本发明属光光纤传感技术领域， 具体涉及一种消除光纤传感器中背向散射 光影响的方法。

背景技术

光纤传感技术常被用于大范围、 长距离的监测中， 如， 应用于石油管线， 高压电网， 输气管道、 通信光缆等基础设施的安全监测， 它把光纤作为感应器， 实时采集相关扰动信号， 通过对特征的分析来确定扰动发生的位置。 单芯反馈 式光路结构是感应段光纤使用单根光纤， 光纤自身不用闭合， 仅在光纤末端加 一反馈装置， 如反射镜， 构成干涉光路。 在实际应用中， 这种结构铺设方便、 灵活。 这类监测系统的特点是携带扰动信息的光是传 输到光纤末端后， 经反馈 装置反馈的光。

如下是单芯反馈式定位系统采用的一种定位技 术。

图 1所示的为一感应段光纤 （光缆）， 1为光纤 （光缆） 的起始点， 感应段 的末端有一反馈装置 2， 如反射镜， 入射光经反馈装置作用后原路返回。 设外界 D点有一扰动， 对光相位产生的调制为 ^0， 当光先后两次经过扰动点 D, 相位 受到的调制为：

φ (ί) = φ(ί) + φ(ί - Τ)

其中， r = 2« _{e J} L / _C ， L为扰动点 D距反馈装置 2的距离， c为真空中的 光速， n _eff 为光纤的等效折射率。

构造干涉光路， 如图 2所示。

干涉光路由 N*M (N、 M为整数） 耦合器 3、 P*Q (P、 Q为整数） 耦合器 4、 光纤延迟器 5， 延迟为 τ， 光纤（光缆） 6和反馈装置 2构成。 3al、 3a2、 …、 3aN、 3bl、 3b2为耦合器 3的端口， 3al、 3a2、 …、 3aN是同向端口， 共 N个， 3bl、 3b2是耦合器 3的另一组同向端口 （共 M个） 中的两个端口。 4al、 4a2、 4b 1为耦合器 4的端口， 4al、 4a2是耦合器 2的一组同向端口 （共 P个） 中的 两个端口， 4bl是耦合器 4的另一组同向端口 （共 Q个） 中的两个端口。 光纤 6 为感应光纤。反馈装置 2，使沿光纤传输来的光重新进入光纤 6返回到耦合器 4。 光源经耦合器 3的端口 3al输入，经耦合器 3分光后分别经端口 3bl、 3b2输出， 两路光：

I： 3bl→5→4al→4bl→6→2→6→4bl→4a2→3b2

II： 3b2→4a2→4bl→6→2→6→4bl→4al→5→3bl

在耦合器 3处重新会和， 发生干涉， 干涉信号分别经端口 3al、 3a2、 …、 3aN输出。

干涉光路中， 先经过延迟器 5在进入光缆 6的光， 受到的相位调制为： φ ₂ (ί) = φ(ί- τ) + φ(ί - τ - Τ)

两相干干涉光的相位差为：

= [φ(ΐ) + φ(ί - Τ)] - [φ(ί - τ) + φ(ί - τ - Τ)]

在相位差的频谱中， 存在频率陷落点， 即 "陷波点"， 根据陷波点的位置即 可确定扰动发生的位置。 "陷波点"如图 3所示， 在这幅通过时频变换得到的幅 度 -频率图中， "〇"所标示的位置即为频率陷波点。陷波点与� ��动位置的关系为：

e _ff 其中， 为 k阶陷波点的频率。

从上述的原理中可以看到， 相干的光必需历经从感应光纤 6的端点 1传输 到 2再返回到感应光纤 6中这一过程， 才能携带有位置 "L"信息。 然而， 在实 际中， 由于光纤的结构特点以及光纤自身的缺陷等原 因， 光纤中存在着散射光， 如瑞利散射光等。

