UNIQUE

L'invention concerne un procédé de réception et un récepteur pour une transmission numérique série codée et modulée sur un canal bruité à atténuation non stationnaire présentant une forme d'onde choisie dans le groupe des formes d'onde, dites cycliques, comprenant des intervalles de garde répétés de façon cyclique, et dites à porteuse unique, c'est-à-dire présentant des fluctuations correspondant à celles d'une porteuse unique. Il peut s'agir en particulier des formes d'onde SC-OFDM (multiplexage à division de fréquences orthogonales à porteuse unique), EW-SC-OFDM (multiplexage à division de fréquences orthogonales à porteuse unique, et à extension et pondération), SC-FDMA (accès multiple par division de fréquences à porteuse unique), WCP-OFDM (multiplexage à division de fréquences orthogonales à porteuse unique à préfixes cycliques pondérés), TDM cyclique (multiplexage par division temporelle cyclique)...

En particulier, les formes d'onde connues SC-OFDM ou EW-SC-OFDM mettant en œuvre une répartition en fréquences orthogonales sous forme de multiples sous porteuses mais ayant un schéma de transmission à porteuse unique, peuvent par exemple être utilisées pour le lien montant des transmissions sans fil de données à haute vitesse à partir de terminaux mobiles (par exemple le LTE, standard de quatrième génération pour les transmissions sans fil à haute vitesse de données entre téléphones mobiles et/ou terminaux de données), ou pour le lien descendant du DVD-NGH

(cf. http://www.dvb.org/resources/public/standards/A160J3VB- pour le lien satellite. De telles formes d'onde présentent notamment les avantages suivants :

- par rapport à une forme d'onde OFDM (multiplexage par division de fréquence orthogonale) :

^■ sensibilité moindre aux erreurs de synchronisation (mais supérieure à celle d'une forme d'onde avec convolution linéaire),

^■ facteur de crête (PAPR) réduit ; - par rapport à une convolution linéaire : égalisation plus simple.

L'estimation de la performance de la couche physique d'une telle transmission est importante pour permettre la planification du réseau le dimensionnement, pour l'optimisation des paramètres de la transmission (entrelacement, codage, intervalles de garde, nombre de sous porteuses...) sur des canaux à très forte corrélation spatiale, nécessitant le parcours de grandes distances par le terminal.

Une transmission numérique série codée et modulée sur un canal bruité à atténuation non stationnaire est établie entre :

- un émetteur comprenant :

^■ un dispositif de codage adapté pour générer, à partir d'un flux de bits à transmettre, dit flux émis de bits, au moins un flux de mots codés, dit flux émis de mots codés, résultant du codage, selon au moins un procédé de codage prédéterminé, dudit flux émis de bits,

^■ un dispositif de modulation adapté pour générer au moins un flux d'éléments modulés, dit flux émis d'éléments modulés, selon un schéma prédéterminé de modulation, chaque flux émis d'éléments modulés étant représentatif d'au moins une partie de chaque flux émis de mots codés,

^■ un dispositif d'émission, sur un canal bruité à atténuation non stationnaire, d'un signal, dit signal émis, incorporant un flux de symboles émis représentatif de chaque flux émis d'éléments modulés,

- et un récepteur comprenant :

^■ un dispositif de réception adapté pour recevoir un signal, dit signal reçu, est reçu par un dispositif de réception, ledit signal reçu incorporant un flux de symboles reçus correspondant à un flux émis d'éléments modulés sur ledit canal, le signal reçu présentant une forme d'onde choisie dans le groupe des formes d'onde, dites cycliques, comprenant des intervalles de garde répétés de façon cyclique, et dites à porteuse unique, présentant des fluctuations correspondant à celles d'une porteuse unique, chaque élément modulé étant représenté par une pluralité de symboles reçus,

^■ un dispositif de démodulation adapté pour générer au moins un flux de mots codés, dit flux reçu de mots codés, à partir de chaque flux reçu d'éléments modulés,

^■ au moins un dispositif de décodage adapté pour générer un flux de bits, dit flux reçu de bits, par décodage de chaque flux reçu de mots codés, selon un procédé de décodage correspondant à un procédé de codage mis en œuvre par l'émetteur.

Le codage d'une telle transmission numérique permet de renforcer sa fiabilité. Dans diverses applications, le canal de transmission utilisé, en général de type sans fil (radiofréquences et/ou hyperfréquences...) présente une atténuation non stationnaire, c'est-à-dire qui varie sensiblement dans le temps au cours de la transmission de chaque mot codé. Ce phénomène est renforcé par la présence d'au moins un entrelaceur.

Tel est le cas par exemple avec des terminaux récepteurs mobiles (par exemple de type GPRS ou UMTS, Satellite DVB-SH) et/ou lorsque le codage est du type "turbocode", LDPC ou itératif. En effet, les conditions de canal et ses performances peuvent être fluctuantes en fonction de la position du récepteur. En outre, lorsqu'un entrelaceur est prévu, la fonction d'un tel entrelaceur a pour effet de réduire les variations de l'atténuation vue par mot codé.

Néanmoins, on dispose en général de données numériques représentatives des variations au cours du temps de l'atténuation et du bruit du canal. Ces données numériques peuvent provenir des caractéristiques connues de l'entrelaceur, ou encore de caractéristiques statistiques connues à partir des propriétés physiques d'un canal. Les données du canal sont estimées à partir du signal reçu soit sur des éléments pilotes soit sur des éléments modulés. Les rapports signal/bruit successifs par mot codé sont reconstitués à partir de l'entrelaceur.

Dans ce contexte général, un problème qui se pose est celui de la prédiction des performances de la transmission, c'est-à-dire de la détermination, sans réalisation du décodage, d'un taux d'erreurs ER (taux d'erreurs de bits BER et/ou taux d'erreurs de mots PER) dans le flux reçu de bits en fonction de variations d'atténuation du canal au cours de la réception de chaque mot codé. Une telle prédiction de performances doit permettre en particulier d'optimiser la conception desdits éléments constitutifs, et notamment de choisir des protocoles appropriés pour assurer une bonne qualité de transmission : requête de retransmission automatique (technique dite ARQ) éventuellement hybride (H-ARQ) ; redondance incrémentale (IR) ; combinaison de Chase ; adaptation des caractéristiques de l'émetteur et/ou de la liaison de transmission : choix du procédé de codage, puissance du signal, schéma de modulation... Une telle prédiction de performances peut aussi permettre d'éviter le surdimensionnement des récepteurs et de leurs antennes.

FR 2 952 254 décrit un procédé de réception et un récepteur dans lequel :

- des données numériques sont mémorisées permettant de déterminer :

^■ au moins une valeur, dite qualité de transmission Q^, de formule

Ck .E No, où Ck représente chaque valeur d'atténuation du canal au cours du temps, k étant un indice temporel, E _s représente une énergie moyenne par élément modulé émis et No représente une densité spectrale d'un bruit blanc gaussien sur le canal,

^■ et les variations au cours du temps de ladite qualité de transmission Q^ pom chaque élément reçu du flux reçu d'éléments modulés,

- dans une première étape, une valeur d'information mutuelle I _k est élaborée pour chaque valeur de ladite qualité de transmission Q _k , selon une fonction prédéterminée de ladite qualité de transmission Q _k ,

- dans une deuxième étape, une moyenne <I _n > d'information mutuelle est élaborée pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, en réalisant une moyenne des différentes valeurs d'information mutuelle I _k élaborées dans la première étape pour les différentes valeurs prises par ladite qualité de transmission Q _k sur le dit mot codé,

- dans une troisième étape, au moins une valeur du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est élaborée sans réalisation du décodage pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, à partir de chaque valeur de la moyenne d'information mutuelle <I _n > élaborée dans la deuxième étape, et par utilisation de données mémorisées représentatives de variations d'un taux d'erreurs équivalent selon au moins une fonction, dite fonction standard, du rapport signal/bruit, chaque fonction standard étant prédéterminée pour les dispositifs de codage et de décodage sur un canal à bruit blanc gaussien additif.

