La détermination d'attitude à l'aide de signaux de radionavigation, en particulier de signaux GPS, consiste à comparer les différences de distances satellites-porteur par rapport à une base d'antennes connue. Une très grande résolution de mesure est donc nécessaire. Pour atteindre cette résolution, les mesures de phase du signal GPS sont utilisées.

Cependant, la détermination d'attitude par GPS multi-antenne ainsi réalisée nécessite des améliorations pour atteindre le haut niveau d'intégrité exigé par les applications « safety-of-life », c'est-à-dire à exigences de sécurité vitales En effet contrairement au positionnement GPS qui exploite les pseudo-distances délivrées par la boucle de poursuite du code (Delay Locked loop, DLL) à partir d'une seule antenne, la détermination d'attitude exploite les mesures de phases délivrées par la boucle de poursuite de porteuse (Phase Locked Loop, PLL) et en mode différentiel entre paire d'antennes. cela se traduit par un besoin d'amélioration des aspects suivants : - amélioration du fonctionnement de la PLL en présence de perturbations (interférences, multitrajets de structure ou autres, sauts de phase PLL...) - amélioration de l'initialisation de la détermination d'attitude (lever d'ambiguïté), en particulier pour la réduction du domaine de recherche, même en ayant recours à une aide partielle (sans aide en cap) afin de réduire le temps d'initialisation et surtout d'atteindre la fiabilité nécessaire en réduisant le risque d'erreur, - amélioration de l'intégrité de l'attitude GPS (détection des erreurs).

L'invention a donc pour objet l'amélioration de la détermination de l'attitude d'un véhicule à partir d'un signal de radionavigation, en particulier

d'un signal GPS. L'attitude d'un porteur inclut ici les angles de cap, tangage et roulis dans un repère terrestre local.

Dans le cas de la détermination d'attitude, le signal GPS est reçu simultanément par une paire (ou des paires) d'antennes, permettant d'établir l'écart des phases des signaux émis par les satellites GPS et mesurées respectivement par chacune des deux antennes de la paire considérée.

Dans le cas plus classique d'un simple positionnement, hors mesure d'attitude, un récepteur GPS poursuit le signal GPS en codé à l'aide d'une DLL (mesurant ainsi la pseudo-distance suivant la position du code reçu) et en porteuse à l'aide d'une PLL (mesurant la pseudo-vitesse suivant la vitesse de phase reçue). Un canal de réception est dédié à chaque satellite poursuivi. La DLL est donc primordiale pour la fonction localisation par rapport à la PLL. Celle-ci peut d'ailleurs être momentanément remplacée par une aide en vitesse (mode dit « code only »).

Mais pour déterminer une attitude, si on voulait faire la différence entre pseudo-distances des DLL entre deux antennes, la résolution obtenue ne serait pas suffisante.

Par contre, la comparaison des phases reçues issues des PLL permet d'atteindre la résolution nécessaire. Cependant, cette mesure différentielle pose des problèmes spécifiques par rapport à l'utilisation classique du positionnement GPS, problèmes qui sont : - PLL moins robuste aux interférences que la DLL, - Mesure de phase modulo la longueur d'onde, d'où ce qui est communément appelé « l'ambigu'ité » de la détermination d'attitude par GPS, - Mesure de phase sensible aux transitoires PLL : bruit, saut de phase, - Mesure différentielle entre antennes induisant une sensibilité particulière au multitrajet local (multitrajet de structure,...).

II apparaît nécessaire, pour satisfaire le besoin de mesure d'attitude, en particulier dans le domaine aéronautique, avec les exigences de sécurité requises, d'améliorer la robustesse et la précision des mesures de phase du signal GPS, et d'améliorer et de fiabiliser le lever d'ambiguïté.

Pour améliorer la robustesse et la précision des mesures de phase, lors de la réception du signal GPS, on connaît des méthodes de

réjection des sources d'interférences par traitement spectral ou spatial appliqué au signal d'entrée (avant démodulation par le code ou la porteuse).

