Verfahren zur Regelung eines Schaltwandlers

Beschreibung

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regelung eines Tief- Hochsetzstellers oder Hoch-Tiefsetzstellers, wobei mittels eines ersten pulsweitenmodulierten Schaltsignals ein erstes Schaltelement als ein Bauteil des Tiefsetzstellers angesteuert wird und wobei mittels eines zweiten pulsweitenmodulierten Schaltsignals ein zweites Schaltelement als ein Bauteil des Hochsetzstellers angesteuert wird, sodass eine Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung umgewandelt wird, wobei sich die Verläufe der Eingangspannung und der Ausgangspannung laufend einander annähern oder überschneiden. Des Weiteren betrifft die Erfindung einen Tief-

Hochsetzsteller oder Hoch-Tiefsetzsteiler zur Durchführung des Verfahrens.

Sogenannte Hoch-Tiefsetzsteiler sind seit langem bekannt. Dabei handelt es sich im Wesentlichen um Schaltwandler, die abwechselnd oder in einem übergangsbereich gleichzeitig nach der Art eines Hochsetzstellers und nach der Art eines Tiefsetzstellers arbeiten. In einer entsprechenden Schaltungsanordnung sind zumeist eine gemeinsame Drossel (im Fall eines Tief-Hochsetzstellers) sowie ein gemeinsamer

Eingangsfilter und ein gemeinsamer Ausgangsfilter vorgesehen. Die übrigen Bauteile des Hochsetzstellers, zumeist eine Diode und ein Schaltelement, sind vom Anschluss der Eingangsspannung aus betrachtet entweder vor (vgl. Fig. 1 Hoch-Tiefsetzstellers) oder nach (vgl. Fig. 2 Tief-

Hochsetzsteller) den übrigen Bauteilen des Tiefsetzsteller angeordnet .

Hoch-Tiefsetzsteller werden in der Regel zur sogenannten Leistungsfaktor-Korrektur bzw. Power Factor Correction (PFC) von Schaltnetzteilen verwendet. Ein Verfahren zur Leistungsfaktor-Korrektur mittels Hochsetzsteller und

nachschaltbarem Tiefsetzsteiler ist beispielsweise in der WO1998009368 angegeben.

Bekannte Anordnungen mit Hochsetzsteller und Tiefsetzsteiler zur Umwandlung einer gleichgerichteten höheren

Wechselspannung in eine niedrigere Gleichspannung mit Leistungsfaktor-Korrektur können auch in umgekehrter Weise angewendet werden. Dabei wird beispielsweise eine niedrige Gleichspannung einer alternativen Gleichspannungsquelle in eine pulsierende höhere Gleichspannung umwandelt, wobei der

Maximalwert der Ausgangsspannung über und der Minimalwert der Ausgangsspannung unter dem Eingangsspannungswert liegt.

Bei einem derartigen Verfahren sind der Tiefsetzsteiler und der Hochsetzsteller während einer Periode abwechselnd aktiv. In den Abschnitten, in denen die pulsierende

Ausgangsgleichspannung unter der Eingangsspannung liegt, ist der Tiefsetzsteller aktiv und in den Abschnitten, in denen die pulsierende Ausgangsgleichspannung über der Eingangsspannung liegt, ist der Hochsetzsteller aktiv.

Ein Verfahren zur Ansteuerung eines Hoch-Tiefsetzstellers mit einer um eine Eingangsspannung oszillierende Ausgangsspannung ist beispielsweise in der Offenlegungsschrift DE 10 2005 030 599 Al angegeben. Dabei werden zwei pulsweitenmodulierte

Schaltsignale zur Ansteuerung der Schaltelemente eines als Tief-Hochsetzsteller oder Hoch-Tiefsetzsteller ausgebildeten Wandlers aus der überlagerung zweier synchroner Sägezahnsignale mit einem Reglerausgangssignal abgeleitet (vgl. Fig. 3) . Ein Sägezahnsignal ist dabei gegenüber dem zweiten Sägezahnsignal um einen Wert gleich der Amplitude verschoben. Damit beträgt bei steigendem Reglerausgangssignal das Tastverhältnis des ersten pulsweitenmodulierten Schaltsignals zur Ansteuerung des Tiefsetzstellers 100% Prozent, bevor das zweite Schaltsignal dem Hochsetzsteller erste Schaltimpulse liefert (vgl. Fig. 4) .

