FILTRAGE D'ECHOS RADAR

Domaine technique

L'invention se rapporte à un procédé d'évaluation de caractéristiques d'une cible, en particulier pour évaluer les caractéristiques d'une cible atmosphérique, notamment la quantité de pluie et la vitesse des gouttes de pluie, au moyen d'un radar précipitation.

Etat de la technique

Les radars précipitations sont des instruments de mesure déployés en opérationnel depuis plus d'une vingtaine d'années. Ils permettent de détecter les précipitations, ainsi que la vitesse horizontale du vent dans les précipitations, dans un rayon de quelques centaines de kilomètres autour du radar. Les données collectées par les radars sont transmises en temps réel à des centres de concentration pour produire des cartes des précipitations et du vent à l'échelle d'un pays comme avec le réseau français ARAMIS qui comporte 34 radars, ou à l'échelle d'un continent, comme avec le réseau US NEXRAD, ou le réseau européen OPERA qui rassemble en temps réel les données collectées par les radars des pays contributeurs. C'est ainsi que des cartes de précipitations à l'échelle d'un continent sont disponibles, toutes les 15mn ou même toutes les 5mn, pour diverses applications : météorologie, hydrologie, tourisme, agriculture, transport aérien, prévention des risques, etc.

Les radars précipitations fonctionnent en mode panoramique avec des angles d'élévation faibles, entre 0° et 5°. Ils sont ainsi confrontés à la difficulté d'obtenir des signaux représentatifs, à l'altitude la plus basse, qui ne soient pas perturbés par les retours de sol de la partie inférieure du faisceau radar. Ces retours de sol, appelés aussi « échos de sol », peuvent être très puissants, amenant à une fausse évaluation des caractéristiques de la cible, comme la quantité de précipitation ou la vitesse de déplacement de la précipitation. Les solutions courantes à ce problème sont de filtrer le signal reçu en éliminant les composantes de basse fréquence, en exploitant le fait que la contribution du sol, fixe, est de Doppler nul, alors que celle des précipitations présente un décalage Doppler dû à la vitesse du vent. De plus, les retours de sol sont de bande étroite, alors que les signaux de précipitations sont de plus large bande en raison de la variabilité naturelle de la cible.

Cependant, lorsque la vitesse radiale de la précipitation est faible, ces techniques de filtrage détruisent une partie du signal utile. Des méthodes d'interpolation dans le domaine fréquentiel sont parfois mises en œuvre pour corriger cette difficulté. Ces méthodes sont toutefois complexes et peu précises.

Par ailleurs, pour une longueur d'onde radar λ, la vitesse maximale observable v _a est liée à la distance maximale observable r _a (portée en distance du radar) par la relation v _a r _a = cA/4, où c est la vitesse de la lumière. Lorsque la vitesse v est supérieure à cette valeur limite v _a , la mesure de v, qui est basée sur l'argument d'un nombre complexe, devient ambiguë. Compte tenu des longueurs d'onde radar utilisées, des vitesses rencontrées dans l'atmosphère et des portées requises, ces problèmes d'ambiguïté sont considérables et des techniques, dites de « PRT multiples - PRT pour Puise Répétition Time », ont été imaginées et mises en place aux USA (double PRT) et dans les pays européens (triple PRT en France par exemple). Mais les méthodes de filtrage classiques, évoquées plus haut pour éliminer les retours de sol, ne sont pas compatibles avec ces techniques.

Il existe donc un besoin pour un procédé d'évaluation de caractéristiques d'une cible, en particulier d'une précipitation atmosphérique, ne présentant pas ces inconvénients.