如图 4所示， 设点 7是一个散射点， 背向散射光沿光缆回到干涉结构中， 因而存在这样两束光：

I： 3bl→5→4al→4bl→6→7→6→4bl→4a2→3b2

II： 3b2→4a2→4bl→6→7→6→4bl→4al→5→3bl 由于具有相似的光谱特性， 无扰动时， 光程相等， 因而在耦合器 3 处重新 会和， 也会发生干涉。 显然， 这两束干涉光携带的扰动点的信息是点 7 到扰动 点 D的长度 L ₇ 。 设点 8是另一个散射点， 该点后向散射形成的干涉携带的长度 信息为点 8到扰动点 D的长度 L ₈ ， 显然， L^ L^ L , 由于这些干涉在输出端是 混合在一起的， 对于布里渊背向散射光或拉曼背向散射光等产 生的干涉光， 可 以通过光滤波器滤除， 但对于瑞利散射产生的干涉光， 或是光路上的接点反射 产生的干涉光， 是不可能通过光滤波的方法对其进行消除， 必然会影响有用干 涉信号的纯度， 直接影响到扰动点位置 L的精度。 通常情况下， 背向散射光、 接点反射光产生的干涉强度明显小于反射光产 生的干涉强度 （有效干涉信号）， 对有效干涉信号不会产生明显的影响， L的精度可以满足实际使用需要，但是当 被监测线路达到一定长度后， 整个线路散射光的综合影响会很明显， 这时可以 观察到干涉信号已发生明显的畸变， 系统因此无法正常获得有效干涉信号。

相类似， 光路中的接点带来的反射也会对干涉信号造成 同样的不利影响。 传感线路中散 （反） 射光的影响， 不仅是系统的监测距离受到了明显限制， 且在线路中存在较大散 （反） 射点的情况下， 系统无法进行正常测试。

为了消减上述信号的影响， 发明专利 201010508357.2 (如图 5所示） 中提 出了利用相位生成载波（Phase Generated Carrier)技术将有效干涉相位信息从混 杂着背向散射光、 接点反射光干涉干扰信号的光输出中分离出来 ， 获得纯净的 含有有效扰动位置信息的信号， 从而达到消除背向散射光等的影响的目的。 该 技术在感应光纤 （光缆） 6的末端， 接近反馈装置 2处接入一相位调制器 9， 对 相位调制器 9施加调制信号， 获得仅包含有用信息的载波基频 （或倍频） 边带 信号提取出来， 并利用 PGC解调技术将边带信息提取出来。 PGC解调技术一般 采用相干解调技术， 即解调过程中需要利用与调制信号同源的信号 做为参考信 号。 由于需要在信号生成端获得调制信号， 在单芯反馈式系统的应用中， 当带 有信号调制的末端（9的位置）远离信号生成� �时， 如何获得参考信号， 成为该 方法实现的难点。 发明内容

本发明的目的在于提供一种消除光纤传感器中 背向散射光影响的方法。 本发明提出了一种利用相位调制技术， 通过高通滤波的简便方法实现目标 信号与光纤路径中散射、 反射引入的干扰信号的分离， 获得纯净的含有有效扰 动位置信号的方法。 本发明通过对相位调制信号的幅度的设置， 使得在 0频率 的左右边带中不包含有效信号形成的分量， 仅包含背向散射、 反射带来的干扰 信号， 而调制频率基频和倍频的边带中， 不包含干扰信号， 在此基础上， 利用 高通滤波器即可将杂散光的干扰信号的影响消 除。 本方法与传统 PGC解调技术 相比， 解调时无需利用与施加在相位调制信号同源的 信号做为参考信号， 结构 简单， 更易于实现。 具体方法如下。

光路的连接如图 5。为了能将这两个干涉信号区分开， 调制信号工作点的选 择分析如下。

设相位调制器 9引入的干涉相位差为 Δ^(0， 经相位调制器到达反馈装置 2 反射后重新返回到光缆的光发生的干涉信号可 以表示为：

P = Px cos[^ ₀ + Αφ, (t) + Αφ (t)] ( 1 ) 其中， A是与系统参数有关常系数； ^。是干涉结构的初始相位， 为常量， 且 因干涉输出端口的不同而有所差异； Δ^(0是由扰动引起的干涉相位差。