Ce procédé et ce récepteur donnent entière satisfaction, et permettent en particulier d'obtenir une prédiction de performances sans réalisation du décodage, à la fois en prenant en compte les véritables variations d'atténuation du canal, et avec une bonne précision des résultats, une grande fiabilité et des traitements informatiques légers et rapides, et donc une optimisation de la qualité de la transmission. Ils sont applicables en particulier aux transmissions à formes d'onde de type OFDM ou FDMA. Mais cette prédiction de performances n'est en aucune manière applicable aux formes d'onde cycliques à porteuse unique pour lesquelles il existe par construction une interférence entre éléments modulés, un mot codé ne comprenant pas nécessairement un nombre entier d'éléments modulés, empêchant a priori toute évaluation de la qualité de transmission Q _k .

Dans ce contexte, l'invention vise à proposer un procédé et un récepteur incorporant une prédiction des performances de la transmission sans réalisation du décodage, en fonction de variations d'atténuation du canal au cours de la réception de chaque mot codé, applicable aux formes d'onde cycliques à porteuse unique, notamment SC-OFDM, EW-SC-OFDM, SC-FDMA, WCP-OFDM TDM cyclique, et qui permette d'obtenir une bonne précision des résultats, une grande fiabilité et des traitements informatiques légers et rapides, et donc une optimisation de la qualité de la transmission. En particulier, l'invention vise à proposer un procédé de réception et un récepteur incorporant une prédiction des performances applicable à ces formes d'onde et qui présente les mêmes qualités que la prédiction de performances décrite dans FR 2 952 254.

L'invention vise également à proposer un tel procédé et un tel récepteur permettant une prédiction de performances en utilisant uniquement les paramètres connus de la forme d'onde du récepteur et en respectant la structure du récepteur réel qui effectue l'égalisation dans le domaine fréquentiel avant l'application d'une transformée de Fourier rapide inverse. L'invention vise également à proposer un tel procédé et un tel récepteur qui permettent une prédiction de performances rapide, et notamment sans nécessiter l'utilisation d'une opération de transformée de Fourier supplémentaire uniquement dédiée à cette prédiction.

Pour ce faire l'invention concerne un procédé de réception de données numériques transmises sur une transmission numérique série codée et modulée sur un canal bruité à atténuation non stationnaire, dans lequel :

- un signal, dit signal reçu, est reçu par un dispositif de réception, ledit signal reçu incorporant un flux de symboles temporels d'éléments d'information correspondant à un flux de symboles temporels d'éléments d'information émis sur ledit canal et représentatifs d'éléments d'information correspondant aux données à transmettre, chaque élément d'information étant représenté par une pluralité desdits symboles temporels, le signal reçu présentant une forme d'onde choisie dans le groupe des formes d'onde, dites cycliques, comprenant des intervalles de garde répétés de façon cyclique, et dites à porteuse unique, présentant des fluctuations correspondant à celles d'une porteuse unique,

- un procédé d'égalisation prédéterminé est appliqué par ledit dispositif de réception aux symboles temporels d'éléments d'information reçus,

- au moins un flux de mots codés, dit flux reçu de mots codés, est généré par démodulation à partir du flux de symboles temporels d'éléments d'information reçus,

un flux de bits, dit flux reçu de bits, est généré par décodage de chaque flux reçu de mots codés, selon un procédé de décodage correspondant à un procédé de codage mis en œuvre à l'émission sur le canal du flux de symboles émis,

procédé dans lequel :

- des données numériques sont mémorisées associant une valeur de qualité de transmission aux éléments d'information reçus,

- dans une première étape, une valeur d'information mutuelle Ik est élaborée pour chaque valeur de ladite qualité de transmission selon une fonction prédéterminée de ladite qualité de transmission, caractérisé en ce que ladite valeur de qualité de transmission est constituée d'un rapport signal/bruit plus interférences équivalent calculé en fonction dudit procédé d'égalisation à partir de différentes valeurs de rapport signal/bruit du canal mesurées pour les différents symboles temporels d'éléments d'information reçus du signal reçu correspondant à un même élément d'information et selon des interférences dues à ladite forme d'onde.

Avantageusement et selon l'invention :

- dans une deuxième étape, une moyenne <I _n > d'information mutuelle est élaborée pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, en réalisant une moyenne des différentes valeurs d'information mutuelle 1^ élaborées dans la première étape pour les différentes valeurs prises par ladite qualité de transmission Qk sur le dit mot codé,

- dans une troisième étape, au moins une valeur d'un taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est élaborée sans réalisation du décodage pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, à partir de chaque valeur de la moyenne d'information mutuelle <I _n > élaborée dans la deuxième étape, et par utilisation de données mémorisées représentatives de variations d'un taux d'erreurs équivalent selon au moins une fonction, dite fonction standard, du rapport signal/bruit, chaque fonction standard étant prédéterminée pour les dispositifs de codage et de décodage sur un canal à bruit blanc gaussien additif.

De façon totalement inattendue, les inventeurs ont en effet constaté qu'il est possible d'utiliser une telle valeur de rapport signal/bruit plus interférences équivalent à titre de mesure de la qualité de transmission dans le cadre de la prédiction de performances appliquée aux formes d'onde susmentionnées, et qu'il en résulte que l'ensemble des étapes subséquentes du procédé de prédiction de performances par utilisation de l'information mutuelle peut être strictement inchangé, comme décrit par FR 2 952 254. En effet alors que dans le procédé de FR 2 952 254, la qualité de transmission est calculée pour chaque partie d'un mot codé reçu correspondant aux symboles modulés reçus pour lesquels l'atténuation du canal reste la même, il s'avère qu'il est possible, pour les formes d'onde cycliques à porteuse unique, d'utiliser une valeur de rapport signal/bruit plus interférences équivalent pour chaque élément d'information reçu à partir de différentes valeurs de rapport signal/bruit du canal mesurées pour les différents symboles temporels d'éléments d'information reçus du signal reçu correspondant à cet élément d'information et selon les interférences dues à ladite forme d'onde.

Le calcul du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est choisi selon l'invention en fonction de la forme d'onde retenue et du procédé d'égalisation mise en œuvre.

En particulier, le procédé d'égalisation peut faire l'objet de diverses variantes (égalisation à erreur quadratique moyenne minimisée (MMSE) ou à filtre de Wiener, égalisation par forçage à zéro (ZF),...).

L'invention s'applique plus particulièrement (bien que non exclusivement) aux formes d'onde cycliques à porteuse unique comprenant une transformée de Fourier rapide appliquée aux symboles temporels du signal reçu pour produire des blocs reçus à M composantes fréquentielles. Avec ces formes d'onde, les éléments d'information sont répartis sur les différentes composantes fréquentielles des blocs reçus. L'invention s'applique encore plus particulièrement à ces formes d'onde pour lesquelles le procédé d'égalisation est appliqué sur les blocs reçus à M composantes fréquentielles (dans le domaine fréquentiel). En effet, dans ce cas, le procédé d'égalisation est grandement simplifié.

Avantageusement et selon l'invention, ladite forme d'onde étant choisie dans le groupe des formes d'onde à porteuse unique à division de fréquence sur une pluralité de M sous-porteuses, le signal reçu présentant des symboles temporels de N éléments d'information modulés, N étant un nombre entier supérieur à M, lesdits symboles temporels étant séparés les uns des autres par des intervalles de garde, le dispositif de réception étant adapté pour :

- supprimer les intervalles de garde,

- appliquer une transformée de Fourier rapide d'ordre N aux symboles temporels du signal reçu, et produire des blocs, dits blocs reçus, de composantes fréquentielles sur lesdites sous-porteuses, - appliquer ledit procédé d'égalisation auxdits blocs reçus pour produire des blocs égalisés,

- appliquer une transformée de Fourier rapide inverse aux blocs égalisés pour produire un flux de symboles temporels égalisés,

- des données numériques sont mémorisées permettant de déterminer une valeur d'un rapport signal/bruit SNRi pour chaque composante fréquentielle d'un bloc reçu,

- ladite qualité de transmission est constituée d'une même valeur SINReq d'un rapport signal/bruit plus interférences équivalent calculée en fonction dudit procédé d'égalisation à partir desdites valeurs des rapports signal/bruit SNRi pour toutes les composantes fréquentielle s d'un même bloc reçu.