In der Patentschrift DE 43 06 070 Cl ist ebenso ein Hoch- Tiefsetzsteiler offenbart, wobei mit nur einem Reglerausgangssignal zwei pulsweitenmodulierte Signale erzeugt werden.

Um Spannungsabfälle in den Bauelementen des Schaltwandlers zu kompensieren, kennt man auch Verfahren, bei welchen die beiden Sägezahnsignale um einen Wert gleich der Amplitude abzüglich eines Korrekturwertes verschoben werden (vgl. Fig. 5) . Eine derartige überlagerung der Sägezahnsignale zur

Realisierung eines überschneidenden Betriebs des Hoch- und Tiefsetzstellers ist zudem aus der US 6 166 527 A bekannt.

Des Weiteren kennt man Verfahren, bei welchen zur Erzeugung der pulsweitenmodulierten Schaltsignale nur ein

Sägezahnsignal mit zwei Reglerausgangssignalen überlagert wird. Das zweite Reglerausgangssignal wird dabei aus dem ersten Reglerausgangssignal zuzüglich eines Amplitudenwertes des Sägezahnsignals bebildet (vg. Fig. 6 und 7) .

Die bekannten Verfahren sind für Schaltwandler mit geregelter, nahezu konstanter Ausgangspannung und einem entsprechend langsamen Regler einfach anwendbar. Bei schwankender Eingangsspannung sind jedoch die übergänge zwischen aktivem Tief- und Hochsetzsteller kritisch. In der Regel werden dabei auftretende Unregelmäßigkeiten mittels einer ausreichend großen Ausgangsfilterkapazität gedämpft.

Problematisch ist der Betrieb eines bekannten Hoch- Tiefsetzsteller als Stromquelle, etwa als Bestandteil eines Wechselrichters zur Stromeinspeisung aus einer alternativen Stromquelle in ein Wechselstromnetz. In diesem Fall wird nicht die Ausgangsspannung, sondern der eingespeiste Strom geregelt. Der als Netzfilter ausgebildete Ausgangsfilter weist eine geringe Ausgangskapazität auf, weshalb

Unregelmäßigkeiten beim übergang der Betriebsarten nicht gedämpft werden. Zudem erfordert die Stromeinspeisung in ein

öffentliches Stromnetz eine netzsynchrone Regelung des sinusförmigen Stromes und somit einen entsprechend schnellen Regler. Ein solcher Regler erzeugt ein Reglerausgangssignal, das bei den bekannten Verfahren zur Erzeugung zweier pulsweitenmodulierter Schaltsignale bei jedem übergang vom Tiefsetzsteiler- zum Hochsetzstellerbetrieb zu unerwünschten Störungen des eingespeisten Stromes führt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für ein Verfahren der eingangs genannten Art eine Verbesserung gegenüber dem

Stand der Technik anzugeben. Es ist weiters eine Aufgabe der Erfindung, einen Schaltwandler zur Durchführung des verbesserten Verfahrens anzugeben.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch ein Verfahren zur Regelung eines Tief-Hochsetzstellers oder Hoch- Tiefsetzstellers, wobei mittels eines ersten pulsweitenmodulierten Schaltsignals ein erstes Schaltelement als ein Bauteil des Tiefsetzstellers angesteuert wird und wobei mittels eines zweiten pulsweitenmodulierten

Schaltsignals ein zweites Schaltelement als ein Bauteil des Hochsetzstellers angesteuert wird, sodass eine Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung umgewandelt wird, wobei sich die Verläufe der Eingangspannung und der Ausgangspannung laufend einander annähern oder überschneiden. Dabei wird dem zweiten pulsweitenmodulierten Schaltsignal bei einer Annäherung der Ausgangsspannung an die größere Eingangsspannung ein synchrones drittes pulsweitenmoduliertes Schaltsignal mit einem ansteigenden Tastverhältnis in der Weise überlagert, dass das zweite Schaltelement bereits zu takten beginnt, wenn das erste Schaltelement noch taktet und das zweite pulsweitenmodulierte Schaltsignal noch ein Tastverhältnis gleich null aufweist. Dabei ist der Verlauf der Eingangsspannung und/oder der Ausgangsspannung oszillierend.