对于光缆中相位调制器 9以前的路径引起的背向散射光等， 如， 7、 8点引 起的背向散射光， 从图 5可以看出， 由于传输中不会经过相位调制器 9， 其相位 变化不会受到相位调制器 9上施加信号的影响。 这部分光干涉信号可表示为：

=∑ P m cos [φ _Β0ι + Α φ _Β11 (0] (2 ) 其中， /¾是光纤 6上第 i个散射点引起的干涉的系数， 。i是与第 i个散射 点相应的初始相位， Δ^Ο是由扰动引起的相应于第 i个散射点的干涉相位差。 ∑.表示沿着相位调制器 9之前的感应光纤 6上的所有散射点求和。 总的输出信号变化部分可以表示为： (3) 设经相位调制器 9上施加的相位为频率为 f _m 的正弦信号， 则通过光路的干 生成的正弦载波信号 Δ^(0可表示为，

A^( = ^cos(2^ _ffl (4) 是 Δ^(0的幅度。 式 （1) 利用 阶贝塞尔函数展开可表示为：

Ρ = Ρι∞4 ο ^+Α ι (0 + Φ _η c。s(2 t)]

= _Ρι cos ( ₀ + Α , (t))[J ₀ {φ _η ) + 2J ₂ {φ _η ) cos(4 _m t) + ···]+ (5) Pi sin ( φ ₀ + Α , (t)) [2J! {φ _Μ ) cos(2^ _m t) + 2J ₃ {φ _Μ ) co«t、 +…] 贝 lj，

= ΡΒ +ΡΙ COS ( φ ₀ + Α , (t))[J ₀ (φ _η ) + 2J ₂ (φ _η ) cos(4 t) + ···] + Pi sin ( φ ₀ + Α ₁ ( >[2J! { _η ) c« t、 + 2J ₃ 、φ _Μ ) cos(6^f _ffl t) +

(6)

= h + A cos ( φ ₀ + Α , (t)) · Jo φ _Μ )] +

P cos ( φ ₀ + Αφ, (t))[2J ₂ ( ) cos(4 t) + ···]

Pi sin ( φ ₀ + Α , ( )[2 ( ) c« t、 + 2J ₃ φ _Μ ) cos(6 _m t) + 调节施加在相位调制器上的调制信号幅度， 使得

(^) = ο (7)

Ρ -P + P _I

尸 B +

(8)

Pi cos ( φ ₀ + Α , (t))[2J ₂ (φ _Μ ) cos(4 t) + ···] +

Pi sin ( φ ₀ + Α , (t))[2J ! (φ _Μ ) cos(2 t) + 2J ₃ (φ _Μ ) cos(6 t) + · 此时，

P = 0 + _PL cos (^ + Αφ, (t) [2J ₂ (φ _η ) cos(4 t) + ···] +

Pi sin ( φ ₀ + Α , ))[2J】 {φ _Μ ) cos(2 t) + 2J ₃ {φ _Μ ) cos(6 t) + (9) = ρ _λ cos[^ ₀ + Αφ, (t) + φ _Μ cos(2 t)] 式 （ 9 ) 中各分量， 不考虑幅度变化， 仅考虑频率分布， (Φ _Μ ) cos ( _οι +Α , (φ cos(2N^ _m t) (Ν=1,3,5， …）是将 2 _A J _N ( ) _C0S ( + Δ柳 的频谱从 0 频率处移到 N/ _m 附近； 2 _A J _M (^ _m )sin ( ₀₁ +Δ柳 _C0S (2M t) (M=2,4,6， …) 是将 +Δ (φ的频谱从 0频率处移到 M/ _m 附近。 而 的频率成份分布在 0 频率附近。 设/ _lmax 为 sin (^ +Δ^Ο) (或 co, (^ _{01 +} Δ^( )) 的最大频率， 皿为 Ρ _Β 的最大频率， 取 / _{m :}

fm > fsB max fsl a (10) 即， f _m 足够大， 使 P _B 的频谱和 P不发生交叠， 则利用高通滤波器， 可滤除 P _B ， 获得完整的、 无干扰的信号 P, 这样， 则可将散射点引起的干涉信号与到达 反馈装置的光形成的反射分离开来。 获得信号 P后， 再利用干涉结构常用的相 位还原方法， 即可得到恢复出信号