Dans un mode de réalisation avantageux de l'invention, le signal reçu présentant une forme d'onde SC-OFDM sans pondération, ladite valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est calculée selon la formule (I) suivante :

(I) SI ² et dans lesquelles :

- H [h] est le gain du canal calculé par transformation de Fourier discrète d'une réponse impulsionnelle discrète,

- W[k] est la fonction de transfert du procédé d'égalisation et de pondération, et W[k] = W[k] H[k],

- y est le rapport signal sur bruit moyen (en temps/fréquence).

Plus particulièrement, avantageusement et selon l'invention, ledit procédé d'égalisation étant à erreur quadratique moyenne minimisée (MMSE) ou à filtre de Wiener, ladite valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est calculée selon la formule (II) suivante (II) SINReq = y^T?

M-

y _k = Mk] \ ² _Y

Dans un autre mode de réalisation avantageux de l'invention, le signal reçu présentant une forme d'onde EW-SC-OFDM comprenant une extension de fréquences avec pondération, ladite valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est calculée selon la formule (III) suivante :

SINReq =

W ₀ [k] \ ²

W^k} ] ² + \W ₂ [k]

et dans lesquelles :

- I ₀ est la bande centrale des fréquences non pondérées (non recombinaison des sous-porteuses), est formé des bandes /;.; et 7; _-2 d'extrémité des fréquences pondérées (où les sous-porteuses sont recombinées), la bande basse IJ.J étant référencée par un indice 1, la bande haute 7;_2 par un indice 2,

- H[k] est le gain du canal calculé par transformation de Fourier discrète d'une réponse impulsionnelle discrète,

- W[k] est la fonction de transfert du procédé d'égalisation et de pondération, et W[k] = W[k] H[k], - W ₀ [k] : est la fonction de transfert du procédé d'égalisation et de pondération dans la bande fréquentielle centrale I ₀ correspondant à la pondération neutre (pas de recombinaison des sous-porteuses),

- Wj[k] et W ₂ [k] sont les fonctions de transfert du procédé d'égalisation et de pondération respectivement dans les deux bandes fréquentielles IJ.J et Ij_ ₂ où les sous-porteuses sont recombinées et pondérées,

- γ est le rapport signal sur bruit moyen : y =— | - ΙΕΠ Xïk] \ ² } ~ M <?

avec ^{Λ v} · ^{■ J !} - ^Λ

Plus particulièrement, avantageusement et selon l'invention, ledit procédé d'égalisation étant à erreur quadratique moyenne minimisée (MMSE) ou à filtre de Wiener, ladite valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est calculée selon la formule (IV) suivante :

(IV) SINReq =

1 - a

Par ailleurs, selon une variante possible et avantageuse de l'invention, chaque valeur d'information mutuelle 1^ est déterminée selon la fonction définie par la formule (V) suivante :

_(V) I _k {x _k , y _k ) = -\og ₂ {œSINR _eq ) - J j f(u,v) \og ₂ (f(u, v))dudv u=—∞ v=—∞

1

S ^* m - I S ¹ m

M étant le cardinal de l'alphabet ^ ^— {^Ό _' ^Ί' ' ' ' ' ^ -l i des symboles modulés.

Avantageusement et selon l'invention, cette formule analytique peut être discrétisée pour son évaluation par traitement numérique, par exemple selon la fonction définie par la formule (VI) suivante :

I _k (x _k ,y _k ) = -\og ₂ ( SINR _eq )

seuil seuil

(VI) -AuAv ∑ ∑f(qAu,rAv)\og ₂ (f(qAu,rAv))

q=— seuil r=— seuil

seuil = + Max, _≤m≤M _ _x (real(SINR _eq S _m ), imag(SINR _eq S _m ))

. . . seuil

et Au = Av = 2

β

Selon une autre variante possible et avantageuse de l'invention, chaque valeur d'information mutuelle 1^ est déterminée selon la fonction I^b ¹ k,yt) de l'information mutuelle calculée entre le j ème bit ( ^ ^{≤ J≤ p _1} ) du symbole émis et le symbole reçu y^ cette fonction étant définie par la formule (VII) suivante :

(H>y _k ) = - \ \ f( ,v)log ₂ (f(u,v))dudv

=—o γ=—ο

+ { \ g _j (u,v)log ₂ (g _j (u,v))dudv

H y=—

M étant le cardinal de l'alphabet A {^O ' ^1 '· "' ^ -l i des symboles modulés, £ _tant l'ensemble des symboles normalisés S _m de p bits 0≤ j≤ p - 1 ^ _ont Y _e ^ numéroté m vaut 0, £ _tant l'ensemble des symboles normalisés de p bits

0≤ j≤ p - 1 ^ _ont Y _e ^ numéroté m vaut 1.

Avantageusement et selon l'invention, cette formule analytique peut être discrétisée our son évaluation par traitement numérique, par exemple selon

la fonction définie par la formule (VIII) suivante :

seuil

(b y _k = ∑ / (qAu, rAv) log ₂ (/ (qAu, rAv))

r=— seuil

seuil seuil

⁺ ∑ ^{^} ∑ _i 8 _j (q^u, rAv) \og ₂ (g _j (qAu, rAv))

q—— seuil r—— seuil

seuil = +Max _0≤k≤M _ ₁ (real(SINR _eq S _k ), imag(SINR _eq S _k ))

. . . seuil

et Au = Av = 2

β

Par ailleurs, avantageusement et selon l'invention, les valeurs des rapports signal/bruit SNRi pour chaque sous-porteuse sont des valeurs mesurées au cours du temps -notamment par le récepteur- au fur et à mesure de la réception des symboles reçus du signal reçu.

En outre, avantageusement et selon l'invention, les valeurs d'information mutuelle 1^ et/ou de la moyenne d'information mutuelle <I _N > et/ou de chaque taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est(sont) élaborée(s) par le récepteur. Par ailleurs, avantageusement un procédé selon l'invention est aussi caractérisé en ce qu'un désentrelacement est effectué après démodulation des symboles du flux reçu de symboles modulés de façon à former chaque mot codé du flux reçu de mots codés, et en ce que chaque valeur d'information mutuelle 1^ et/ou de la moyenne d'information mutuelle <I _n > et/ou du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est élaborée pour chaque mot codé obtenu à l'issue d'un tel désentrelacement.

En outre, avantageusement et selon l'invention, pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, un signal de commande du dispositif de décodage est élaboré en fonction de chaque valeur du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits.

Avantageusement et selon l'invention, pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, une valeur unique du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est élaborée à partir d'une fonction standard unique, et le signal de commande est adapté pour activer le dispositif de décodage si ladite valeur du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est inférieure à une valeur seuil prédéterminée.

En variante, avantageusement et selon l'invention, pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, une pluralité de séries de valeurs du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits sont élaborées à partir d'une pluralité de fonctions standards, chaque fonction standard correspondant à un procédé de décodage choisi parmi une pluralité de procédés de décodage prédéterminés, et ledit signal de commande est élaboré de façon à activer le dispositif de décodage selon le procédé de décodage pour lequel ladite valeur du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est la plus proche d'une valeur seuil prédéterminée tout en étant inférieure à cette valeur seuil.

Avantageusement et selon l'invention, les procédés de décodage d'une même pluralité de procédés de décodage diffèrent les uns des autres uniquement par un nombre d'itérations de décodage.

