , comprend un dispositif de consigne de couple 2, par exemple une pédale d’accélérateur 2, pour requérir un couple à la machine électrique.

La consigne de couple résultat du dispositif de consigne de couple 2 est ensuite traitée par un régulateur 3 de courant, puis par un onduleur 4, afin de fournir un courant de commande adapté à la machine électrique 5, ici une machine électrique synchrone à rotor bobiné 5.

Afin de permettre une commande performante de la machine, il est nécessaire de connaître la position de son rotor, autrement dit sa position angulaire par rapport au stator, sa vitesse, et avantageusement son accélération. A cet effet on met en œuvre un procédé d’estimation 6.

Les figures 2 à 6 se rapportant à un même mode de réalisation du procédé d’estimation selon l’invention, elles seront commentées simultanément.

Le procédé d’estimation 6 de la vitesse et de la position du rotor 50 d’une machine synchrone à rotor bobiné comprend une étape de mesure 10 des courants triphasés, et deux parties de procédé : une première partie 100 de traitement du signal et de démodulation et une deuxième partie 200 d’estimation de la position et de la vitesse en fonction des résultats de la première partie.

Tout d’abord le procédé met en œuvre une étape de mesure 10 des courants triphasés i _a , i _b , i _c en entrée de la machine synchrone à rotor bobiné. Cette étape n’est cependant pas obligatoirement réalisée avant la première partie 100 du procédé, elle peut aussi être réalisée pendant la première partie 100 du procédé, par exemple avant qu’il ne soit nécessaire de faire appel aux valeurs de courants triphasés mesurés i _a , i _b , i _c .

Ensuite on procède à une transformation des courants triphasés mesurés i _a , i _b , i _c dans un repère diphasé ab.

A cet effet on applique une transformation dans le repère rotorique 50, tel que représenté en figure 6. Aussi, à partir des courant triphasées mesurés i _a , i _a Œ)

i _b , i _c , nous déduisons le système de courants diphasés . mesurés par lB V ^K )

application de l’équation suivante : Cette équation (1 ) décrit la mesure des courant triphasés i _a , i _b , i _c selon une transformation 13 triphasé-diphasé statique dans un repère ab, ici une transformée de Concordia.

Afin de modéliser le comportement haute fréquence des machines synchrones, on applique ensuite un modèle basé sur les deux équations suivantes :

dvjj ^s

- Un modèle tension-flux : vf

- «— dt = ( '1 )

- Un Modèle courant-flux :

Dans lesquelles L ₀ = ^{Ld Lq} et L ₀ = ^Ld ₂ ^Lq sont respectivement les inductances moyenne et différentielle de la machine, L _d et L _q sont les inductances des axes d et q du repère diphasé tournant d-q, qui est le repère de Park, vf et i* représentent les tensions et courants triphasés de la machine, respectivement vu au stator et y| est le flux magnétique statorique de la machine),

Pour estimer la position, la vitesse et l’accélération des machines à courant alternatif, on met en œuvre une technique dite technique puisante avec un décalage de sur la mesure du courant dans le repère diphasé estimé

(d/q) , (Le repère estimé représentant le repère du Park estimé). Aussi le repère d’axes dm et qm est décalé du repère d’axes d’injection d et q de .

On injecte une tension haute fréquence sur l’axe (d/q ) et on mesure le courant sur l’axe dm et qm

Le déphasage angulaire est représenté notamment dans un repère rotorique 50 en référence à la figure 6.

La technique puisante permet d’injecter une tension haute fréquence (HF) dans le repère diphasé estimé (d, q ):

v _a = -V _c sin(ü) _c t) , v _a = 0 (3)

Où :

V _c est l’amplitude de la tension HF injectée ;et

o _c est la pulsation de la tension HF injectée. En référence à la figure 6, le courant dans le repère décalé de par rapport au repère d’injection est obtenu comme suit :

^Avec et i ^s _sl qui sont respectivement l’amplitude de la composante positive l _cp , l’amplitude de la composante négative l _cn et la composante fondamentale du courant statorique i^, Q étant la position du rotor, et Q la position estimée du rotor.

On met alors ensuite en œuvre une étape de démodulation 101 du signal résultant après l’injection de la tension haute-fréquence.

A cet effet, un filtre passe-haut, abrégé en HPF de l’anglais High-Pass Filter, ou selon une alternative un filtre passe-bande, abrégé en SFF de l’anglais Single-Frequency Filtering, est employé pour filtre le courant i™ dans le repère déphasé de de sorte à en supprimer la composante fondamentale.