Un but de l'invention est de répondre, au moins partiellement, à ce besoin. Résumé de l'invention

L'invention concerne un procédé d'évaluation d'une caractéristique d'une cible, choisie de préférence parmi la vitesse, la densité et l'homogénéité de la cible, le procédé comprenant les étapes suivantes : a) émission, vers ladite cible, au moyen d'un radar, pendant un temps de résidence, d'un signal émis constitué d'une série d'impulsions émises, deux impulsions consécutives quelconques étant séparées par un intervalle de base temporel choisi dans un groupe constitué d'au moins un intervalle de base constant ; b) réception d'un signal reçu renvoyé par ladite cible en réponse au signal émis, le signal reçu étant constitué d'une succession d'impulsions reçues, à des instants ti, en réponse aux impulsions émises; c) détermination d'une série temporelle échantillonnée S _r (ti) du signal reçu, S _r (ti) étant une valeur complexe du signal reçu, à l'instant t; ; d) détermination, à partir de la série temporelle S _r (ti), de plusieurs coefficients d'autocorrélation R(Tj), Tj étant tel qu'il existe au moins deux impulsions du signal reçu séparées par une durée égale à Tj :

R(Tj) = < S _r (ti ) . S ti - Tj) >i, où ^* désigne le complexe conjugué, et < >i la moyenne arithmétique sur l'ensemble des produits (S _r (ti ) . S _r ^* (ti - Tj)) calculables à partir de ladite série temporelle ; e) détermination d'un temps de coupure inférieur T _c positif, supérieur à une estimation du temps de cohérence de la cible T _C ibi _e ; f) détermination d'un temps de coupure supérieur T _c ' supérieur à T _c et inférieur ou égal au temps de résidence ; g) analyse des coefficients d'autocorrélation R(Tj) pour des valeurs absolues de Tj supérieures au temps de coupure inférieur T _c et inférieures au temps de coupure supérieur T _c ', dits « coefficients supérieurs », de manière à déterminer une valeur

h) traitement des coefficients d'autocorrélation R(Tj) pour des valeurs absolues de Tj inférieures au temps de coupure inférieur T _c , dits « coefficients inférieurs », en fonction de R _CO h , de manière à obtenir des coefficients d'autocorrélation corrigés

i) évaluation de ladite caractéristique de ladite cible en fonction des coefficients d'autocorrélation corrigés, de préférence suivant la méthode « puise pair ». Les inventeurs ont constaté qu'un tel procédé permet d'évaluer une caractéristique d'une cible d'une façon plus simple et plus précise que les méthodes habituelles de l'état de l'art.

En particulier, sans être liés par cette théorie, les inventeurs expliquent ce résultat du fait que lorsque le signal reçu S _r comporte une composante cohérente, résultant en particulier de la réflexion du signal émis sur des obstacles fixes, et notamment sur le sol, R _CO h est représentative de cette composante cohérente. Le procédé permet de filtrer l'effet de cette composante cohérente.

Un procédé selon l'invention est ainsi particulièrement bien adapté lorsque le radar émet vers une cible proche du sol.

De préférence, un procédé selon l'invention présente encore une ou plusieurs des caractéristiques optionnelles suivantes : le temps de coupure inférieur T _c est choisi entre 50ms et 500ms, de préférence en fonction de la nature de la cible ; le temps de coupure inférieur T _c est mesuré à partir d'un signal voisin du signal reçu obtenu en orientant le radar vers une partie de la cible choisie de façon que le signal voisin ne contienne pas de contribution de sol ; à l'étape f), le temps de coupure supérieur T _c ' est choisi égal au temps de résidence du radar sur la cible ; à l'étape g), R _CO h est une moyenne pondérée desdits coefficients supérieurs ; les coefficients de pondération diminuent à l'approche des temps de coupure T _c et T _c ' et/ou augmentent à l'approche de la moyenne de ces deux temps de coupure ; à l'étape h), on soustrait R _CO h auxdits coefficients inférieurs ; à l'étape a), l'intervalle de temps entre deux impulsions consécutives quelconques est toujours égal au même intervalle de base ; alternativement, à l'étape a), l'intervalle de temps entre deux impulsions consécutives quelconques est choisi dans un groupe constitué par plusieurs, en particulier par deux ou trois intervalles de base ; chaque intervalle de base est compris entre 100 μ& et 5 ms ; - la cible est constituée d'un ensemble de diffuseurs distribués aléatoirement dans l'espace et en mouvement à des vitesses variables selon les diffuseurs considérés ; la cible est une couche de l'atmosphère ; à l'étape a), les impulsions sont envoyées suivant une direction formant un angle inférieur à 5° avec un plan horizontal sur lequel repose ledit radar ; - le signal émis a une longueur d'onde constante inférieure à 10 cm, notamment inférieure à 5 cm ; le radar comporte une antenne parabolique de diamètre compris entre 2 m et 8 m ; l'antenne du radar est fixe ou tournante ; l'antenne tourne à une vitesse de rotation azimutale comprise entre 0,2 tours par minute et 5 tours par minute ; la vitesse de rotation de l'antenne du radar est modifiée en fonction du temps de coupure inférieur T _c , de façon à ajuster le temps de résidence du radar sur la cible pour augmenter la valeur de T _c '.