L'invention s'étend également à un récepteur pour transmission numérique série codée et modulée sur un canal bruité à atténuation non stationnaire, comprenant : - un dispositif de réception adapté pour recevoir un signal, dit signal reçu, incorporant un flux de symboles temporels d'éléments d'information correspondant à un flux de symboles temporels d'éléments d'information émis sur ledit canal et représentatifs d'éléments d'information correspondant aux données à transmettre, chaque élément d'information étant représenté par une pluralité desdits symboles temporels, le signal reçu présentant une forme d'onde choisie dans le groupe des formes d'onde, dites cycliques, comprenant des intervalles de garde répétés de façon cyclique, et dites à porteuse unique, présentant des fluctuations correspondant à celles d'une porteuse unique,

- un dispositif d'égalisation appliquant un procédé d'égalisation prédéterminé aux symboles temporels d'éléments d'information reçus,

- un dispositif de démodulation adapté pour générer au moins un flux de mots codés, dit flux reçu de mots codés, à partir du flux de symboles temporels d'éléments d'information reçus,

- un dispositif de décodage adapté pour générer un flux de bits, dit flux reçu de bits, par décodage de chaque flux reçu de mots codés, selon un procédé de décodage correspondant à un procédé de codage mis en œuvre à l'émission du flux émis de symboles modulés sur ledit canal,

- un dispositif de prédiction de performances du canal adapté pour élaborer au moins une valeur représentative d'un taux d'erreurs ER du flux reçu de bits, sans réalisation du décodage, à partir de données numériques mémorisées permettant d'associer une valeur de qualité de transmission aux éléments d'information reçus, ledit module de prédiction de performances du canal étant adapté pour :

- dans une première étape, élaborer pour chaque valeur de ladite qualité de transmission, une valeur d'information mutuelle selon une fonction prédéterminée de ladite qualité de transmission,

caractérisé en ce que ledit dispositif de prédiction de performances du canal est adapté pour utiliser à titre de valeur de qualité de transmission, un rapport signal/bruit plus interférences équivalent calculé en fonction dudit procédé d'égalisation à partir de différentes valeurs de rapport signal/bruit du canal mesurées pour les différents symboles reçus du signal reçu correspondant à un même symbole d'information et selon des interférences dues à ladite forme d'onde.

Un récepteur selon l'invention est également avantageusement caractérisé en ce qu'il est adapté pour la mise en œuvre d'un procédé selon l'invention.

Ainsi, dans un premier mode de réalisation possible et avantageux de l'invention, ledit dispositif de prédiction de performances du canal est adapté pour élaborer chaque valeur d'information mutuelle 1^ selon la fonction définie par la formule (V).

Avantageusement et selon l'invention, ledit dispositif de prédiction de performances est adapté pour discrétiser cette formule analytique pour son évaluation par traitement numérique, c'est-à-dire pour élaborer chaque valeur d'information mutuelle 1^ selon la formule (VI).

Dans un deuxième mode de réalisation possible et avantageux et selon l'invention, ledit dispositif de prédiction de performances du canal est adapté pour élaborer chaque valeur d'information mutuelle 1^ selon la fonction définie par la formule (VII).

Avantageusement et selon l'invention, ledit dispositif de prédiction de performances du canal est adapté pour discrétiser cette formule analytique pour son évaluation par traitement numérique, c'est-à-dire pour élaborer chaque valeur d'information mutuelle de l'information mutuelle calculée entre le j ème bit ( ^ ^{≤ J≤ p ~} ) du symbole émis et le symbole

reçu y _k , cette fonction étant définie par la formule (VIII).

Un récepteur selon l'invention est aussi avantageusement adapté pour mesurer les valeurs des rapports signal/bruit SNRi pour chaque sous-porteuse au cours du temps au fur et à mesure de la réception des symboles reçus du signal reçu.

Avantageusement et selon l'invention, ledit module de prédiction de performances du canal est aussi adapté pour : - dans une deuxième étape, élaborer pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, une moyenne <I _n > d'information mutuelle, en réalisant une moyenne des différentes valeurs d'information mutuelle 1^ déterminées dans la première étape pour les différentes valeurs prises par ladite qualité de transmission sur le dit mot codé,

- dans une troisième étape, élaborer pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, au moins une valeur du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits à partir de chaque valeur de la moyenne d'information mutuelle <I _n > déterminée dans la deuxième étape, et par utilisation de données mémorisées représentatives de variations d'un taux d'erreurs équivalent selon au moins une fonction, dite fonction standard, du rapport signal/bruit, chaque fonction standard étant prédéterminée pour les dispositifs de codage et de décodage sur un canal à bruit blanc gaussien additif.

Avantageusement et selon l'invention, ledit dispositif de prédiction de performances est adapté pour élaborer les valeurs d'information mutuelle Tjt et/ou de la moyenne d'information mutuelle <I _n > et/ou de chaque taux d'erreurs ER du flux reçu de bits pour chaque mot codé issu d'un module désentrelaceur du dispositif de démodulation.

Dans une première variante de réalisation d'un récepteur selon l'invention, ledit dispositif de prédiction de performances est adapté pour élaborer, pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, un signal de commande du dispositif de décodage en fonction de chaque valeur du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits. Avantageusement et selon l'invention, ledit dispositif de prédiction de performances du canal est adapté pour élaborer, pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés :

- une valeur unique du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits à partir d'une fonction standard unique,

- et ledit signal de commande pour activer le dispositif de décodage si ladite valeur du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est inférieure à une valeur seuil prédéterminée.

Dans une deuxième variante de réalisation d'un récepteur selon l'invention, ledit dispositif de prédiction de performances du canal est adapté pour élaborer, pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés :

- une pluralité de séries de valeurs du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits à partir d'une pluralité de fonctions standards, chaque fonction standard correspondant à un procédé de décodage choisi parmi une pluralité de procédés de décodage prédéterminés,

- et ledit signal de commande de façon à activer le dispositif de décodage selon le procédé de décodage pour lequel ladite valeur du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est la plus proche d'une valeur seuil prédéterminée tout en étant inférieure à cette valeur seuil.

L'invention s'étend à un dispositif de transmission numérique série codée et modulée sur un canal bruité à atténuation non stationnaire entre :

- un émetteur comprenant :

^■ un dispositif de codage adapté pour générer, à partir d'un flux de bits à transmettre, dit flux émis de bits, au moins un flux de mots codés, dit flux émis de mots codés, résultant du codage, selon au moins un procédé de codage prédéterminé, dudit flux émis de bits,

^■ un dispositif de modulation adapté pour générer au moins un flux d'éléments d'information modulés, dit flux émis d'éléments d'information modulés, selon un schéma prédéterminé de modulation, sur au moins un signal de porteuse, chaque flux émis d'éléments d'information modulés étant représentatif d'au moins une partie de chaque flux émis de mots codés,

^■ un dispositif d'émission, sur un canal bruité à atténuation non stationnaire, d'un signal émis incorporant un flux de symboles temporels d'éléments d'information correspondant aux données à transmettre, chaque élément d'information étant représenté par une pluralité de symboles temporels, le signal émis présentant une forme d'onde choisie dans le groupe des formes d'onde, dites cycliques, comprenant des intervalles de garde répétés de façon cyclique, et dites à porteuse unique, présentant des fluctuations correspondant à celles d'une porteuse unique,

- et un récepteur comprenant :

^■ un dispositif de réception adapté pour recevoir un signal, dit signal reçu, incorporant un flux de symboles temporels d'éléments d'information correspondant à un flux de symboles temporels d'éléments d'information émis sur ledit canal,

^■ un dispositif d'égalisation appliquant un procédé d'égalisation prédéterminé aux symboles temporels d'éléments d'information reçus,

^■ un dispositif de démodulation adapté pour générer au moins un flux de mots codés, dit flux reçu de mots codés, à partir du flux de symboles temporels d'éléments d'information reçus,

^■ au moins un dispositif de décodage adapté pour générer un flux de bits, dit flux reçu de bits, par décodage de chaque flux reçu de mots codés, selon un procédé de décodage correspondant à un procédé de codage mis en œuvre par l'émetteur, caractérisé en ce que le récepteur est conforme à l'invention et/ou met en œuvre un procédé selon l'invention.

Les inventeurs ont constaté que l'invention permet en pratique d'obtenir une prédiction de performances rapide et précise, et en particulier considérablement plus précise que dans toutes les méthodes antérieures connues, tout en restant aussi rapide. Ce résultat est surprenant, notamment car le rapport signal/bruit plus interférences équivalent ne correspond pas à la qualité de transmission par élément d'information modulé reçu.

