【명세서】

【발명의 명칭】

무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 보고 방법 및 이를 위한 장치 【기술분야】

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 채널 상태 정보 (Channel State Informat ion)를 보고하기 위한 방법 및 이를 수행 /지원하는 장치에 관한 것이다.

【배경기술】

이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비^에 대한 요구하므로, 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.

차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연 (End- to-End Latency) , 고에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성 (Dual Connectivi ty) , 대규모 다중 입줄력 (Massive MIMO : Massive Multiple Input Mult iple Output ) , 전이중 ( In-band Ful l Duplex) , 비직교 다중접속 (NOMA : Non-Orthogonal Multiple Access ) , 초광대역 ( Super wideband) 지원, 단말 네트워킹 (Device Networking ) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다.

【발명의 상세한 설명】 【기술적 과제】

본 발명의 목적은 채널 상태 정보 (CS工 : Channel State Inf ormation)를 송수신하기 위한 방법을 제안한다.

또한, 본 발명의 목적은 CSI 보고 /피드백을 위한 다양한 코드북올 새롭게 제안하기 위함이 목적이다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

【기술적 해결방법】

본 발명의 일 양상은, 무선 통신 시스템에서 단말의 채널 상태 정보 ( Channel State Inf ormation ; CSI )를 보고하는 방법에 있어서 , 기지국으로부터 전송된 CSI— RS ( reference signal )를 측정하는 단계 ; 및 상기 CSI - RS 측정을 기초로 생성한 CSI를 상기 기지국에 보고하는 단계; 를 포함하되 , 상기 CSI는 코드북으로부터 프리코딩 행렬을 지시하기 위한

PMI ( Precoding Matrix Index) 및 크를 지시하기 위한 RI ( Rank Indicator)를 포함하되 , 상기 PMI는 상기 단말에 의해 선택된 빔 그룹에 대한 제 1 PMI 및 상기 빔 그룹에 포함된 빔들에 대한 빔 서브 그룹 선택 정보와 상기 선택된 범 서브 그룹에 대한 안테나 포트 편파별 위상 -일치 ( co-phase ) 정보를 포함하는 제 2 PMI를 포함하되, 상기 위상 -일치 정보는, 상기 탱크가 증가함에 따라 상기 범 그룹 내에서 선택된 범 서브 그룹들이 동일한 경우와 상이한 경우별로 서로 다른 세분성 (granularity)으로 지시될 수 있다.

또한, 상기 빔 서브 그룹들이 동일한 경우, 저 h 세분성을 갖는 위상—일치 정보가 지시되며, 상기 범 서브 그룹들이 상이한 경우, 제 2 세분성을 갖는 위상 -일치 정보가 지시될 수 있다.

또한, 상기 제 1 세분성은 상기 제 2 세분성보다 낮을 수 있다.

또한, 상기 위상 -일치 정보는, 상기 서브 그룹들이 동일한 경우 X개의 위상 -일치 후보들 중에서 선택된 위상—일치 값을 지시하며, 상기 범 서브 그룹들이 상이한 경우 상기 X보다 큰 y개의 위상 -일치 후보들 중에서 선택된 위상 -일치 값을 지시할 수 있다.

또한, 상기 각 빔 서브 그룹 내의 범들간에는 직교성이 만족될 수 있다 . 또한, 상기 빔 서브 그룹들이 상이한 경우 상기 위상 -일치 정보는 QPSK를 기반으로 보고될 수 있다 .

또한, 상기 X는 1 또는 2 , 상기 y는 4로 설정되는, CSI 보고 방법.

또한, 상기 범 그룹에 포함된 범들간의 간격 ( spacing)은 비 -균일 (non ^¬ uni form)하게 설정될 수 있다.

또한, 상기 간격은 기지국에 의해 설정 가능한 ( conf igurable ) 파라미터를 기초로 결정될 수 있다.

또한, 상기 간격은 사전에 미리 정의되거나, 기지국에 의한 상위 계층 시그널링에 의해 지시될 수 있다. 또한, 상기 제 1 PM工는 상기 코드북으로부터 선택된 프리코딩 행렬 세트를 지시하며, 상기 제 2 PMI는 상기 프리코딩 행렬 세트 내에서 상기 단말에 의해 선택된 적어도 하나의 프리코딩 행렬을 지시할 수 있다.

【유리한 효과】

본 발명의 실시예에 따르면, 단말이 원활하게 CSI를 도출하고, 이를 기지국에게 피드백할 수 있다.

또한, 본 발명의 실시예에 따르면, 실제 채널의 특성을 고려한 장기 코드북의 범위를 가변적으로 구성하므로, 보다 효율적인 코드북 설계가 가능하다는 효과가 있다.

또한, 본 발명의 실시예에 따르면 , 선택된 범 서브 그룹 (또는 프리코딩 행렬 서브 그룹)에 따라 위상 -일치 (또는 교차 위상차) 정보 /값의 세분성을 달리하여, 불필요한 위상 -일치 정보 /값을 위해 할당되는 비트 자원을 제거할 수 있으며, 대신 해당 비트 자원을 다른 코드워드로 대체하여 성능 이득을 얻을 수 있다는 효과가 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

【도면의 간단한 설명】 ^' 본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.