De plus le remplacement temporaire de la PLL par une aide en vitesse (mode « code only ») permet de maintenir la DLL pour le positionnement en cas de forte interférence, mais la PLL n'étant plus opérationnelle, les mesures de phase ne sont plus disponibles pour la mesure d'attitude.

En ce qui concerne la robustesse des mesures GPS vis-à-vis des trajets multiples, on connaît des méthodes au niveau de la DLL ; corrélateur étroit, ou méthodes inverses s'appuyant sur la connaissance a priori de la forme de la fonction d'intercorrélation du code local et du code reçu.

Les solutions actuelles de traitement des interférences assurent principalement le bon fonctionnement de la partie DLL et du positionnement GPS (traitements avant démodulation, mode dit « code only »).

La mesure de phase et la détermination d'attitude ne sont donc pas toujours disponibles en cas de forte interférence même si le positionnement GPS peut être maintenu.

De même, en ce qui concerne la robustesse des mesures GPS vis-à-vis des trajets multiples, les méthodes connues ne permettent pas de rejeter tous les trajets multiples pouvant dégrader spécifiquement la détermination d'attitude, en particulier pour des trajets multiples à faible retard non détectables par les méthodes connues au niveau de la DLL (résolution de la DLL insuffisante pour le besoin de mesure d'attitude).

Initialisant la détermination d'attitude, le lever d'ambigu'ité (LA) conditionne la fiabilité de toute la phase d'exploitation ultérieure. Les procédés connus de ! ever d'ambiguïté procèdent par maximum de vraisemblance parmi un ensemble de solutions potentielles présélectionnées ou non. Sans connaissance a priori, ces solutions potentielles décrivent un large domaine correspondant à un espace dont la dimension correspond au nombre de satellites traités par paire d'antenne, et ayant pour demi-axes la longueur de base comptée en nombre de longueurs d'onde, dans toutes les directions de l'espace de recherche.

La taille du domaine de recherche détermine à la fois la durée du lever d'ambiguïté et surtout le risque d'erreur sur l'attitude initiale. Pour réduire le domaine de recherche, une solution connue utilise l'intermodulation de deux ou trois porteuses GPS (L1 x L2, L1x L5,...) ce qui

a pour effet d'augmenter la longueur d'onde apparente. Cependant les précisions recherchées peuvent nécessiter l'utilisation d'une base entre paire d'antennes de grande longueur, encore supérieure à la longueur d'onde.

Des aides sont alors communément utilisées pour fournir des attitudes initiales grossières et réduire ainsi l'espace de recherche. Par exemple : - une centrale inertielle (IRS de la classe 2Nmi/h) peut fournir l'attitude initiale (cap et verticale), - des accéléromètres ou des capteurs de niveau peuvent fournir le tangage et/ou le roulis initiaux (ICS de la classe 1 mg), - un magnétomètre (ou une vanne de flux) peut fournir un cap initial,...

Les méthodes d'aide pour réduire le domaine de recherche du lever d'ambiguïté ne s'appliquent plus si le cap n'est pas disponible, l'aide étant alors incomplète ou partielle (recherche d'un système de navigation optimisé en terme de coût, sans IRS-2Nmi/h, ni magnétomètre).

En l'absence de réduction du domaine de recherche, la performance d'intégrité du LA peut être très insuffisante : de l'ordre de 1% lorsque le besoin est de 10-7.

En plus du besoin de lever des ambiguïtés potentielles, la méthode actuelle ne permet pas de connaître la qualité du ! ever d'ambiguïté obtenu, ce qui serait pourtant essentiel avant de sélectionner les signaux GNSS comme source d'attitude et de cap du porteur.

La présente invention a pour objet un procédé d'amélioration de la détermination de l'attitude d'un véhicule à l'aide de signaux de radionavigation, procédé qui permet à la fois d'effectuer cette détermination avec la meilleure résolution possible, sans être sensible ni aux interférences ni aux multitrajets.