Auf diese Weise wird bei jedem übergang vom Tiefsetzsteller- zum Hochsetzstellerbetrieb und umgekehrt sichergestellt, dass das Schaltelement des Hochsetzstellers bereits mit sehr kurzen Einschaltzeiten zu takten beginnt, wenn sich die Ausgangsspannung an die Eingangsspannung annähert. Dies geschieht unabhängig vom Verlauf des zweiten pulsweitenmodulierten Signals, welches in der Regel durch überlagerung eines Sägezahn- oder Dreieckssignals mit einem Reglerausgangssignal erzeugt wird. Diese Maßnahme führt dazu, dass der Verlauf des Stromes in einer Speicherdrossel des Tief-Hochsetzstellers oder Hoch-Tiefsetzstellers in den übergangsphasen vom Tiefsetzsteiler- zum

Hochsetzstellerbetrieb kontinuierlich verläuft. Es ist also nicht mehr notwendig, einen Ausgangsfilter mit hoher Kapazität zur Glättung von Störungen vorzusehen. Ein Vorteil der Erfindung liegt demnach darin, dass damit ein Tief- Hochsetzsteller oder Hoch-Tiefsetzsteiler auch als Stromquelle störungsfrei arbeitet, beispielsweise als Bestandteil eines Wechselrichters zu Stromeinspeisung aus einer alternativen Stromquelle in ein Wechselstromnetz.

In einer vorteilhaften Ausprägung des Verfahrens ist vorgesehen, dass das erste und das zweite pulsweitenmodulierte Schaltsignal durch zwei gegeneinander versetzte überlagerungen eines Sägezahn- oder Dreiecksignals mit einem Reglerausgangssignal erzeugt werden und dass das dritte pulsweitenmodulierte Schaltsignal durch überlagerung des Sägezahn- oder Dreiecksignals mit einem Ausgangssignal eines übergangskontrollers erzeugt wird. Die Erzeugung der drei pulsweitenmodulierten Signale erfolgt somit in einfacher Weise mit nur einem Sägezahn- oder Dreieckssignal, wobei zur Erzeugung des ersten und zweiten pulsweitenmodulierten Schaltsignals auch nur ein Reglerausgangssignal erforderlich ist. Es ist also nur ein Regler und ein Signalgenerator notwendig.

Dabei ist es von Vorteil, wenn das Ausgangssignal des übergangskontrollers in der Weise vorgegeben wird, dass das Tastverhältnis des dritten pulsweitenmodulierten Schaltsignals in Abhängigkeit der Differenz der Eingangsspannung abzüglich der Ausgangsspannung bei abfallender Differenz ab Erreichung eines vorgegeben Grenzwertes der Differenz gleichmäßig ansteigt, bis bei einer Differenz gleich null ein vorgegebenes maximales Tastverhältnis erreicht wird und dass bei einer negativen Differenz das Tastverhältnis des dritten pulsweitenmodulierten Schaltsignals konstant bleibt.

Zur Erzeugung des Ausgangssignals des übergangskontrollers wird also zunächst die Differenzspannung zwischen Ausgangsspannung und Eingangsspannung ermittelt und eine Grenzwertspannung vorgegeben. Das Ausgangssignal des übergangskontrollers ergibt sich dann in einfacher Weise aus der Grenzwertspannung abzüglich der Differenzspannung, wobei zur Erreichung des vorgegeben Tastverhältnisses eine entsprechende Verstärkung gewählt wird. Die Ermittlung der Differenzspannung ist dabei nur in den Phasen notwendig, in welchen die Ausgangsspannung geringer als die Eingangsspannung ist.

Da das dritte pulsweitenmodulierte Signal nur in den übergangsphasen vom Tiefsetzsteiler- zum Hochsetzstellerbetrieb benötigt wird, sieht eine andere Ausprägung des Verfahrens vor, dass das Ausgangssignal des übergangskontrollers in der Weise vorgegeben wird, dass das Tastverhältnis des dritten pulsweitenmodulierten Schaltsignals in Abhängigkeit der Differenz der Eingangsspannung abzüglich der Ausgangsspannung bei abfallender Differenz ab Erreichung eines vorgegeben ersten Grenzwertes der Differenz gleichmäßig ansteigt, bis bei einer Differenz gleich null ein vorgegebenes maximales

Tastverhältnis erreicht wird und dass bei zunehmend negativer

Differenz das Tastverhältnis wieder gleichmäßig bis zu einem vorgegebenen zweiten Grenzwert der Differenz abnimmt.