Par ailleurs, ces avantages procurés par l'invention permettent d'envisager son utilisation en temps réel au niveau d'un récepteur pour les formes d'ondes cycliques à porteuse unique (notamment SC-OFDM, EW-SC-OFDM, SC-FDMA, WCP-OFDM, TDM cyclique) pour optimiser son fonctionnement, et en particulier pour déterminer si un mot codé reçu doit ou non être décodé et, le cas échéant, le nombre minimum d'itérations devant être utilisé par le module de décodage, dans le cas où ce dernier est du type itératif (LDPC, turbocode...).

Ainsi, l'invention permet d'envisager la réalisation d'un récepteur pour ces formes d'onde dont les performances sont auto adaptatives et minimisées en fonction de la qualité de transmission. Un tel récepteur présente en particulier l'avantage de présenter une consommation énergétique minimum ce qui est un avantage considérable pour les récepteurs embarqués sur systèmes mobiles, en particulier sur systèmes spatiaux. En effet, la réduction de la consommation énergétique permet d'une part de réaliser des économies en utilisation, et, d'autre part, de minimiser les exigences de performance des sources d'énergie, et donc leurs coûts, leur poids et leur encombrement, ou d'améliorer leur durée de fonctionnement lorsqu'il s'agit d'une batterie d'accumulateurs.

L'invention s'étend à un procédé de transmission numérique série codée sur canal non stationnaire incorporant un procédé de réception selon l'invention, ainsi qu'à un dispositif de transmission numérique série codée sur canal non stationnaire comprenant un récepteur selon l'invention.

L'invention s'étend à un programme d'ordinateur apte à être chargé en mémoire vive d'un dispositif informatique, et comprenant des instructions de code de programme pour l'exécution des étapes d'un procédé selon l'invention par le dit dispositif informatique.

Elle s'étend également à un produit programme d'ordinateur comprenant des instructions de code de programme enregistré sur un support utilisable dans un système informatique, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de programmation lisibles par un système informatique pour exécuter un procédé selon l'invention.

L'invention concerne également un procédé de réception, un récepteur, un procédé de transmission, un dispositif de transmission caractérisés en combinaison par tout ou partie des caractéristiques mentionnées ci-dessus ou ci-après.

D'autres buts, caractéristiques, et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante qui se réfère aux figures annexées représentant, à titre d'exemples non limitatifs, des modes de réalisation de l'invention et dans lesquelles :

- la figure 1 est un schéma fonctionnel représentant un dispositif de transmission selon l'invention incorporant un récepteur selon l'invention,

- la figure 2 est un schéma fonctionnel représentant un dispositif d'émission d'un dispositif de transmission selon l'invention, - la figure 3 est un schéma fonctionnel représentant un dispositif de réception et un dispositif de prédiction de performances d'un récepteur selon l'invention,

- la figure 4 est un organigramme schématique représentant un mode de réalisation d'un procédé de réception selon l'invention,

- la figure 5 est un schéma illustrant un exemple d'allure de symboles temporels reçus et de la durée des mots codés et des symboles temporels reçus dans une forme d'onde cyclique à porteuse unique,

- la figure 6 est un schéma illustrant un exemple de valeurs du rapport signal/bruit plus interférences équivalent calculé sur les symboles temporels reçus de la figure 5,

- la figure 7 est un schéma illustrant les opérations réalisées dans le domaine fréquentiel avec une forme d'onde EW-SC-OFDM,

- la figure 8 est un diagramme schématique d'exemples de courbes de référence pouvant servir, selon différents schémas de modulation, d'une fonction prédéterminée pour la détermination d'une valeur d'information mutuelle sur un canal à bruit blanc gaussien additif en fonction du rapport signal à bruit de ce canal,

- la figure 9 est un diagramme schématique représentant l'utilisation d'une courbe de référence similaire à la figure 8 pour l'exécution d'une étape d'un procédé selon l'invention,

- la figure 10 est un diagramme schématique représentant l'utilisation d'une courbe de référence similaire à la figure 8 pour l'exécution d'une première partie d'une étape d'un procédé selon l'invention,

- la figure 11 est un diagramme schématique représentant l'utilisation d'une courbe représentative d'une fonction standard pour l'exécution d'une deuxième partie d'une étape d'un procédé selon l'invention,

- la figure 12 est un schéma illustrant la chaîne d'émission et de réception d'une forme d'onde cyclique à porteuse unique dans le domaine temporel (de type TDM), - la figure 13 est un diagramme illustrant un exemple de PER pouvant être obtenue par un procédé selon l'invention comparée à une valeur estimée dans le cas d'un canal non sélectif en fréquence,

- la figure 14 est un diagramme illustrant un exemple de PER pouvant être obtenue par un procédé selon l'invention comparée à une valeur estimée dans le cas d'un canal sélectif en fréquence.

La figure 1 représente de façon générale un dispositif de transmission numérique série codée et modulée sur un canal bruité à atténuation non stationnaire avec une forme d'onde EW-SC-OFDM. Ce dispositif comprend un émetteur 11, un récepteur 12 et une liaison physique 13 sans fil formant le canal de transmission. La liaison physique 13 peut être par exemple une liaison radio fréquence, telles que celles par exemple reliant des terminaux mobiles tels que des téléphones cellulaires, des assistants numériques personnels, des ordinateurs portables, des cartes sans fil, des véhicules terrestres, des navires, des aéronefs, des satellites, des sondes spatiales ou autres systèmes spatiaux... à une station de base, elle-même fixe (terrestre) ou mobile (véhicule, satellite,...) accédant à un réseau de transmission de données tel que le réseau Internet ou tout autre réseau privé. En général, la transmission peut être bidirectionnelle, c'est-à-dire que chaque terminal mobile est tantôt émetteur, tantôt récepteur.

L'émetteur 11 comprend un premier module 14 délivrant des données sous forme d'un flux de bits (signal en bande de base) à transmettre, dit flux émis de bits. Ce flux émis de bits est fourni à un module 15 de codage qui exécute un procédé de codage prédéterminé pour former, à partir des bits, un flux de mots codés, dit flux émis de mots codés. Un tel procédé de codage permet en particulier d'augmenter la fiabilité des données transmises en augmentant les redondances tout en assurant la correction d'erreurs, c'est-à-dire la restitution des données initiales malgré les perturbations que peut subir le canal 13 de transmission.

L'invention s'applique à tout procédé de codage, et indépendamment de la nature exacte du procédé de codage utilisé. Il peut s'agir en particulier d'un procédé de codage choisi parmi les procédés du type dit LDPC (code à matrice de parité creuse), les procédés du type à turbocode et les autres procédés de codage à décodage itératif. Dans la plupart des procédés de codage modernes qui permettent d'obtenir des performances proches de la limite de Shannon, le module 15 de codage comprend une pluralité de codeurs -notamment deux codeurs-.

Ainsi, le module 15 de codage délivre des mots codés, qui sont ensuite entrelacés par un circuit entrelaceur 17, puis modulés, selon un schéma de modulation prédéterminé, par un circuit modulateur 18 qui fournit un flux d'éléments d'information modulés et entrelacés à un dispositif d'émission 19 apte à émettre par radiofréquence sur la liaison physique 13 des signaux sous forme de symboles temporels de N éléments d'information.

Le récepteur 12 comprend un dispositif de réception 20 apte à recevoir les signaux transmis via la liaison physique 13 par radiofréquence, et à délivrer un flux de symboles temporels d'éléments d'information modulés et entrelacés reçus, à un apte à appliquer une démodulation selon le schéma et la cartographie de modulation utilisés à l'émission, puis à un circuit désentrelaceur 22 qui effectue le traitement inverse de l'entrelaceur 17 de l'émetteur 11, c'est-à-dire permet la reconstitution progressive d'un flux de symboles temporels d'éléments d'information démodulés désentrelacés, à partir du flux de symboles temporels d'éléments d'information issu du circuit démodulateur 21. Le circuit désentrelaceur 22 fournit donc un flux de mots codés, dit flux reçu de mots codés, à partir du flux d'éléments d'information démodulés désentrelacés. Ces mots codés reçus sont ensuite fournis à une mémoire tampon 23 puis traités progressivement par un module 25 de décodage, comprenant un ou plusieurs de décodeur(s) -notamment deux décodeurs-, et permettant de délivrer un flux 27 de bits reçus inclus dans le signal véhiculé par la liaison physique 13 et correspondant au flux de bits émis par le circuit générateur 14.