Le procédé conforme à l'invention, mis en oeuvre à l'aide d'au moins une paire d'antennes, est caractérisé en ce qu'il consiste à réaliser une boucle de phase porteuse (PLL) en sommant les deux signaux issus d'une paire d'antennes distantes d'une demi-longueur d'onde, ces signaux étant rendus cohérents avant sommation, à réaliser une mesure d'écart de phase sur les signaux issus d'une paire d'antennes distantes de plusieurs longueurs d'onde, en passant par le domaine fréquentiel, puis à effectuer

une réduction du domaine de recherche du lever d'ambiguïté initial pour la détermination d'attitude d'un véhicule par mesure GPS interférométrique et mettre en oeuvre un test statistique pour la sélection de l'ambiguïté La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description d'un mode de mise en oeuvre, pris à titre d'exemple non limitatif et illustré par le dessin annexé, sur lequel- : - la figure 1 est un schéma illustrant la différence de marche d'un signal GPS, vue par une paire d'antennes, - la figure 2 est un bloc-diagramme d'un canal de réception GPS utilisé par le procédé de l'invention, - la figure 3 est un diagramme expliquant l'étape de détermination d'attitude selon lâ présente invention, - la figure 4 est un diagramme illustrant le traitement de mesure PLL robuste conformément à l'invention, - la figure 5 est un diagramme illustrant le traitement de mesure d'écart de phase avec excision fréquentielle, conformément à l'invention, - la figure 6 est un diagramme illustrant le traitement de mesure précise d'écart de phase avec PLL robuste, conformément à l'invention, et - la figure 7 est un diagramme illustrant la première étape de définition de domaine de recherche de lever d'ambiguïté sans aide en cap, conformément à l'invention.

La présente invention est décrite ci-dessous en référence à la détermination de l'attitude d'un aéronef à l'aide de signaux de radionavigation émis par une constellation de satellites GPS, mais il est bien entendu qu'elle n'est pas limitée à cette seule application, et qu'elle peut être mise en oeuvre pour d'autres sortes de véhicules, et qu'elle peut avoir recours à d'autres signaux de radionavigation.

La différence de marche du signal GPS vue par une paire d'antenne est représentative de l'angle 9 entre la base d'antenne b et la direction (LOS) du satellite, comme le montre la figure 1. Cette différence de marche est mesurée par la phase différentielle entre les antennes GPS référencées 1 (antenne maître) et 2 (antenne esclave). Pour cela, le GPS délivre deux mesures de phases ambiguës (partie fractionnaire par rapport

à la longueur d'onde) respectivement pour chaque paire d'antenne et pour le satellite en vue considéré. On a représenté en traits interrompus les différents plans d'onde successifs du signal du satellite considéré.

La différence de marche est définie géométriquement par la projection, (ou le produit scalaire) de la longueur de base d'antenne sur la direction du satellite considéré : AC= (n+Fract) *=û. b, avec, à (D, différence de marche, n, partie entière (ambigüité), Fract, partie fractionnaire, délivrée par le calculateur GPS X, longueur d'onde ù, direction du satellite, b, longueur de base d'antenne Pour délivrer une mesure de phase, un récepteur reçoit et traite le signal GPS à l'aide d'une boucle de poursuite en code (DLL) et d'une boucle de poursuite en porteuse (PLL) comme le montre la figure 2, qui se rapporte à un canal de réception 3.

Une des antennes, par exemple l'antenne 1, est suivie d'un circuit 4 comportant un filtre de démodulation, avec commande automatique de gain et conversion analogique-numérique du signal reçu. Le circuit 4 attaque deux démodulateurs 5 et 6. Un oscillateur local numérique 7 attaque directement le démodulateur 5, et via un déphaseur 8 de 90° le démodulateur 6. Une horloge de référence 9 est reliée aux circuits 4 et 7.