Dabei ist es günstig, wenn für den ersten und den zweiten Grenzwert der gleiche Betrag vorgegeben wird.

Für einen störungsfreien übergang vom Tiefsetzsteiler- zum Hochsetzstellerbetrieb hat es sich als vorteilhaft erwiesen, für das maximale Tastverhältnis ungefähr 5-20% vorzugeben. Eine Ansteuerung des zweiten Schaltelements mittels drittem pulsweitenmodulierten Schaltsignal führt also maximal zu einer Einschaltzeit von 5-20% einer Periodendauer. Bevor dieses Tastverhältnis erreicht wird, erfolgt die Ansteuerung des zweiten Schaltelements jedoch wieder mittels zweitem pulsweitenmodulierten Schaltsignal. Das dritte pulsweitenmodulierte Schaltsignal sorgt also ausschließlich während der kurzen übergangsphase vom Tiefsetzsteiler- zum Hochsetzstellerbetrieb für eine Umgehung des Reglers. Damit werden die ansonsten vom Regler verursachten Störungen vermieden, ohne die Regelung in den Phasen mit reinem

Tiefsetzsteiler- oder Hochsetzstellerbetrieb zu beeinflussen.

Des Weiteren ist es vorteilhaft, wenn für den vorgegebenen Grenzwert bzw. die vorgegebenen Grenzwerte ungefähr 2-10% der maximalen Differenz zwischen Eingangsspannung und

Ausgangsspannung vorgegeben wird. Damit ist sichergestellt, dass das zweite Schaltelement mittels drittem pulsweitenmodulierten Schaltsignal früh genug zu takten beginnt, um Störungen in der übergangsphase vom Tiefsetzsteiler- zum Hochsetzstellerbetrieb zu vermeiden. Gleichzeitig wird eine Beeinflussung der Regelung in den übrigen Phasen vermieden.

Für die Regelung des Hoch-Tiefsetzstellers ist es zudem günstig, wenn die zwei gegeneinander versetzten

überlagerungen des Sägezahn- oder Dreiecksignals mit dem Reglerausgangssignal in der Weise ausgeführt werden, dass aus

dem Sägezahn- oder Dreiecksignal ein um im Wesentlichen eine Amplitude des Sägezahn- oder Dreiecksignals versetztes weiteres Sägezahn- oder Dreiecksignal gebildet wird. Damit ist eine einfache und effiziente Regelung sichergestellt.

Eine Alternative sieht vor, dass die zwei gegeneinander versetzten überlagerungen des Sägezahn- oder Dreiecksignals mit dem Reglerausgangssignal in der Weise ausgeführt werden, dass aus dem Reglerausgangssignal ein um im Wesentlichen eine Amplitude des Sägezahn- oder Dreiecksignals versetztes weiteres Reglerausgangssignal gebildet wird.

Zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist ein Tief-Hochsetzsteller oder Hoch-Tiefsetzsteiler vorgesehen, welcher als Kombination eines Tiefsetzstellers und eines Hochsetzstellers mit einer gemeinsamen Speicherdrossel (in Fall eines Tief-Hochsetzstellers) ausgebildet ist, eine erste und eine zweite Diode sowie ein erstes und ein zweites Schaltelement umfassend, wobei das erste Schaltelement mit einem ersten Pulsbreitenmodulator und das zweite

Schaltelement mit einem zweiten Pulsbreitenmodulator verbunden ist und wobei des Weiteren den beiden Pulsbreitenmodulatoren ein Sägezahn- oder Dreieckssignal und ein Reglerausgangssignal zugeführt sind. Dabei ist ein dritter Pulsbreitenmodulator vorgesehen, dem das Sägezahnoder Dreieckssignal und ein Ausgangssignal eines übergangskontrollers zugeführt sind und welcher gemeinsam mit dem zweiten Pulsbreitenmodulator über eine Oder-Schaltung mit dem zweiten Schaltelement verbunden ist. Eine derartige Schaltungsanordnung ist in einfacher Weise mit herkömmlichen Schaltungselementen realisierbar.