L'invention concerne également : - un programme d'ordinateur comprenant des instructions de code de programme pour la mise en œuvre d'une ou plusieurs, de préférence toutes les étapes c) à j) d'un procédé selon l'invention, lorsque ledit programme est exécuté par un ordinateur ;

- un circuit électronique intégrant des fonctions réalisant une ou plusieurs, de préférence toutes les étapes c) à j), par exemple une intégration dans un circuit de type, en anglais FPGA (Field Programmable Gâte Array) ou DPS (Digital Signal Processing) ;

- un support informatique sur lequel est enregistré un tel programme, par exemple une mémoire ou un CD-ROM.

L'invention a également pour objet un centre comportant un ordinateur contenant un programme d'ordinateur selon l'invention, et un radar précipitations, de préférence plusieurs radars précipitations, connecté(s) à l'ordinateur, de manière à lui transmettre des informations relatives à des signaux émis et/ou reçus par le(s) dit(s) radar(s).

Le centre peut être fixe ou mobile, par exemple être un véhicule terrestre, un aéronef ou un engin spatial.

Définitions

- Le temps de résidence d'un radar sur une cible, en anglais « dwell time », désigne le temps d'éclairement de la cible par le radar, par exemple, lorsque l'antenne du radar est tournante, le temps pendant lequel le faisceau radar passe sur la cible.

- On dit que les impulsions du signal radar émis se succèdent suivant un rythme régulier quand le signal radar est constitué par la répétition continue d'un motif constitué de plusieurs impulsions.

- Le temps de cohérence T cible de la cible est classiquement l'intervalle de temps au bout duquel le coefficient d'autocorrélation d'un signal reçu de la cible est divisé par deux, par rapport à sa valeur au temps nul.

- On appelle classiquement « valeur complexe d'un signal » un signal ayant la forme A.exp(icp) avec A l'amplitude du signal, φ sa phase, exp() la fonction exponentielle et i le nombre imaginaire tel que i ² = -1.

Brève description des figures

L'invention pourra être mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, d'exemples non limitatifs de mise en œuvre de celle-ci, et à l'examen du dessin annexé, sur lequel : la figure 1 illustre schématiquement le fonctionnement d'un radar selon l'invention ; la figure 2 illustre des exemples d'impulsions du signal émis par le radar ; la figure 3 illustre le spectre de puissance d'un signal reçu ; - la figure 4 représente la fonction d'autocorrélation d'un signal reçu ; et la figure 5 est un schéma bloc résumant les différentes étapes du procédé selon l'invention.

Description détaillée

La figure 1 illustre schématiquement l'étape a) du procédé selon l'invention où un radar précipitation 10 émet vers une cible 12, en l'occurrence une précipitation atmosphérique, par exemple un nuage de pluie, de neige ou de grêle N, un signal S _e constitué d'une série d'impulsions émises 14e. Deux impulsions émises consécutives quelconques sont séparées par un intervalle de base temporel choisi dans un groupe constitué d'au moins un intervalle de base constant, les impulsions se succédant de préférence suivant un rythme régulier.

On a représenté à la figure 2a le cas simple PRT (« Puise Répétition Time » en anglais), l'intervalle de temps entre deux impulsions émises consécutives quelconques est toujours égal au même intervalle de base AU.

Pour le cas double PRT, représenté à la figure 2b, l'intervalle de temps entre deux impulsions consécutives quelconques est choisi dans un groupe constitué de deux intervalles de base AU et Δί ₂ .