Les démodulateurs 5 et 6 attaquent des corrélateurs 11 et Q1 référencés 10 et 11, et des corrélateurs 12 et Q2 référencés 12 et 13. Les corrélateurs 10 et 11 fournissent S10 à un circuit 14 correcteur DLL et à un circuit 15 correcteur PLL à fonction Arctg, tandis que les corrélateurs 12 et 13 fournissent S1r au circuit 14. Le circuit 14 est relié à un générateur de code local 16 qui est relié d'une part via un circuit 17 d'avance-retard aux corrélateurs 12 et 13, d'autre part directement aux corrélateurs 10 et 11, et qui fournit l'information de pseudo-distance. Le correcteur 15 est relié à l'oscillateur 7 et fournit l'information de pseudo-vitesse. L'information de phase ambiguë est disponible à la sortie de l'oscillateur 7.

Dans le cas de deux antennes, les signaux reçus démodulés par le code et la porteuse s'écrivent (en négligeant le retard sur les données) : r, (t) = sl (t) + n (t) = a. D (t). exp j (27rft + (p) + n1 (t) r2 (t) = s2 (t) + n2 (t) = a. D (t). exp j(2#ft+2#f0#+#)+n2 (t) où, - s1 (t) et s2 (t) sont respectivement les signaux satellites reçus par chaque antenne - n1 (t) et n2 (t) sont respectivement les bruits reçus par chaque antenne f est la fréquence porteuse résiduelle, - f0 est la fréquence porteuse reçue - (p est la phase initiale du signal (indéterminée) - D (t) est le signe de la donnée (qui module éventuellement la porteuse) - a est l'amplitude du signal traité - # est le retard de propagation de l'onde entre les deux <BR> <BR> antennes (= d.cos(#)), séparées de d et d'incidence #.<BR> <BR> c La détermination de l'attitude est obtenue par calcul à partir des mesures de phases ambiguës, en additionnant l'ambiguïté préalablement initialisée. et entretenue, puis en inversant la projection de la ligne de base sur les directions des différents satellites, suivant le synoptique de la figure 3. Les LOS des satellites sont issues de l'ensemble « Position-vitesse-temps résolus » (PVT) résolu par le positionnement GPS, et de l'ensemble « Position-vitesse satellite calculées » (PVS) calculé par le récepteur à partir des données de navigation reçues (éphémérides ou almanach) et du temps résolu.

Sur le diagramme de la figure 3, le vecteur de base (18) est déterminé d'après la connaissance de la direction du satellite (LOS) et des phases ambiguës, après lever d'ambiguïté (19) opéré (20) sur les phases ambiguës et réalisé à l'initialisation du dispositif, puis entretenu en temps réel, en connaissant les vitesses de phase. A partir de la détermination du vecteur de base, on extrait l'attitude du véhicule (20) et donc les paramètres d'attitude GPS de ce véhicule.

Le LA initial consiste à sélectionner pour chaque satellite le nombre entier de longueurs d'onde correspondant à la partie entière de la différence de marche du signal GPS.

Du fait de l'existence de biais de phase différents dans chaque canal RF du récepteur, on réalise pratiquement la double différence des écarts de phase pris sur des axes à vue différents ; ce procédé utilisé classiquement pour la résolution des biais différentiels entre récepteurs GPS permet ici la résolution d'attitude.

Cette sélection est prise dans un domaine de recherche incluant au départ toutes les valeurs possible d'ambiguïté. En absence de connaissance à priori, le domaine est borné pour chaque satellite par le nombre entier de longueur d'onde contenu dans la ligne de base.

L'utilisation d'une aide consiste à réduire cet intervalle de recherche.