Δ^( = Δ^( + ^οο ₈ (2^ (11) 可见， 在满足式 （8) 的同时， 选择 f _m ， 使其位于 Δ^(0的频率成分之外， 采用滤波技术， 滤除 f _m 的频率成分， 则可获得 Δ^(0， 即实现了信号的解调。

当干涉结构具有两个干涉输出端口， 两个端口的干涉信号分别表示为：

3 _a2 = Ρι∞{ η + \ (0 + > _c ( ] +∑/½ cos[^ _a2 + Δ^ _ι; (0] (12) 3 _a3 = Ρι∞ ΦΙΙ + (0 + > _c ( ] +∑/½ c > ( ] (13) 其中， 、 分别为这两个端口干涉输出所对应的初始相位 ， 且

φ _η -φ _η ≠ηπ (η为整数）

按照本发明前面所述的方法， 可获得两路具有固定相位差的信号：

Ρ = A cos + Α , (t) + φ _η cos(2 t)] (14) = Pi∞ .Φΐ2 + Φΐ (0 + _η COS(2 t)] (15) 联合式 （14) (15)， 则可还原出信号 Δ^(0， 再经滤波， 滤除 f _m 频率成分， 可得到信号 Δ^(0

根据上述描述， 本发明方法的具体步骤归纳如下：

1) 在单芯反馈式传感光纤尾端串接相位调制器 9;

2) 选择加载相位调制器 9上的信号频率 f _m f _m 满足以下条件：

fm > fsB max + Almax且 f _m 位于 Δ^(0的频率成分之外； 3) 在相位调制器上施加正弦信号。 该调制信号所生成的载波可表示为：

A d cos(2 t)

4) 调节正弦信号的幅度， 使：

） =0

使反馈装置 2形成的有效干涉信号的频率成分分布在载波� �率 f _m 的基频和 倍频的边带上， 而在零频率附近， 没有频率分量。 有效干涉信号 P可表示为：

P = 0 + _Pl cos(^ ₀ +A^ (t))[2J ₂ ( _η ) cos(4 t) + ···] +

Pi sin ( φ ₀ + Α , ( >[2J! { _η ) cos(2^ _ffl t) + 2J ₃ {φ _η ) cos(6^ _ffl + ···]

= i cos[^ ₀ + Αφ,(ί) + φ _Μ cos(2 t)]

此时， 零频率附近仅有线路中背向散 （反） 射光干涉形成的干扰信号 。

5)对^进行高通滤波， 滤除干扰信号 P _B ， 保留有效信号信号 P， 即将干扰 信号与有效信号进行分离， 获得有效信号。

6)从有效信号？解算出^(0 =八 0 + ∞ ₈ (2 _? ^)， 滤除 f _m 频率成分， 获得 扰动引起的干涉相位差 Δ^(0。

本发明的优点在于可有效地消除单芯反馈式光 纤传感光路中背向散 （反） 射光的影响， 将有效信息从被严重干扰的信号中提取出来， 从而显著地提高了 测量距离， 增强干涉测量系统对线路的适应性。 该技术采用独特的载波信号加 载及解调方法， 无需像传统的 PGC调制解调方法那样必须在信号解调端提供与 载波信号同源的参考信号， 因此， 在长距离监测中， 更加易于实现监测光缆尾 端自由延伸的布设方式。 同时， 由于解调技术无需参考信号， 测量系统结构简 单， 易于实现。