Pour le cas triple PRT, représenté à la figure 2c, l'intervalle de temps entre deux impulsions consécutives quelconques est choisi dans un groupe constitué de trois intervalles de base AU,

Les exemples représentés aux figures 2b et 2c illustrent des impulsions se succédant suivant un rythme régulier, la série d'intervalles de base (AU, Δί ₂ ) et (AU, Δί ₂ , Δί ₃ ) respectivement se répétant en permanence.

Bien entendu, pour le cas simple PRT, les impulsions émises se succèdent également suivant un rythme régulier. Chaque intervalle de base est de préférence compris entre 100 et 5 ms.

Le signal émis S _e a de préférence une longueur d'onde constante, de préférence inférieure à

10 cm, notamment inférieure à 5 cm.

Le signal émis S _e est de préférence envoyé suivant une direction d'émission Δ formant un angle β, inférieur à 15°, à 10°, de préférence inférieur à 5° avec un plan horizontal 16 sur lequel repose le radar 10.

Le radar 10 comporte de préférence une antenne parabolique 18 et un émetteur 20 disposé au foyer de l'antenne. Alternativement, le radar 10 peut comporter une antenne plate, de dimensions centimétriques.

L'antenne 18 focalise l'énergie électromagnétique dans un faisceau 22 dont la largeur angulaire a est inversement proportionnelle au diamètre de l'antenne. Le diamètre de l'antenne est de préférence compris entre 2m pour la bande X (9 MHz, λ = 3,3cm) et 8m pour la bande S (2,5 GHz, longueur d'onde λ = 12cm), un diamètre de 4,5m étant bien adapté pour la bande C (5 GHz, λ = 6cm). Ces fréquences sont imposées par la taille des objets renvoyant le signal, par exemple des gouttes d'eau constituant la précipitation, et par la réglementation.

La largeur angulaire a du faisceau 22 est de préférence supérieure à 0,5° et inférieure à 5°, de préférence inférieure à 3°, à 2°, mieux inférieure à 1°. La dimension horizontale et/ou verticale du champ d'observation est de préférence comprise entre 800m à 50km, mieux entre 4000m et 250km.

L'antenne 18 tourne à une vitesse de rotation azimutale de préférence comprise entre 0,2 tours par minute et 5 tours par minute.

L'étape b) du procédé selon l'invention est aussi illustrée par les figures 1 et 3. Le radar reçoit, à un instant to, un signal reçu S _r renvoyé par les gouttes d'eau du nuage N en réponse au signal émis S _e .

La figure 3 représente l'amplitude A de puissance du signal reçu en échelle logarithmique en fonction de la vitesse Doppler v de ce signal, normalisée par rapport à la vitesse maximale observable v _a .

La raie étroite S à la vitesse nulle correspond sensiblement à la contribution de l'écho du sol au signal reçu. La bande large P centrée autour de la vitesse de 0,3 représente sensiblement la contribution de l'écho de la cible, en l'occurrence de l'écho du nuage N. La contribution du bruit additif B est sous la forme d'un continuum.

De manière connue, le signal reçu S _r est la somme de plusieurs signaux dont les temps de cohérence sont signifïcativement différents. Plus précisément, on distingue classiquement une composante cohérente, ou « partie cohérente », substantiellement constituée de l'écho des obstacles immobiles, et en particulier de l'écho de sol, et une composante incohérente ou « partie incohérente » substantiellement constituée de l'écho provenant de la cible atmosphérique.

Le reste des étapes du procédé est réalisé par un ordinateur 24 en communication avec le radar 10. Cet ordinateur 24 reçoit le signal reçu S _r et exécute les instructions d'un programme consistant à mettre en œuvre les étapes de traitement c) à j) du procédé selon l'invention.

A l'étape c), une série temporelle échantillonnée S _r (ti) du signal reçu est déterminée, S _r (ti) étant la valeur complexe du signal reçu S _r aux instants ti, qui sont les instants de réception des impulsions reçues 14r en réponse aux impulsions émises 14e.