Le récepteur 12 comprend également un module 28 de prédiction de performances décrit ci-après plus en détail.

La figure 2 représente plus en détail le dispositif 19 d'émission dans le cas d'une forme d'onde EW-SC-OFDM à M sous-porteuses (M étant un nombre entier supérieur à 1, et en général de l'ordre de plusieurs centaines, par exemple égal à 426). Cette forme d'onde est connue en elle-même et décrite par exemple par la publication « MMSE Frequency-domain Equalization Using Spectrum Combining for Nyquist Filtered Broadband Single-Carrier Transmission » [S. OKUYAMA], 2010.

Ce dispositif 19 d'émission comprend tout d'abord un module 51 mettant en parallèle les éléments d'information modulés et entrelacés et leur appliquant une transformée de Fourier rapide, pour délivrer des blocs à M composantes fréquentielles sur les différentes sous-porteuses. Le dispositif 19 d'émission comprend aussi un module 52 d'extension recevant les blocs délivrés par le module 51 pour leur appliquer une extension de K sous-porteuses, à savoir K/2 sous-porteuses dans les bandes /;.; et, respectivement, 7; _-2 (figure 7) à chaque extrémité de la bande fréquentielle centrale l ₀ des sous-porteuses, K étant un nombre entier non nul inférieur à M, par exemple de l'ordre de 10 % de M, par exemple égal à 42.

Le dispositif 19 d'émission comprend également un module 53 d'insertion de pilotes de manière déterministe, entremêlés ou non avec les sous porteuses portant de l'information, ajoutant également des sous-porteuses de valeur nulle aux deux extrémités du spectre, de façon à délivrer des blocs à N composantes fréquentielles, N étant un nombre entier non nul supérieur à M+K, par exemple de l'ordre de 512.

Le dispositif 19 d'émission comprend également un module 54 de pondération des K sous-porteuses d'extension par application d'un demi-filtre de Nyquist dans le domaine fréquentiel dont la fonction de transfert est par exemple :

a étant le coefficient de retombée (facteur de « roll off ») du filtre de Nyquist, et M le nombre de sous-porteuses portant de l'information.

Les blocs à N composantes fréquentielles délivrés par le module 54 de pondération sont soumis à un module 55 leur appliquant une transformée de Fourier rapide inverse puis une transformation parallèle/série pour délivrer des symboles temporels de N éléments d'information. Ces symboles séries temporels sont traités par un module 56 insérant des intervalles de garde (préfixes cycliques correspondant à une partie des symboles recopiée) entre les symboles, et le signal obtenu est émis sur la ligne de transmission 13 par un circuit 57 d'émission comprenant un convertisseur numérique/analogique et un émetteur radiofréquence relié à une antenne d'émission.

Le dispositif 20 de réception comprend un circuit 61 de réception comprenant un convertisseur analogique/numérique et un récepteur radiofréquence relié à une antenne de réception, permettant de recevoir des signaux émis par un dispositif 19 d'émission et comprenant des symboles temporels h(n) de N éléments d'information modulés et entrelacés. Les symboles temporels reçus sont traités par un module 62 supprimant les intervalles de garde entre les symboles, et fournissant des symboles temporels en entrée d'un module 63 mettant en parallèle les éléments d'information modulés et entrelacés et leur appliquant une transformée de Fourier rapide, pour délivrer des blocs Y(K) reçus à N composantes fréquentielles (étape 29 figure 4).

Ces blocs Y(K) reçus sont fournis à l'entrée d'un module 64 d'égalisation appliquant un procédé d'égalisation W(K) prédéterminé dans le domaine fréquentiel, et à l'entrée d'un module 65 de dépondération des K sous-porteuses d'extension. Les blocs égalisés et dépondérés obtenus sont ensuite fournis à l'entrée d'un module 66 supprimant l'extension et délivrant donc des blocs à M composantes fréquentielles à l'entrée d'un module 67 qui supprime les pilotes du flux de symboles d'information.

Les blocs Ye(K) reçus à M composantes fréquentielles ainsi obtenus sont délivrés à l'entrée d'un module 68 leur appliquant une transformée de Fourier rapide inverse puis une transformation parallèle/série pour délivrer des éléments d'information x(n) modulés et entrelacés à l'entrée du démodulateur 21, qui fournit des éléments d'information démodulés et entrelacés à l'entrée du désentrelaceur 22, ce dernier fournissant des éléments d'information démodulés et désentrelacés.

La partie gauche de la figure 4 illustre les différentes étapes réalisées par le récepteur 12. L'étape 31 figure 4 représente l'ensemble des opérations réalisées par le module 64 d'égalisation, le module 65 de dépondération, le module 66 supprimant l'extension, le module 67 de suppression des pilotes, et le module 68 appliquant une transformée de Fourier rapide inverse pour délivrer des éléments d'information x(n) à partir des blocs Y(K) reçus à M composantes fréquentielles. Lors de l'étape 40 subséquente, le flux reçu de mots codés est démodulé par le démodulateur 21. Il est ensuite désentrelacé par le désentrelaceur 22 lors de l'étape 32 subséquente, puis mémorisé dans la mémoire tampon 23 lors de l'étape 41.

Le module 28 de prédiction de performances réalise les étapes illustrées en partie droite de la figure 4. La figure 4 représente ainsi un organigramme d'un exemple de procédé de réception selon l'invention mis en œuvre dans un récepteur 12 selon invention.

Le module 28 de prédiction de performances reçoit les blocs Y(K) reçus à N composantes fréquentielles à la sortie du module 63 appliquant une transformée de Fourier rapide en réception. À partir de ces blocs Y(K), ce module détermine lors de l'étape 30, un rapport signal/bruit y=SNRi pour chaque composante fréquentielle d'un bloc reçu, et pour les différents symboles temporels d'éléments d'information reçus du signal reçu correspondant à un même élément d'information. Ce calcul est réalisé sur toutes les sous-porteuses utilisées pour la transformée de Fourier rapide (module 51) à l'émission (EW)-SC-OFDM.

À partir de ces valeurs mémorisées des rapports SNRi signal/bruit de chaque composante fréquentielle utile d'un bloc reçu, le module 28 de prédiction de performances calcule lors de l'étape 33, pour chaque élément d'information, en fonction du procédé d'égalisation, et selon les interférences dues à la forme d'onde, un rapport SINReq signal/bruit plus interférences équivalent en fonction du procédé d'égalisation. Dans l'exemple représenté sur les figures d'une forme d'onde EW-SC-OFDM, ladite valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est calculée selon la formule (III).

Par exemple, dans le cas d'un procédé d'égalisation de type à erreur quadratique moyenne minimisée (MMSE) ou à filtre de Wiener, la fonction de transfert du filtre d'égalisation est donnée par : wm

s γ ! _j k j ~ -?- ^ H [ ] s ~ }

Yk€

wjfc] =— - _T -— E / _X

( ^] ¾MI ² + |¾ [/i] ) + ⁱ

Avec H(k) = H[k]F[k], le gain du canal global qui prend en compte le gain H[k] du canal (transformée de Fourier discrète d'ordre N de la réponse impulsionnelle discrète) et la fenêtre de pondération F[k] appliquée à l'émission.

La valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est donc donnée par la formule (IV).

La figure 5 représente un exemple de symboles temporels reçus de durée Ts correspondant à un mot codé de durée Tmc avec une telle forme d'onde. La figure 6 représente un exemple de valeurs SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent pouvant être obtenues avec la formule ci-dessus. Comme on le voit, ces valeurs sont établies alors que la durée Tmc d'un mot codé ne correspond pas à un multiple de la durée Tei des éléments d'information reçus pour ce mot codé.