Le courant haute-fréquence (i™ _HF ) résultant est obtenu selon l’équation suivante :

lcn COS ((2 (0— q) + 5

cos(o) _c t) (5)

l _cn sin((2(e - §) + 5

Ce qui donne par développement trigonométrique

Icp g f Icn[cos((2(0 - Q) - sin(2(0 - §))]

cos(o) _c t) (6) Icp Y - lcn [ sin (2(q - q)) + cos(2(0 - Q))]

Dans ce développement, la différence i™ _HF - i™ _HF est utilisée pour extraire le signal d’erreur d’estimation de la position (q - Q). L’extraction 101 du signal d’erreur d’estimation de la position (q - Q) correspondant à la démodulation 101 du signal. [ sin (2(0 - q))] cos(ü) _c t) (7)

Le signal d’erreur d’estimation e est formalisé selon l’équation (7), or l’erreur angulaire q - Q entre la position du rotor et la position estimée du rotor est fonction de ce signal d’erreur d’estimation e. Aussi, par l’analyse du signal d’erreur d’estimation e on pourra, tel que décrit ci-après, déduire le signe de l’erreur de position Q - Q en fonction du signe du signal d’erreur d’estimation e. Le signe de l’erreur de position q - Q permettant de déterminer dans la deuxième partie du procédé l’estimation de la position, de la vitesse et de l’accélération rotorique.

Une fois le signal d’erreur d’estimation e obtenu, selon l’équation (7), autrement dit, une fois la démodulation effectuée, on met en œuvre une étape d’estimation du déphasage 102, tel que représenté figure 3.

Les variations de la vitesse pendant les phases d’accélération de la machine engendrent un déphasage 4> _acc au niveau de la porteuse du signal (cos(o) _c t + 4> _acc )).

L’utilisation d’un filtre passe-haut HPF dans l’étape de démodulation 101 , ou selon une alternative un filtre passe-bande, abrégé en SFF de l’anglais Single-Frequency Filtering, produit aussi un déphasage f _HBR au niveau de la porteuse (cos(o) _c t + f _HBR )).

Par conséquent, le signal de la porteuse subit ces retards et son expression, telle que formulée précédemment à l’équation (7) devient :

6 A Cos(ü ⁾ _c t + 4>comp) (8)

3VeC Faoihr FI-IBF F 4 acc- Pour extraire l’erreur d’estimation de la position localisée dans le terme A, on multiplie e par le terme cos(ü) _c t + $ _comp ), d’où la nécessité d’estimer le déphasage f _eoihr .

En multipliant l’erreur d’estimation de l’équation (8) par le terme sin(ü _c t + $ _comP ) on obtient :

en appliquant un filtre passe-bas (abrégé en LPF de l’anglais Low-Pass Filter), on obtient : Et en appliquant à (11) un algorithme de poursuite, ici une boucle à verrouillage de phase, abrégé en PLL de l’anglais Phase Loop Lock, nous pouvons calculer l’estimation du déphasage 4> _comp ^:

PLL(LPF(e * sin ü) _c t + Faoihr))) ^— PLL(— sin J _comp — Faoihr)) ^— Fcomp

(12)

Cette estimation du déphasage f _e0IΏ r permet alors d’obtenir :

Feoihr ^— Fcomp

Et donc, [cos ü) _c t + F _aoihr )]

En effet, l’objectif de l’estimation du déphasage est de reconstruire le signal de la porteuse haute fréquence cos(ü) _c t + $ _CO mp) pour obtenir le carré de cette composante, carré de la porteuse (la haute fréquence) [cos(ü) _c t + est une grandeur inconnue.

Les calculs précédents permettent d’estimer le déphasage f _e0IΏr , qui est égal à $ _CO mp une fois que l’estimateur a convergé.

Aussi, l’erreur d’estimation du déphasage est envoyée à des étapes de poursuite et d’optimisation d’erreur (PLL), en référence à la Figure 7 pour faire converger f^ _ihr à F _aoihr ·

Ensuite on met en œuvre une étape 103 de séparation de la composante haute fréquence de la basse fréquence, permettant d’éviter l’utilisation de filtre passe-bas (LPF). On parle alors dans la suite de la description d’étape de suppression des LPF 103.

L’erreur d’estimation e contenant la position de la machine a été déterminée précédemment de sorte qu’on peut l’exprimer selon l’équation suivante :

e = -V21 _cn [sin

En multipliant cette dernière avec le terme contenant le déphasage cos(o) _c t + f _eopir ). ^on obtient :

[cos(ü) _c t + $comp)] ²

(14) Dans le cadre des machines à rotor bobiné saillant, dites machines saillantes, [cos(ü) _c t + $ _CO mp)] ² > 0 et - I _cn > 0 car L _q > L _d .