Die Erfindung wird nachfolgend in beispielhafter Weise unter Bezugnahme auf die beigefügten Figuren erläutert. Es zeigen in schematischer Darstellung:

Fig. 8 Schaltungsanordnung

Fig. 9 Funktion des Ausgangssignals des

übergangskontrollers über der Differenz zwischen Ausgangs- und Eingangsspannung

Fig. 10 Alternative Funktion des Ausgangssignals des übergangskontrollers über der Differenz zwischen

Ausgangs- und Eingangsspannung

Fig. 11 Verlauf des dritten pulsweitenmodulierten

Schaltsignals bei einer Funktion gemäß Fig. 9 und sich überschneidenden Verläufen der Eingangs- und Ausgangsspannung

Fig. 12 Verlauf des dritten pulsweitenmodulierten

Schaltsignals bei einer Funktion gemäß Fig. 9 oder 10 und angenäherten Verläufen der Eingangs- und AusgangsSpannung Fig. 13 Verlauf des dritten pulsweitenmodulierten

Schaltsignals bei einer Funktion gemäß Fig. 10 und sich überschneidenden Verläufen der Eingangs- und AusgangsSpannung

Fig. 14 Verlauf der pulsweitenmodulierten Schaltsignale über der Zeit mit zwei synchronen Sägezahnsignalen

Fig. 15 Verlauf der pulsweitenmodulierten Schaltsignale über der Zeit mit zwei zeitlich versetzten SägezahnSignalen

Eine beispielhafte Schaltung nach Fig. 1 gliedert sich in einen Leistungsteil und einen Steuerungsteil. Der Leistungsteil ist mit einem Eingangskondensator Ci an eine als Gleichspannung ausgebildete Eingangsspannung U _IN geschaltet. Am Ausgang des Leistungsteils liegt an einem Ausgangskondensator Co die Ausgangsspannung U _O uτ an. Die Bauteile des Leistungsteils bilden abhängig von der Schaltstellung der Schaltelemente S _B ucκ, S _B oosτ im Zusammenwirken mit einer ersten Diode Dl und eine zweiten Diode D2 sowie einer gemeinsamen Speicherdrossel L entweder eine Tiefsetzsteiler oder einen Hochsetzsteller .

Im Tiefsetzstellerbetrieb ist das zweite Schaltelement SB _OOS T als Bauteil des Hochsetzstellers permanent ausgeschaltet. Das erste Schaltelement S _B ucκ taktet, wobei mit zunehmendem Tastverhältnis die Ausgangsspannung U _O uτ von null an die Eingangsspannung U _σN angenähert wird.

Beim übergang vom Tiefsetzsteller- zum Hochsetzstellerbetrieb bleibt das erste Schaltelement S _B ucκ permanent eingeschaltet und das zweite Schaltelement S _BOOST beginnt zu takten, wobei mit zunehmendem Tastverhältnis die Ausgangsspannung U _O uτ zunehmend über die Eingangsspannung U _σN ansteigt.

Dabei ist am Ende der Tiefsetzstellerphase die Spannung in der Speicherdrossel L gleich der Differenz der

Eingangsspannung U _σN minus der Ausgangsspannung U _O uτ, also nahezu gleich null. Der Strom I beim Einschalten des ersten Schaltelements S _B ucκ errechnet sich mit der Einschaltzeit dt _B ucκ des ersten Schaltelements S _B ucκ und der Drosselinduktivität L wie folgt:

I = ( Ui _N -Uouτ ) * dt _BI jcκ/L

Am Anfang der Hochsetzstellerphase ist das erste Schaltelement S _BUC κ bereits dauerhaft eingeschaltet und somit die Spannung in der Speicherdrossel L gleich der Eingangsspannung U _IN . Der Strom I beim Einschalten des zweiten Schaltelements S _BO osτ errechnet sich dann mit der Einschaltzeit dt _BO osτ des Schaltelements S _BO osτ nach folgender Formel:

I = ( Ui _N ) * dt _BOO sτ /L

Für eine kontinuierliche Regelung des Schaltwandlers beim übergang vom Tiefsetzsteller- zum Hochsetzstellerbetrieb und umgekehrt ist deshalb folgende Voraussetzung notwendig:

(Ui _N -Uouτ ) *dt _B ucκ/L = (Ui _N ) *dt _BO osτ /L

Das bedeutet, dass die Einschaltzeit dt _B oosτ des zweiten Schaltelements S _BOOST sehr kurz sein muss. Das gilt vor allem dann, wenn der Schaltwandler als Stromquelle betrieben wird, etwa als Bestandteil eines Wechselrichters zur Stromeinspeisung aus einer alternativen Stromquelle in ein Wechselstromnetz. In diesem Fall wird nicht die Ausgangsspannung, sondern der eingespeiste Strom geregelt.