Dans le cas d'une forme d'onde SC-OFDM sans pondération, ladite valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est donnée par la formule (I). Par exemple, dans le cas d'un procédé d'égalisation de type à erreur quadratique moyenne minimisée (MMSE) ou à filtre de Wiener, la fonction de transfert du filtre d'égalisation est donnée par :

La valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est donc donnée par la formule (II).

Dans le cas d'un procédé d'égalisation de type à forçage à zéro (ZF), la fonction de transfert du filtre d'égalisation est donnée par la formule (IX) suivante :

1

(IX) SINReq = -

M-l

1 1

P Y _k = \ [k] \ ² _Y

Dans le cas d'une forme d'onde temporelle de type TDM, la chaîne d'émission et de réception, y compris le canal de transmission, est représentée figure 12. Sur cette figure :

- M et N représentent des entiers naturels dans la signification est similaire à ceux mentionnés ci-dessus pour une forme d'onde EW-SC-OFDM (groupement de symboles complexes)

- L correspond au facteur d'interpolation = N/M,

- CP correspond à l'ajout du préfixe cyclique (copie cyclique d'une partie des N échantillons),

- h _T (n) est un filtre de Nyquist en temporel,

- h _c (n) est un filtre représentant le canal de propagation,

- W(n) est un filtre d'égalisation temporel. On peut démontrer que l'expression du rapport signal/bruit plus interférences équivalent SINReq est la même que pour le domaine fréquentiel (formule (III) ci-dessus) en prenant :

- h(n)= h _T (n) (g) h _c (n) avec (g) opérateur de convolution circulaire,

- H[k] est la transformée de Fourier discrète de {h(n) },

- W[k] est la transformée de Fourier discrète de {w(n) } .

Le module 28 de prédiction de performances permet de déterminer un taux d'erreurs, avant le décodage (et donc sans nécessiter la réalisation de ce dernier), pour chaque élément d'information reçu, prenant en compte les variations d'atténuation du canal sur les éléments d'information reçus, c'est-à-dire sur les différentes parties des mots codés reçus correspondants. Le procédé mis en œuvre pour ce faire peut être identique à celui décrit par FR 2 952 254.

Lors de l'étape 33, les différentes valeurs SINReq représentant la qualité de transmission sont calculées par le module 28 de prédiction de performances à partir du flux reçu de mots codés, et ce pour chaque élément d'information d'un mot codé reçu correspondant mémorisé dans la mémoire 23, du flux reçu de mots codés.

À partir de ces différentes valeurs SINReq, une valeur d'information mutuelle 1^ est élaborée par le module 28 de prédiction de performances, lors de l'étape subséquente 34, selon une fonction prédéterminée.

Deux variantes de l'invention sont possibles en ce qui concerne le choix de la fonction prédéterminée pour le calcul de ladite valeur d'information mutuelle 1^.

Si l'on considère un élément d'information reçu y^, cet élément d'information correspond à l'élément d'information émis atténué par et bruité par un bruit blanc gaussien additif. En raison de la modulation choisie de cardinal M=2 ^P , b ^k ₂ ..

Une première variante de réalisation de l'invention consiste à considérer l'information mutuelle 7((b ^k ₁ ,b ^k ₂ ,. ,b ^k _p ), y^) égale à l'information mutuelle

Ik entre l'élément d'information émis et l'élément d'information reçu y^. Cette variante a l'avantage de proposer une formule théorique unique de calcul d'une courbe de référence de l'information mutuelle qui dépend seulement de la nature de la modulation considérée. Cette approche ne tient pas compte de la mise en œuvre réelle ("mapping") de la modulation ni du fait que les p bits constitutifs de l'élément d'information ne sont pas tous protégés de la même façon contre le bruit du canal.

Dans cette première variante, chaque valeur d'information mutuelle 1^ est déterminée selon la fonction définie par la formule (I) susmentionnée.

L'expression def(u,v) est sous forme analytique et peut donc être évaluée pour toutes les valeurs de u et v. Pour l'intégrale, il suffit de discrétiser cette intégrale par toute méthode numérique. Par exemple en utilisant une méthode des rectangles, on obtient chaque valeur d'information mutuelle 1^ selon la fonction définie par la formule (VI).

Comme on le voit, pour une modulation donnée, une atténuation de canal et une densité spectrale de bruit connue, l'information mutuelle entre les éléments d'information émis et reçus ne dépend que de la valeur du rapport SINReq signal/bruit plus interférences équivalent.

Une courbe de référence pour chaque schéma de modulation peut donc être obtenue par évaluation numérique de l'expression précédente. On obtient par exemple les courbes de référence représentées sur la figure 3, respectivement pour les schémas de modulation suivants : QPSK, BPSK, 16QAM, 64QAM.

Une seconde variante consiste à tenir compte de la mise en œuvre réelle ("mapping") de la modulation et à considérer chaque bit. Pour chacun des p bits b\ b ^k ₂ .. b ^k _p constitutifs de l'élément d'information émis Χ^, on calcule l'information mutuelle ^(b ^k ₁ ,yk), /^(b ^k ₂ ,yk) .... /^(b ^k _p ,yk) entre chaque bit et l'élément d'information reçu y^

La courbe de référence utilisée pour obtenir l'information mutuelle est alors la somme de ces p courbes.

Ainsi, dans cette deuxième variante, chaque valeur d'information mutuelle I _k est déterminée selon la fonction I _k i^ _b yt) de l'information mutuelle calculée entre le j ème bit - J - P ^ ) de l'élément d'information émis et l'élément d'information reçu y^, cette fonction étant définie par la formule (VII) susmentionnée.

Cette formule (VII) générale est valable dans le cas où géométriquement ces deux ensembles d'éléments d'information normalisés ont la même distribution géométrique dans le plan complexe, c'est-à-dire lorsque ces deux ensembles sont égaux à une rotation ou translation du plan près. Dans le cas contraire, une formule analytique peut aussi être écrite mais elle est plus complexe. L'hypothèse susmentionnée englobe les modulations PSK en distribution géométrique dite "mapping Gray".

Les expressions d f(u,v) et g(u,v) sont sous forme analytique et peuvent donc être évaluées pour toutes les valeurs de u et v. Pour l'intégrale, il suffit de discrétiser cette intégrale par toute méthode numérique. Par exemple en utilisant une méthode des rectan les, on obtient chaque valeur d'information mutuelle 1^ selon la fonction - ¹ ) 'élément d'information émis et l'élément d'information reçu y^, cette fonction ét ^ant définie par la formule (VIII), avec, si l'on veut évaluer les différentes gaussiennes d f(u,v) et g u,v) jusqu'à au moins leur probabilité a sur un nombre de points β dans le maillage, les valeurs suivantes de seuil et de (Au, Av) : seuil = ), imag(SINR _eq S _k ))

. seuil

et Au = Av = 2

β

I _k (^ _k ,yk) est comprise entre 0 et 1. La courbe de référence à utiliser sur chaque élément d'information est la somme des courbes pour chacun des p bits. Quelle que soit la variante utilisée, on obtient donc une courbe de référence représentant une fonction prédéterminée fournissant une valeur d'information mutuelle 1^ en fonction d'un rapport signal/bruit SNR.

Il est à noter que chaque courbe de référence à laquelle il est fait référence dans tout le texte est en pratique matérialisée par une table de valeurs numériques enregistrées en mémoire de masse. Le module 28 de prédiction de performances utilise une telle table pour déterminer les valeurs numériques appropriées permettant l'utilisation d'une telle courbe.

Lors de l'étape 34 de calcul de l'information mutuelle 1^ telle que représentée sur la figure 4, le module 28 de prédiction de performances considère la courbe de référence mentionnée ci-dessus, c'est-à-dire la table de valeurs numériques enregistrées, et chaque valeur du rapport SINReq signal/bruit plus interférences équivalent en tant que valeur du rapport signal/bruit à reporter en abscisse pour déterminer chaque valeur de 1^.