Pour cela la prédiction de cette valeur est donnée par l'utilisation de la formule suivante (cas d'une longueur de base définie par deux antennes, et ses angles géographiques tangage et cap) : nDOMAINE = E (u bAIDE) + dn avec dn=Ef'. dPi1 aPi où, Cos (tangageAIDE). Cos (CapAIDE) bAIDE = Cos (tangageAIDE) *Sin (CaPAIDE) * bBODY sin (tangageAIDE) Pi, paramètres d'aide, respectivement de tangage, de cap dPi, incertitude à priori sur la connaissance du paramètre DBODY étant la longueur de base du véhicule considéré Pour améliorer la robustesse et la précision des mesures d'écart de phase entre antennes d'une paire d'antennes, utiles à la détermination d'attitude, l'invention propose deux nouveaux traitements : réaliser la boucle de phase porteuse (PLL) en sommant les deux signaux respectifs issus d'une paire d'antennes

proches, distantes d'une demi-longueur d'onde pour renforcer la tenue aux interférences et en fonctionnement à faible rapport signal à bruit. La sommation est implémentée à l'aide d'une méthode de traitement de signal permettant de rendre cohérents les deux signaux avant sommation (par intercorrélation normalisée) indépendamment de tout biais des chaînes RF. Cette mise en cohérence confère à la PLL une éjection spatiale des multitrajets qui ne sont pas dans la direction privilégiée (par ailleurs, et de façon déjà connue, cette paire d'antennes rapprochées peut également être utile pour une première initialisation directe et non ambiguë de l'attitude), réaliser la mesure d'écart de phase à l'aide d'une nouvelle technique de traitement de signal sur deux signaux issus respectivement d'une paire d'antennes suffisamment écartées (plusieurs longueurs d'onde, pour accéder à une bonne précision angulaire pour la mesure d'attitude). La mesure d'écart de phase est obtenue en passant par le domaine fréquentiel, ce qui permet de rejeter des signaux non cohérents en fréquence (multitrajet à doppler décalé de la fréquence privilégiée,...).

Pour effectuer la sommation sur deux antennes rapprochées, l'invention consiste à asservir les deux PLL respectives de la paire d'antennes par la même commande issue d'une sommation des deux signaux détectés. Cette sommation permet d'augmenter le rapport signal à bruit vu par la PLL. Cette sommation est préalablement rendue cohérente en annulant le retard d'un signal par rapport à l'autre. Ce retard est d'abord mesuré par intercorrélation complexe normalisée.

Un avantage corollaire à cette mise en cohérence est le rejet spatial partiel des signaux de multitrajets dont les directions vues par les deux antennes ne sont pas identiques entre elles.

Dans le détail (voir figure 4), l'invention consiste à : - calculer l'écart de phase par interférométrie (intercorrélation normalisée 21) entre signaux homologues, c'est-à-dire issus d'un même satellite (S10 et S1b0), délivrés respectivement

par les deux antennes (22,23) d'une même paire d'antennes, ces antennes étant distantes de moins de B/2, puis filtrés, démodulés et desétalés (24,25), -réaliser une remise en cohérence par multiplication (26) des signaux (S10 et S1b 0) par la moitié du retard relatif (27) évalué par l'intercorrélation--normalisée précédente. Les deux signaux sont préalablement retardés (28,29) de façon à compenser le retard introduit par l'intercorrélation (20ms dans le présent exemple), - asservir (30) la boucle de phase PLL à partir de l'addition vectorielle (31) des deux signaux d'antennes remis en cohérence. Les PLL sont alors asservies sur la phase moyenne entre les deux signaux respectivement reçus par les deux antennes, avec un gain de 3dB sur le rapport signal à bruit.

La remise en cohérence des signaux démodulés sur la base de la sortie d'intercorrélation normalisée (représentant un signal complexe d'argument égal à l'écart de phase instantané, le bruit restant négligeable) a pour conséquence de réduire l'effet des bruits décorrélés spatialement, de manière proche d'une antenne de type « deux patches » à formation de faisceaux.

Après remise en cohérence, les signaux étant sommés avant d'asservir la PLL, cette sommation permet de gagner 3 dB sur le rapport signal à bruit dans la boucle (donc sur la précision de mesure) dans le cas de bruits indépendants gaussiens, et ainsi de fonctionner en présence de perturbations d'autant plus élevées.