Dabei kommt erschwerend hinzu, dass ein als Netzfilter ausgebildeter Ausgangsfilter eine geringe Ausgangskapazität aufweist und daher Unregelmäßigkeiten beim übergang der Betriebsarten nicht gedämpft werden. Zudem erfordert die Stromeinspeisung in ein öffentliches Stromnetz eine netzsynchrone Regelung des sinusförmigen Stromes und somit einen entsprechend schnellen Regler. Ein solcher schneller Regler ist nicht dazu geeignet, am Anfang einer Hochsetzstellerphase ausreichend kurze Einschaltzeit dt _B oosτ des Hochsetzsteller-Schaltelements vorzugeben, weshalb ohne das erfindungsgemäße Verfahren bei jedem übergang vom Tiefsetzstellers- zum Hochsetzstellerbetrieb und umgekehrt unerwünschte Störungen des eingespeisten Stromes auftreten.

Zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens umfasst der Steuerungsteil des Tief-Hochsetzstellers, wie in Figur 8 beispielhaft dargestellt, einen Regler REG, welchem ein Istwert und ein Sollwert SOLL des Stromes oder der Ausgangspannung U _O uτ zugeführt ist. Am Ausgang des Regler REG liegt das Reglerausgangssignal U _Reg -Out an. Dieses Signal ist einem ersten und dem zweiten Pulsbreitenmodulator PWM 1, PWM 2 zugeführt.

Zudem umfasst der Steuerungsteil einen Signalgenerator GEN zur Erzeugung eines Sägezahnsignals U _Sa gl bzw. eines

Dreiecksignals. Dieses Sägezahnsignal U _Sa gl ist dem ersten Pulsbreitenmodulator PWM 1 zur Bildung des ersten

pulsweitenmodulierten Schaltsignals PWM 1 OUT und einem Spitzendetektor PD zur Erfassung eins Spitzenwertsignals des Sägezahnsignals U _Sa gl zugeführt. In einem Addierer werden das Sägezahnsignal U _Sa gl und das Spitzenwertsignal zu einem versetzten Sägezahnsignal U _Sa g2 addiert, welches dem zweiten Pulsbreitenmodulator PWM2 zur Erzeugung des zweiten pulsweitenmodulierten Schaltsignals PWM 2 OUT zugeführt ist.

Mittels erstem pulsweitenmodulierten Schaltsignal PWM 1 OUT wird das erste Schaltelement S _B ucκ als Bauteil des Tiefsetzstellers direkt angesteuert.

Das zweite pulsweitenmodulierte Schaltsignal PWM 2 OUT ist hingegen nicht direkt dem zweiten Schaltelement S _B oosτ als Bauteil des Hochsetzstellers zugeführt. Das zweite

Schaltelement S _B oosτ ist mit einem modifizierten Schaltsignal Sig _B oosτ angesteuert, das mittels einer Oder-Schaltung OR aus dem zweien pulsweitenmodulierten Schaltsignal PWM 2 OUT und einem dritten pulsweitenmodulierten Schaltsignal PWM 3 OUT gebildet wird.

Zur Erzeugung des dritten pulsweitenmodulierten Schaltsignals PWM 3 OUT ist ein dritter Pulsbreitenmodulator PWM 3 vorgesehen, dem das Sägezahnsignal U _Sa gl und das Ausgangssignal U _UK eines übergangskontrollers UK zugeführt ist .

Der übergangskontroller UK ist zum Beispiel eine Analogschaltung oder ein digitaler Signalprozessor, der eine Funktion des Ausgangssignals U _uκ über der Differenz zwischen Eingangspannung U _σN und Ausgangsspannung U _O uτ abbildet. In den Figuren 9 und 10 sind zwei Beispiele für eine derartige Funktion dargestellt. Dabei sind auf der Abszisse die Differenz der Eingangsspannung U _σN abzüglich der Ausgangsspannung U _O uτ und auf der Ordinate das Ausgangssignal U _UK aufgetragen.