A l'étape d), on détermine, à partir de la série temporelle S _r (ti), plusieurs coefficients d'autocorrélation R(Tj), Tj étant une durée telle qu'il existe au moins deux impulsions reçues 14r séparées par une durée égale à Tj :

R(Tj) = < S _r (t _i ) . S (t _i - Tj) > _i , où ^* désigne le complexe conjugué, et < >i la moyenne arithmétique sur l'ensemble des produits (S _r (ti ) . S _r ^* (ti - Tj)) calculables à partir de ladite série temporelle S _r (ti).

Par « calculable à partir de la série temporelle », on entend qu'on ne considère que les instants ti pour lesquels une valeur de S _r (ti) et une valeur de S _r (ti - Tj) ont été déterminées à l'étape c).

Tj est égal à une somme de multiples des intervalles de base séparant les impulsions du signal émis: Tj = m.Ati + η ₂ .Δΐ ₂ + η ₃ .Δΐ ₃ + ni, n ₂ et n ₃ étant des nombres entiers ou nuls, au moins un des coefficients ni, n ₂ et n ₃ étant strictement positif.

Par exemple, pour le cas PRT simple, Tj e { Δίι, 2 AU, 3 AU, 4 AU,■■■ } .

Pour le cas double PRT, Tj e { Ati, At ₂ , AU+ At ₂ , 2AU+ At ₂ , AU+ 2At ₂ , 2AU+ 2At ₂ , 3AU+ 2At ₂ , ... } . l<j<J , La valeur maximale Tj est limitée par la durée de la série temporelle disponible. La figure 4 représente la fonction d'autocorrélation R du signal reçu S _r en fonction du temps T ou « lag ». Elle permet de lire les valeurs de R(Tj), Tj étant une valeur particulière de T . A titre d'exemple, les deux premiers coefficients R(Ati) et R(2 Δίι) ont été représentés.

La fonction d'autocorrélation est la transformée de Fourier inverse du spectre de puissance illustré à la figure 3.

La contribution de l'écho de sol se traduit par un continuum sur toute l'étendue de la fonction d'autocorrélation. La contribution de l'écho de la cible, par exemple de l'écho de pluie, au signal reçu S _r , ou « signal de cible », se traduit par une bande large autour de zéro. La raie étroite PB au temps zéro contient également la contribution du bruit, dont le temps de cohérence est pratiquement nul.

A l'étape e), on estime le temps de cohérence de la cible Tdbie. L'estimation peut être faite par une valeur habituelle pour la cible considérée. Par exemple, on peut estimer que le temps de cohérence d'une cible atmosphérique est typiquement compris entre 50ms et 500ms. Une autre méthode consiste à évaluer Tdbie à partir d'un signal S _r ' voisin provenant d'une région voisine de la cible, mais pour lequel on est certain qu'il ne contient pas de composante cohérente. De préférence, le signal voisin est un signal renvoyé par la cible en réponse à un signal émis identique à S _e , mais suivant une direction d'émission Δ' formant avec le plan horizontal un angle β' supérieur à β, c'est-à-dire émis vers une partie de la cible à une plus grande altitude. Avantageusement, la contribution du sol, et donc la composante cohérente du signal voisin, est négligeable dans un tel signal voisin. L'analyse du signal voisin S _r ' permet, de manière classique d'évaluer un temps de cohérence Tdbie pour la cible.

On détermine ensuite un temps de coupure « inférieur » T _c supérieur à Tdbie, de préférence plus de deux fois supérieur à Tdbie. Pour les durées Tj supérieures au temps de coupure inférieur T _c , le coefficient d'autocorrélation R(Tj) est sensiblement identique au coefficient d'autocorrélation qui aurait été obtenu en n'analysant que la composante cohérente du signal reçu S _r . Autrement dit, pour ces coefficients d'autocorrélation R(Tj), la contribution de la composante incohérente du signal reçu S _r peut être considérée comme sensiblement nulle. Le temps de coupure est typiquement compris entre 50ms et 500ms. Dans certaines applications, il peut être cependant différent. Par exemple, il peut être dix fois inférieur si le radar émet autour de 95 GHz, ou bien dix fois supérieur si le radar émet autour de 50 MHz. A l'étape f), on détermine un temps de coupure « supérieur » T _c ', plus grand que T _c et inférieur au temps de résidence du radar sur la cible.