De plus, tout signal d'interférence n'arrivant pas dans la direction du signal sera atténué, mais avec une efficacité dépendant de la largeur de bande de cette interférence vis à vis de la distance de séparation des deux antennes : Soit, selon l'invention, les antennes sont rapprochées à mieux que A/2, et dans ce cas l'atténuation d'une onde cohérente est réalisée sans autre ambiguïté angulaire sur tout type d'interférence (bande étroite et bande large),

Soit les antennes sont écartées de plusieurs longueurs d'onde, et dans ce cas, la directivité devient illusoire sur les signaux à bande étroite, du fait des ambiguïtés spatiales (une directivité spatiale non ambiguë ne pouvant être atteinte que dans le cas de bruit de très large bande, non compatible avec la bande passante classique des récepteurs). Cette disposition n'est pas retenue.

Pour améliorer la robustesse des mesures d'écart de phase, l'invention propose de réaliser une intercorrélation en passant par le domaine fréquentiel. Ainsi on associe à la mesure d'écart de phase un traitement dans le domaine fréquentiel par l'intermédiaire d'une transformation de Fourier rapide directe (DFT) des deux signaux reçus sur les deux antennes (antennes 22 et 23A-voir figure 5), ces deux signaux étant issus d'un même satellite. Cette transformation étant suivie d'un produit complexe dans le domaine fréquentiel, d'un traitement d'excision de fréquence pour rejeter les signaux de fréquence anormale (multitrajet à doppler non cohérent...) puis d'une DFT inverse considérée au décalage de temps nul (l'écart de phase entre les deux signaux porteuses étant mesuré par la valeur de l'intercorrélation pour un décalage de temps nul).

Cette solution permet de"nettoyer"le spectre des signaux de porteuse démodulés, des raies ou bandes parasites ayant pu se superposer au signal de porteuse (interférences à bande étroite, trajets multiples décalés en Doppler...) Ce traitement est réalisé au rythme de la corrélation du code (typiquement de l'ordre de 1kHz) après transformation de Fourier par FFT des sorties « I » et « Q » de corrélation. Un procédé pour le réaliser est par exemple : - une normalisation du spectre (centrage et normalisation de l'écart-type du bruit de fond, par fenêtrage glissant par exemple, permettant d'estimer le bruit de fond en dehors des niveaux fréquentiels dus au signal utile) - une détection des pointes de bruits, et identification de la porteuse (a priori, de rapport signal à bruit le plus important et le plus stable ; typiquement 10 dB dans 1 KHZ en GPS) - la suppression des pointes de bruit dans le domaine fréquentiel des deux signaux (excision fréquentielle par mise à

zéro ou au niveau du bruit de fond des amplitudes spectrales aux fréquences détectées), -la multiplication complexe des spectres conjugués filtrés (intercorrélation) -le retour en temporel par DFT inverse considérée à zéro, pour -obtenir l'intercorrélation entre les 2 signaux et donc leur écart de phase relatif.

L'avantage de cette méthode est de permettre le calcul des écarts de phase dans une bande relativement large compatible avec des évolutions de dynamique importantes (sans devoir intégrer outre mesure), en bénéficiant d'une élimination des bruits pouvant apparaître dans la bande.

Dans le détail, comme représenté en figure 5, l'invention consiste à : - réaliser les transformées de Fourier (32,33), par exemple par FFT-128 points, des deux signaux (échantillonnés à environ 1 KHz) - réaliser une suppression des bruits (34,35) de chacun des deux spectres complexes obtenus, et incluant une normalisation spectrale menée au moyen d'une fenêtre glissante servant de référence de calcul de bruit (typiquement 2x10 points dans le cas d'une FFT à 128 points) - une détection des bosses de bruit (36,37) sur la base du spectre normalisé, et la détermination de la raie porteuse et de son pistage (sur un critère de niveau et stabilité du rapport signal/bruit et de sa position en fréquence), et élimination des bosses identifiées à du bruit ou des trajets multiples, de manière conjointe sur les deux spectres - réaliser une intercorrélation par produit complexe (38) des spectres (le deuxième signal étant conjugué : 39) - réaliser le calcul de son argument à décalage nul (pour l'abscisse zéro) par une DFT inverse complexe (40), pour exprimer la phase différentielle (41) entre les deux signaux de départ. La date de validité de cette phase mesurée est synchrone du milieu de l'intervalle de temps d'analyse (20 ms par exemple).