Im ersten Beispiel (Figur 9) beginnt das Ausgangssignal U _uκ ab einem vorgegebenen positiven Grenzwert U _D iff der Differenz mit abnehmender Differenz linear anzusteigen, bis bei einer Differenz gleich null ein maximaler Wert D _Max des Ausgangssignals U _UK erreicht ist. Wird die Differenz negativ, bleibt das Ausgangssignal U _uκ auf diesem maximalen Wert D _Max konstant .

Die zweite beispielhafte Funktion (Figur 10) unterscheidet sich von der ersten dadurch, dass das Ausgangssignal U _uκ mit fortschreitend negativer Differenz wieder linear bis zu einem zweiten Grenzwert -O _Olff 2 auf der Abszisse abfällt. Der erste und der zweiten Grenzwert U _D iffl, -U _D iff2 weisen dabei entweder gleiche oder, wie in Figur 10 dargestellt, unterschiedliche Beträge auf.

Die Figuren 11, 12 und 13 zeigen den Verlauf des Ausgangssignals U _uκ über der Zeit t. Dem in Figur 11 dargestellten Verlauf liegt eine Funktion gemäß Figur 9 zugrunde. Dabei ist im obersten Diagramm ein beispielhafter Verlauf der Eingangsspannung U _σN und der Ausgangsspannung U _O uτ eingezeichnet. Die Ausgangsspannung U _O uτ bleibt konstant. Die Eingangsspannung U _IN nähert sich von einem höheren Wert aus der Ausgangsspannung U _O uτ an, fällt unter diese ab und steigt dann wieder über die Ausgangsspannung U _O uτ an. Das zweite

Diagramm zeigt den Verlauf der Differenz der Eingangsspannung U _IN abzüglich der Ausgangsspannung U _O uτ und des vorgegebenen Grenzwertes U _D iff der Differenz. Die Differenz nimmt mit abfallender Eingangsspannung U _IN bis zum Wert null ab. Im Bereich, in welchem die Eingangsspannung U _σN geringer als die Ausgangsspannung U _O uτ ist, wird die Differenz negativ. Mit ansteigender Eingangsspannung U _σN steigt auch die Differenz wieder an.

Die übereinstimmungspunkte der Verläufe der Differenz und des Grenzwertes U _D iff markieren den Anfang und das Ende des

Verlaufes des Ausgangssignals U _uκ des übergangskontrollers UK.

Das dritte Diagramm zeigt die Verläufe des Ausgangssignals UuK und des Sägezahnsignals U _Sa gl/ welche dem dritten

Pulsbreitenmodulator PWM 3 zugeführt sind. Entsprechend der in Figur 9 dargestellten Funktion steigt das Ausgangssignal U _IJK mit abnehmender Differenz bis zum Erreichen einer Differenz gleich null auf einen Maximalwert D _Ma χ an. Im Bereich einer negativen Differenz bleibt das Ausgangssignal konstant, um dann wieder mit größer werdender positiver Differenz bis auf den Wert Null abzufallen.

Das sich aus der überlagerung des Ausgangssignals U _uκ und des Sägezahnsignals U _Sa gl ergebende dritte pulsweitenmodulierte Schaltsignal PWM 3 OUT ist im vierten Diagramm dargestellt.

Die Diagramme in Figur 12 unterscheiden sich von jenen in Figur 11 dadurch, dass sich die Eingangsspannung U _JN nur an die Ausgangsspannung U _O uτ annähert, ohne dabei unter diese abzufallen. Der Verlauf der Differenz zwischen Eingangsspannung U _σN und Ausgangsspannung U _O uτ schneidet jedoch den Verlauf des Grenzwertes U _D iff, wie im zweiten Diagramm dargestellt. Die Schnittpunkte markieren dabei wieder den Anfang und das Ende des Verlaufes des

Ausgangssignals U _uκ des übergangskontrollers UK. Dabei steigt das Ausgangssignal U _UK nur bis zu einem Wert D an, der kleiner als der Maximalwert D _MAX ist.