基于发明的分布式光纤管线监控系统可广泛应 用于通信干线、 电力传输线、 天然气管道、 石油管道、 边境线的安全监测领域的长距离监测； 也能应用于大 型建筑物例如水坝、 隧道、 矿井等的安全监测。

附图说明

图 1是单芯反馈式传感器定位原理。

图 2为一种单芯反馈式干涉结构。 图 3是从干涉信号解调出的相位信号的频谱， "〇"为频率 "陷波点"。 图 4是背向散射光带来的影响示意图。

图 5是采用相位生成载波技术消除背向散射影响� �光路连接方法。

图 6是可实现本发明方法的的一个具体结构。

图中标号： 1为感应光纤 6的端点， 2为反馈装置， 3为 N*M (N、 M为整 数） 耦合器， 4是 P*Q (P、 Q为整数） 耦合器， 5是光纤延迟器， 延迟为 τ， 6 是传感光纤（光缆） 和反馈装置 2构成。 3al、 3a2、 …、 3aN、 3bl、 3b2为耦合 器 3的端口， 3al、 3a2、 …、 3aN是同向端口， 共 N个， 3bl、 3b2是耦合器 3 的另一组同向端口 （共 M个） 中的两个端口。 4al、 4a2、 4b 1为耦合器 4的端 口， 4al、 4a2是耦合器 2的一组同向端口 （共 P个） 中的两个端口， 4bl是耦 合器 4的另一组同向端口 （共 Q个） 中的两个端口。 7、 8为光纤中的散射点。 9为相位调制器。

具体实施方式

实施例的测量系统采用如图 3所示干涉结构。 感应光缆 6的长度为 30km。 使用的光源是电子集团总公司 44 研究所生产的 S03-B 型超超辐射二极管 (SLD),工作波长 1310nm。耦合器 3采用均分的 3*3光纤熔融拉锥型单模耦合 器， 耦合器 4采用均分的 2*2光纤熔融拉锥型单模耦合器， 皆为武汉邮电研究 院生产。光纤延迟器使用的光纤为 G652型单模光纤。光电转换及信息处理中使 用的光电转换器件为 44所生产的型号为 GT322C500的 InGaAs光电探测器。反 馈装置 2为光纤末端蒸镀铝膜制作， 反射率大于 95%。 在尾端串接的相位调制 器 9是用光纤缠绕在压电陶瓷上制作而成。 干涉信号基带带宽 <10kHz， 相位调 制器上加载的正弦信号频率为 60kHz。

在该单芯传感路径中， 感应光缆 6中据末端 （反馈装置 2) 10km处存在活 动接头连接点， 该点反射>2(©， 在端口 4bl附近对感应光缆 6施加扰动， 不采 用本发明所述方法， 系统无法正常定位， 采用该调制解调方法后， 系统可准确 定位。 图 6为可实现该方法的一个具体结构， 在该结构中， 耦合器 3使用均分 3*3 耦合器， 光源从端口 3al输入， 干涉信号从两个端口 3a2和 3a3输出， 这两个干 涉信号可以表示为： =Pl COS — + Α _ι (ί) + Α _ε (ί) + jPm cos[^ + Δ^ _ι; (t)] (16) =Pl (t)] (17)

设 Δ^(0)的最大频率为^ 取： f m > fsB max + f s 1 max Ά f _m > f s φ max (18) 按照前面所述的方法， 设置相位调制幅度使满足公式 （7)， 对干涉信号进 行高通滤波， 滤除杂散光带来的干涉， 则可获得以下信号：

2π

P _a2 = p _x cos + Αφ, ( + φ _η cos(2^ _m t) (19)

^P a = Pi COS (20) 贝 lj， 联合式 （19) (20)， 可还原出信号 (参考文献： 吴红艳等； 基于 光纤干涉定位系统的信号解调技术 [J];传感器与微系统， 2007 26(5)： p45-51):

Δ^( = Αφ, (0 + φ _Μ ∞s(27f ) (16) 对 Δ (Ο进行低通滤波， 即可获得 Δ 0