Pour un rapport signal à bruit typique de 40dBHz, la précision ainsi obtenue est de l'ordre de 0, 5° à 5Hz (5° à 50Hz).

La figure 6, combinant les figures 4 et 5, présente le traitement complet dans le récepteur, pour la mesure d'écart de phase précise avec PLL robuste. Sur cette figure, les mêmes éléments que ceux des figures 4 et 5 sont affectés des mêmes références numériques.

On va maintenant décrire la partie de procédé de l'invention se rapportant au lever d'ambiguïté avec aide partielle.

Dans le cas d'une aide partielle (pas d'aide en cap) l'invention consiste, pour la présélection du domaine des ambiguïtés potentielles à : - Définir un premier domaine de recherche d'ambiguïté par deux hypothèses particulières sur le cap d'aide, et en utilisant les autres aides connues.

- Puis élargir ce domaine avec les incertitudes sur les autres paramètres d'aide.

Ainsi, le domaine de recherche est réduit, même en cas d'aide partielle, optimisant ainsi le temps d'initialisation et la robustesse de la détermination d'attitude par GPS.

Ces hypothèses particulières de cap a priori sont les suivantes et correspondent à : - cap d'aide égal à l'azimut du satellite (maximum du produit scalaire de projection de la base d'antenne sur cette direction) - cap d'aide égal à l'azimut du satellite + 180° (minimum de projection).

La figure 7 illustre la première étape de définition du domaine : Sur cette figure, on a repéré les vecteurs de tangage d'aide et d'azimut du satellite considéré, ainsi que les vecteurs b et u définis précédemment.

On a alors : nain = E (u bAIDE (TangageAlDE, AzimutsATELLlTE + s)) nMAX = E (###AIDE(TangageAIDE, AzimutSATELLITE)) L'élargissement du domaine est ensuite donné par :

et Pi paramètres d'aides restant disponibles (tangage accélérométrique) Dans le cas d'une base complémentaire courte, la présente invention apporte une solution au problème de transfert d'ambiguïté sur la base longue en présence de biais de propagation.

En fait, la démonstration suivante montre que l'utilisation de doubles différences au lieu de simples différences, appliquée à cette configuration de trois antennes (base longue+ base courte : voir en figure 6 les antennes 22,23 et 23A), permet de lever directement l'ambiguïté sur la phase, ou de la réduire à quelques unités si le retard de propagation RF est plus important qu'une demi longueur d'onde. L'ambiguïté sur l'écart de phase sur la base longue étant résolue, il est alors possible de calculer l'attitude du porteur.

Ayant obtenu l'attitude du porteur, il est alors possible de reconstituer (par inversion de l'estimation) le biais de propagation RF sur les bases courtes et longues (par estimation de la différence entre les mesures d'écart de phase entre antennes et les mesures d'écart de phase théoriques reconstitués à partir de l'estimation de l'attitude).

Ce procédé permet de compenser les différences de marche de l'onde entre antennes avec suffisamment de précision, pour améliorer le rapport signal à bruit en direction des satellites, et (comme retombée naturelle) diminuer l'effet des sources d'interférences corrélées dans l'espace.