La valeur de T _c ' peut être quelconque, pourvu qu'elle reste inférieure audit temps de résidence. Plus T _c ' est grand, meilleure sera la précision de l'estimation des coefficients d'autocorrélation supérieurs.

A l'étape g), l'analyse des coefficients d'autocorrélation R(Tj) pour des valeurs absolues de Tj supérieures au temps de coupure inférieur T _c , et inférieures au temps de coupure supérieur T _c ', dits « coefficients supérieurs », permet de déterminer un signal qui correspond sensiblement à la composante cohérente du signal reçu S _r .

Les coefficients d'autocorrélation R(Tj) pour des valeurs absolues de Tj supérieures au temps de coupure inférieur T _c , et inférieures au temps de coupure supérieur T _c ', dits « coefficients supérieurs » sont donc des coefficients d'autocorrélation qui auraient été obtenus si le signal reçu S _r avait été parfaitement cohérent, par exemple si la cible avait été fixe. A partir de ces coefficients, on peut déterminer une valeur représentative Rcoh de la composante cohérente du signal reçu.

Rcoh est de préférence une moyenne pondérée des coefficients supérieurs : R _CO h =∑ kj . R(Tj), pour les Tj tels que T _c <Tj<T _c ', avec∑ kj = 1.

De préférence, les coefficients de pondération kj diminuent à l'approche des temps de coupure T _c et T _c ' et/ou augmentent à l'approche de la moyenne de ces deux temps de coupure, de sorte à suivre une évolution du type « fonction cloche » en fonction de Tj.

A l'étape h), on procède au traitement des coefficients d'autocorrélation R(Tj) pour des valeurs absolues de Tj inférieures au temps de cohérence de la cible Tdbie estimé à l'étape e), dits « coefficients inférieurs », en fonction de R _CO h , de manière à obtenir des coefficients d'autocorrélation corrigés R(Tj) corr.

De préférence, pour obtenir les coefficients d'autocorrélation corrigés R(Tj) _CO rr, on soustrait Rcoh auxdits coefficients inférieurs : R(Tj) _CO rr = R(Tj) - R _CO h, au moins pour des valeurs de Tj telles que |Tj| < Tdbie. A l'étape i), on procède à l'évaluation des caractéristiques de la cible à partir des coefficients d'autocorrélation corrigés R(Tj) _C orr, de préférence suivant la méthode « puise pair », bien connue.

Par exemple, en simple PRT, la vitesse radiale v _r de la cible, c'est-à-dire sa vitesse en direction du radar, est déterminée par la méthode « puise pair » à partir de la phase du premier coefficient d'autocorrélation R T i)corr du signal reçu:

v _r = - λ/(4π Ti) arg(R(Ti)corr ), où λ est la longueur d'onde du signal radar émis.

Quant à la densité et l'homogénéité, elles peuvent être évaluées par les méthodes classiques en exploitant les coefficients d'autocorrélation R Tj) _CO rr.

De façon plus générale, une fois que le signal reçu est filtré par le procédé selon l'invention, on applique, à la dernière étape, une méthode connue pour calculer une ou plusieurs caractéristiques de la cible.

Comme cela apparaît clairement à présent, l'invention apporte une méthode simple et précise pour l'évaluation d'une ou plusieurs caractéristiques d'une cible. Des vérifications par simulations ont été effectuées qui montrent que les capacités de rejet des échos de sol par une telle méthode sont supérieures à 40 dB.

Bien entendu, l'invention n'est pas limitée aux exemples qui viennent d'être donnés, et peut être utilisée avec profit dans l'exploitation de radars d'autres natures : radar profileurs de vent, radars d'observation de l'océan, observation radar par satellite, etc.

En particulier, un procédé selon l'invention est utile pour filtrer l'effet de navires lorsque la cible est constituée de vagues.