Aussi :

sign(e * cos(ü) _c t + $ _CO mp) = sign (-V2I _cn [ sin ( 2(q - §))] [cos(a> _c t + $ _CO mp)] ² )

= sign (- l _cn V2) * sign [sin (2(q - §))] * sign ([cos(a> _c t + $ _CO mp)] ² )

= sign( [ sin (2(q - q))] (15)

avec :

sign[sin

sign[sin

sign[sin

où le terme sign signifie « signe de l’expression contenue ».

L’expression selon l’équation (15) décrit le signe de l’erreur d’estimation de la position sans nécessiter les techniques classiques basées sur les filtres passe bas (LPF).

Cette erreur d’estimation selon l’équation (15) est ensuite injectée comme information dans un ensemble d’étapes 200 de poursuite selon l’invention, pas- à-pas et avec une convergence en temps fini.

Cet ensemble d’étapes 200 correspond à la deuxième partie 200 du procédé selon l’invention, qui a pour objectif d’estimer la position, la vitesse et l’accélération des machines électriques à courant alternatif.

Dans cette deuxième partie 200, pour rendre la procédure de réglage de la technique d’estimation de position, vitesse et d’accélération aisée, un estimateur, aussi appelé observateur, robuste et pas-à-pas, tel que représenté figure 4 est mis en œuvre pour faire converger les états de position, vitesse et accélération un par un, indépendamment des autres états. Ceci permet de régler la convergence de ces états en temps fini, chaque état étant pris séparément.

Lorsque la position estimée Q est considérée comme étant égale à la position réelle Q selon l’équation (19), autrement dit lorsqu’on considère, par approximation que l’erreur q - Q de position est nulle : Si q » q (19)

alors

sin(0 - §) = ø - § (20)

Or la seule mesure pour l’estimateur est :

o(t) = sign(e - q), issue de la première partie 100 du procédé.

L’observateur robuste pas-à-pas proposé pour estimer la position, la vitesse et l’accélération est définit par les équations suivantes :

q = ώ + K ₀ sign(0— q) (21 )

ώ = a + E ₁ K _Cù sign(ô)— ώ) (22)

a = E ₂ K _a sign(â— a) (23)

OÙ :

w = ώ + Ke[sign(0 - §)] Filtré (24)

â = a + K _w [sign(ü) - S)] _Filtré (25) avec

OÙ

s(z) = TZ (s(ί)), s = sign(0— q) (29)

où TZ représente la Transformée en Z qui permet de transformer la fonction temporelle o(t) en fonction discrète s(z).

La fonction f(z) est introduite de sorte à détecter le phénomène du broutement, puisque seul le signe de l’erreur d’estimation est disponible comme information pour l’observateur ; la position du rotor n’étant pas disponible pour la mesure.

Afin d’obtenir les valeurs filtrées de vitesse w et d’accélération a, on met en œuvre des filtres passe-bas (LPF) d’ordre 4 utilisés dans la deuxième partie 200 du procédé, en référence à la figure 5. Ces filtres passe-bas sont introduits pour réduire les phénomènes de broutements de la fonction signe et n’influent pas sur les estimations de position, de vitesse et d’accélération car ces estimations sont avantageusement découplées les unes des autres.

Le système mécanique virtuel de la position, la vitesse et l’accélération utilisé pour la conception de l'observateur (21 ), (22) et (23) est donné comme suit :

q = w (30)

ώ = a (31 )

ά = 0 (32)

Les équations (33), (34) et (35) définissent l’erreur d’estimation de la position, la vitesse et l’accélération entre les équations (30)-(31 )-(32) et l’observateur (21 )- (22)-(23)

e ₀ = q— Q (33)

q _w = w— ώ (34)

e _a = a— a (35)

On déduit la dynamique d’erreur d’estimation par les équations suivantes :

è ₀ = q _w - Kesign(0 - Q) (36)

έ _w = e _a — E ₁ K _Cù sign(ô) - ώ) (37)

è _a =— E ₂ K _w sign(a— a) (38)

avec K _q > Max(|e _w |), K _w > Max(|e _a |) et K _a > 0 gains définissant une valeur positive pour borner les bruits.

Ainsi, il ressort que le procédé selon l’invention assure la convergence de la dynamique d’erreur d’estimation de la position, la vitesse et l’accélération (36)-(37)-(38) à zéro en temps fini.