Le rapport entre les écarts de phases entre les antennes 1 et 2 (distantes de D12) et 1 et 3 (distantes de D13), s'écrit : et, pour un satellite i :

de même pour un satellite j : ##13j : écart_de_phase_mesuré-sur_base_longue <BR> <BR> A (pj écartdephasemesuré-surbasecourte<BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> #13:biais_RF_base_longue<BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> +12 : biais-RF-base-courte nj ; ambiguité_de_mesure_de_phase_base_longue de même, pour un satellite j : d'où l'expression de la double différence : Un avantage important de cette méthode basée sur l'utilisation des trois antennes citées est de permettre la résolution directe des ambiguïtés sur les mesures d'écart de phase simples indépendamment des biais de phase des chaînes RF.

Toute autre méthode basée sur deux antennes seulement nécessite de travailler sur les doubles différences de phases inter-satellites, qui réduit de 3 dB le rapport signal à bruit de mesure.

Du fait des incertitudes de mesure sur la phase, la solution précédente est en fait encadrée par les intervalles d'incertitude de mesures (grossis du fait de la projection des longueurs) ; cependant on pourra se limiter à seulement quelques ambiguïtés (+/-1 par exemple en bruit de phase nominal, environ 5mm).

Cette résolution directe des ambiguïtés, sans aides externes, permet le calcul de l'attitude, puis autorise la calibration des retards RF (ß13, +12) Une fois le domaine de recherche défini, il est nécessaire de disposer d'une méthode de LA fiable. La présente invention propose une amélioration du LA, grâce à un nouveau critère d'évaluation statistique. Cette nouvelle méthode élabore également un critère d'évaluation de t'ambiguïté résolue.

Le principe est le suivant : - les mesures d'écart de phase (non ambiguës) et l'attitude porteur sont reliées par transformation linéaire, H, fonction de la géométrie des axes à vue des satellites, - le calcul de l'attitude sur la base de l'ensemble des combinaisons d'ambiguïté de phase conduit pour chaque hypothèse à un vecteur de résidus de mesures de phase (écart entre l'écart de phase mesuré et l'écart de phase théorique reconstitué), ces résidus de phases sont normalisés par leur écart type estimé (dépendant de l'imprécision des mesures d'écart de phase élémentaires et des écarts de phase reconstitués). Ils sont significatifs de la distance existant entre l'attitude estimée et - l'attitude réelle (sous l'hypothèse qu'aucune mesure n'est erronée).

- sous l'hypothèse que les bruits de mesure de phase suivent une distribution Gaussienne, on peut alors appliquer un test de détection quadratique, selon une loi du Khi-2 (somme des carrés des écarts types pondérés sur les différents axes satellites, éventuellement intégré sur plusieurs récurrences temporelles)

-les solutions concurrentes sont sélectionnées sur la base d'un seuillage fonction des probabilités de détection et de fausse alarme choisies, fonctions de la loi du Khi-2, - dans le cas où plusieurs solutions restent en concurrence, un test complémentaire de résidus portant sur la longueur de base apparente de la solution d'attitude est réalisé, - s'il reste malgré tout encore des solutions candidates (liées à la non observabilité des solutions), il convient de tester un autre sous-ensemble de satellites visibles (ce qui permet d'écarter une erreur d'un jeu de satellites).

Selon des variantes du procédé de l'invention, pour plus de robustesse de la mesure de phase, on peut utiliser simultanément : des antennes rapprochées (ou des éléments d'une multi-antenne type CRPA) permettant de mieux éliminer des sources de bruit cohérentes spatialement, et utilisable pour initialiser le lever d'ambiguïté, des antennes éloignées permettant de réaliser des mesures précises d'écart de phase, initialisées à partir des antennes rapprochées, ou de tout autre moyen inertiel de calcul d'attitude.

Pour plus de robustesse du test de sélection des ambiguïtés, on peut élargir le domaine de recherche de quelques ambiguïtés supplémentaires : - une ou deux ambiguïtés pour compenser les troncatures dues aux calculs par parties entières - une ambiguïté pour le bruit de mesure sur la partie fractionnaire de la phase interférométrique Pour améliorer le contrôle d'intégrité, le test peut être appliqué sur plusieurs récurrences de mesures d'attitude (ce qui réduit la cadence de renouvellement).