Lors de l'étape 43 subséquente ces différentes valeurs 1^ sont soumises au procédé de désentrelacement, puis lors de l'étape 35 subséquente, pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, une moyenne <I _n > d'information mutuelle est élaborée en réalisant une moyenne des différentes valeurs d'information mutuelle 1^ déterminées pour les différentes valeurs prises par le rapport SINReq signal/bruit plus interférences équivalent sur le dit mot codé.

Lors de l'étape subséquente 36, le module 28 de prédiction de performances réutilise la même courbe de référence (c'est-à-dire la même table de valeurs numériques) pour déterminer une valeur de rapport signal/bruit équivalent SNR _eq sur le mot codé reçu à partir de la dite moyenne d'information mutuelle <I _n >. Autrement dit, le module 28 de prédiction de performances utilise la fonction inverse

/* '·

Lors de l'étape subséquente 37, le module 28 de prédiction de performances calcule chaque valeur du taux d'erreurs ER à partir de ladite valeur de rapport signal/bruit équivalent SNR _eq et de données mémorisées représentatives de variations d'un taux d'erreurs équivalent selon une fonction standard prédéterminée pour les modules de codage et de décodage utilisés sur un canal à bruit blanc gaussien additif.

En effet, pour un module 15 de codage et un module 25 de décodage prédéterminés, il existe une fonction standard, obtenue de façon connue en soi par simulation sur le canal gaussien stationnaire, exprimant le taux d'erreurs par mot codé PER ou le taux d'erreurs par bit BER en fonction du rapport signal/bruit. La figure 6 représente un exemple de courbes représentatives de telles fonctions standard, les différentes courbes étant obtenues pour les mêmes modules de codage de décodage et variant les unes des autres en fonction du nombre d'itérations utilisées pour le décodage.

Pour chaque valeur du rapport signal/bruit équivalent SNR _eq , le module 28 de prédiction de performances calcule, à partir de ces courbes, c'est-à-dire des tables de valeurs numériques enregistrées correspondantes, un ensemble de taux d'erreurs ERi, c'est-à-dire une valeur de taux d'erreurs pour chaque nombre d'itérations pouvant être utilisé au décodage. Les valeurs de taux d'erreurs ERi sont décroissantes avec le nombre d'itérations. Cet ensemble de valeurs ERi constitue donc un vecteur de taux d'erreurs (ER), déterminé pour chaque mot codé reçu.

Dans l'exemple de la figure 6, on a représenté quatre courbes de fonctions standard : une première courbe CS1 correspondant par exemple à une seule itération, une deuxième courbe CS2 correspondant par exemple à quatre itérations, une troisième courbe CS3 correspondant par exemple à huit itérations, et une quatrième courbe CS4 correspondant par exemple à seize itérations. On obtient ainsi, à partir de la valeur du rapport signal/bruit équivalent SNR _eq , un vecteur de taux d'erreurs ayant quatre composantes : (ER) = (ER1, ER2, ER3, ER4).

Il est à noter que les deux étapes 36, 37 peuvent être rassemblées en une même et seule étape 38, si les fonctions standard sont combinées avec la fonction inverse I^ ¹ en une seule fonction fournissant directement, pour chaque nombre d'itérations, des courbes de variation du taux d'erreur ER en fonction de la moyenne d'information mutuelle <I _n >.

Le flux reçu de mots codés désentrelacés mémorisé dans la mémoire tampon 23 est décodé lors de l'étape 42 par le module 25 de décodage à partir en particulier d'un signal de commande élaboré lors de l'étape 39 à partir de chaque valeur de taux d'erreur calculée par le module 28 de prédiction de performances.

Dans une première variante dans laquelle le procédé de décodage a un nombre d'itérations fixe non susceptible d'être modifié par commande, le module de commande du module 28 de prédiction de performances élabore un signal de commande choisi parmi un signal d'autorisation du décodage et un signal d'interdiction du décodage. Dans ce cas, le module 28 de prédiction de performances calcule une seule valeur de taux d'erreurs ER (PER ou BER). En pratique, un signal d'autorisation de décodage sera élaboré lorsque la valeur du taux d'erreurs calculée est inférieure à un taux d'erreurs de consigne prédéterminé et enregistré, et un signal d'interdiction de décodage sera élaboré lorsque la valeur du taux d'erreurs calculée est supérieure à cette valeur de taux d'erreurs de consigne. Cette variante est particulièrement intéressante notamment lorsque le bloc codé est reçu sur plusieurs plages temporelles disjointes pouvant s'étaler sur une très longue durée (plusieurs secondes dans le cas du disperseur temporel de DVB-SH). Elle permet de déclencher un unique décodage par mot codé sans tentative de décodage à la réception de chaque nouveau morceau du mot codé.

Selon une deuxième variante, le module 28 de prédiction de performances incorpore par ailleurs avantageusement un module de commande permettant d'élaborer, lors de l'étape 39, un signal de commande pour le module de décodage 25 de façon à ce que ce dernier mette en œuvre, pour chaque mot codé reçu à décoder, un nombre d'itérations calculées en fonction des taux d'erreurs ERi. Par exemple, le module de commande détermine dans l'ensemble de taux d'erreurs ER la valeur ER _opt , du taux d'erreurs qui est la plus grande et inférieure à un taux d'erreurs de consigne prédéterminé et enregistré, et commande le module 25 de décodage en fonction du nombre d'itérations correspondant à cette valeur ER _opt .

Les figures 13 et 14 sont des exemples mis en œuvre avec une forme d'onde SC-OFDM avec une modulation QPSK, M=512, N=1024, qui montrent que les valeurs de PER pouvant être obtenues en fonction du rapport signal bruit SNRi = Es/No selon l'invention (points sur les figures) correspondent à des valeurs estimées par simulation (courbe sur les figures), et ce aussi bien pour un canal sélectif en fréquence que pour un canal gaussien.

Un tel résultat était considéré jusqu'à maintenant comme impossible à obtenir avec des formes d'onde cycliques à porteuse unique. Il permet en particulier de connaître à l'avance avec une excellente fiabilité les caractéristiques de la transmission, sans nécessiter de simulation complète de la liaison physique elle-même, et peut être utilisé pour optimiser la conception et la fabrication du récepteur en fonction des contraintes de qualité de transmission imposées (probabilité en ordonnées sur la figure), en choisissant le rapport signal/bruit maximum permettant de respecter ces contraintes. L'invention permet ainsi en particulier d'éviter tout surdimensionnement.

L'invention permet d'améliorer d'un facteur de l'ordre de 500 la durée moyenne nécessaire à l'évaluation par rapport à un simulateur complet générant les paquets codés. Une règle empirique indique en effet qu'avec un tel simulateur complet, pour connaître les PER (taux d'erreur par paquet), il est nécessaire de générer des paquets codés jusqu'à que 100 paquets soient faux. Ainsi, pour exemple, pour un PER de 0,01, le nombre de paquets à générer pour obtenir une seule valeur de PER au cours du temps, il faudra générer 10 000 mots codés.

Par ailleurs, les tests montrent que l'évaluation selon l'invention est en moyenne plus rapide que le temps réel. Autrement dit, les performances en PER sur un canal de durée D seront obtenues en un temps de calcul légèrement inférieur à la durée D.

Les paramètres principaux de configuration du simulateur sont : le type (lignes-colonnes ; convolutif...) et les paramètres du désentrelaceur permettant de changer les paramètres tels que définis dans la norme DVB-NGH (profondeur d'entrelacement, unité d'entrelacement (nombre de symboles)...) ; les paramètres du canal qui permettent à l'utilisateur de choisir un modèle de canal et de modifier les paramètres associés à ce modèle ; les paramètres de la liaison physique qui permettent à l'utilisateur de modifier les paramètres de la forme d'onde (intervalles de garde, bande, nombre de sous-porteuses) ainsi que le taux de codage.

L'invention peut faire l'objet de nombreuses variantes de réalisation et applications autres que celles mentionnées ci-dessus.