Den Diagrammen in Figur 13 ist die Funktion gemäß Figur 10 zugrunde gelegt, wobei für die beiden Grenzwerte U _D iffl und -U _D iff2 der gleiche Betrag | U _D iff | vorgegeben ist. Die Ausgangsspannung U _O uτ bleibt wieder konstant, wohingegen die Eingangsspannung U _σN linear abfällt und dabei den Wert der Ausgangsspannung U _O uτ durchläuft. Der im zweiten Diagramm dargestellte Verlauf des Betrages der Differenz fällt demnach mit sinkender Eingangsspannung bis zum Wert Null bei

übereinstimmung der Eingangsspannung mit der Ausgangsspannung, um bei weiter sinkender Eingangsspannung wieder anzusteigen.

Die übereinstimmungspunkte der Verläufe des Betrages der

Differenz und des Betrages | U _D iff | der Grenzwerte U _D iffl, -O _Olff 2 markieren dabei den Anfang und das Ende des im dritten Diagramm dargestellten Ausgangssignals U _uκ des übergangskontrollers UK. Das Ausgangssignal U _uκ errecht dabei nur in dem Punkt, in dem die Differenz gleich null ist, seinen Maximalwert D _Ma χ • Demnach werden nur ein oder zwei Schaltimpulse des dritten pulsweitenmodulierten Signals PWM 3 OUT mit einem Tastverhältnis entsprechend diesem Maximalwert D _Ma χ erzeugt.

In den Figuren 14 und 15 sind wieder in einem ersten Diagramm die Verläufe der Eingangsspannung U _IN und der Ausgangsspannung U _O uτ über der Zeit t dargestellt. Die abfallende Eingangsspannung U _IN durchläuft dabei den Wert der konstanten Ausgangsspannung U _O uτ •

Das zweite Diagramm zeigt die Sägezahnsignale U _Sag l, U _Sa g2, wobei in der Figur 15 diese zeitlich versetzt dargestellt sind. Aus der überschneidung der Sägezahnsignale U _Sag l, U _Sa g2 mit dem Reglerausgangssignal U _Reg -Out werden das erste und das zweite pulsweitenmodulierte Signal PWM 1 OUT, PWM 2 OUT gebildet, welche im dritten und vierten Diagramm dargestellt sind.

Das fünfte Diagramm zeigt das dritte pulsweitenmodulierte Signal PWM 3 OUT, wobei zu beachten ist, dass dieses immer mit einem Sägezahnsignal bzw. Dreieckssignal gebildet wird, welches synchron zu jenem ist, das zur Bildung des zweiten pulsweitenmodulierten Signals PWM 2 OUT verwendet wird. Dementsprechend beginnen die ansteigenden Flanken der ersten Schaltimpulse des zweiten pulsweitenmodulierten Signals PWM 2

OUT immer zeitgleich mit jenen des dritten pulsweitenmodulierten Signals PWM 3 OUT.

Am Ausgang der Oder-Schaltung OR liegt das im sechsten Diagramm dargestellte modifizierte Schaltsignal Sig _B oosτ an. Dieses Signal entspricht so lange dem dritten pulsweitenmodulierten Schaltsignal PWM 3 OUT, bis die Dauer der Schaltimpulse kürzer als jene des synchron verlaufenden zweiten pulsweitenmodulierten Schaltsignals PWM 2 OUT werden. Ab diesem Zeitpunkt entspricht das modifizierte Schaltsignal Sig _B oosτ dem zweiten pulsweitenmodulierten Schaltsignal PWM 2 OUT.

Das dritte pulsweitenmodulierte Schaltsignal PWM 3 OUT wird also nur dann zur Ansteuerung des zweiten Schaltelements S _BOOST herangezogen, wenn die Differenz zwischen Eingangsspannung U _σN und Ausgangsspannung U _O uτ unter den Grenzwert U _D iff der Differenz abfällt und das zweite pulsweitenmodulierte Schaltsignal PWM 2 OUT noch keine Einschaltzeiten liefert, welche jene des dritten pulsweitenmodulierten Schaltsignals PWM 3 OUT übersteigen.

Die Steuerung des zweiten Schaltelements S _BOOST unter Einbeziehung des übergangskontrollers UK erfolgt somit nur in den kurzen Phasen des übergangs vom Tiefsetzsteiler- zum Hochsetzstellerbetrieb oder umgekehrt, ohne die Regelung weiter zu beeinflussen.