도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.

도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 ( resource grid)를 예시한 도면이다.

도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 5는 일반적인 다증 입출력 안테나 (MIMO) 통신 시스템의 구성도이다. 도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.

도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 , 64개의 안테나 요소 (antenna elements )를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다. 도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D ( 3 -Dimension) 빔 형성이 가능한 다수의 송 /수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다 .

도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파 ( cross polari zation)를 가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다 .

도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다 .

도 11는 본 발명이 적용될 수 있는 sel f - contained subf rame 구조를 예시한다 .

도 12는 TXRU 및 물리적 안테나 관점에서 하이브리드 범포밍 구조를 도식화한 도면이다.

도 13은 DL 전송 과정에서 동기화 신호와 시스템 정보에 대한 빔 스위핑 동작을 도식화 도면이다. 도 14은 본 발명에 적용될 수 있는 패널 안테나 어레이를 예시한다. 도 15는 본 발명에 적용될 수 있는 Rel-13 Class A 코드북에서의 각 구성 (config)별 범 그룹 패턴을 예시한다.

도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 Nl = 4, N2 = l, 01 = 8인 경우의 W1 그룹핑을 예시한 도면이다.

도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 Nl = 4, N2 = 2, 01 = 4, 02 = 4인 경우의 W1 그룹핑을 예시한 도면이다. 도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 L=2인 경우의 W1 범 그룹핑을 예시한다 .

도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 3D SCM이 적용된 MIMO 저송 모델을 예시한다 .

도 20은 W_l+W_2 search 수행 시 선텍되는 코드백터 인덱스 간 거리의 PDF 를 예시한다 .

도 21은 단말의 방위각에 따른 2차원 인덱스 평면에서의 코드백터 위치를 예시한 도면이다. 도 22는 빔 인덱스 차이에 따른 상관도이다.

도 23은 제안 코드북의 존재 범위를 예시한다.

도 24는 LTE 릴리즈 10 8-Tx 코드북의 구성과 표 8의 변수들을 적용하였을 때, 제안 코드북의 구성을 나타낸 도면이다.

도 25는 여러 방위각에 따른 상관도 μ 성능을 나타낸 그래프들이다.

도 26은 신호 대 잡음비 (signal-to-noise ratio; SNR)에 따른 채널 용량을 나타낸다.

도 27은 V^ +Wz search 수행을 통해 확인한 코드백터 선택의 통계적 특성을 표시하는 컬러 맵을 예시한다.

도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 단일 탱크 코드북을 예시한 도면이다. 도 29는 본 발명의 일 실시예에 따른 2증 ¾크 코드북을 예시한 도면이다. 도 30은 본 발명의 일 실시예에 따른 3증 ¾크 코드북을 예시한 도면이다. 도 31은 본 발명의 일 실시예에 따른 4중 랭크 코드북을 예시한 도면이다. 도 32는 방위각의 변화에 따른 제안 코드북의 평균 상관도 성능을 나타낸 그래프이다.

도 33은 4중 랭크 코드북의 채널 적웅적 설정을 예시한다.

도 34는 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 CSI 보고 방법을 예시한 순서도이다.

도 35은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블톡 구성도를 예시한다 .

【발명의 실시를 위한 최선의 형태】 이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 증심으로 한 블톡도 형식으로 도시될 수 있다.

본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이투어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국 (BS: Base Station) '은 고정국 (fixed station) , Node B, eNB (evolved-NodeB) , BTS (base transceiver system) , 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말 (Terminal) '은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며 , UE (User Equipment) , MS (Mobile Station) , UT (user terminal) , MSS (Mobile Subscriber Station) , SS (Subscriber Station) , AMS (Advanced Mobile Station) , WT (Wireless terminal) , MTC (Machine-Type Communication) 장치 , 2M (Machine- to-Machine) 장치 , D2D (Device- to-Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다 .

이하에서, 하향링크 (DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며 , 상향링크 (UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다 . 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다 . 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다. 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

이하의 기술은 CDMA (code division multiple access) ,

FDMA (frequency division multiple access) , TDMA(time division multiple access) , OFDMA (orthogonal frequency division multiple access) , SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) , NOMA (non-orthogonal multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다. CDMA는 UTRA (universal terrestrial radio access)나 CDMA200ᄋ과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TD A^- GSM (global system for mobile communications) /GPRS (general packet radio service) /EDGE (enhanced data rates for GSM evolution) 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi) , IEEE 802.16 (WiMAX) , IEEE 802-20, E- UTRA (evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS (universal mobile telecommunications system)의 일부이다 . 3GPP (3rd generation partnership project) LTE (long term evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS (evolved UMTS)의 일부로써 , 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다 . LTE-A (advanced) 3GPP LTE의 진화이다 .

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

설명을 명확하게 하기 위해 , 3GPP LTE/LTE-A/NR(5G)를 위주로 기술하지만 본 발명의 기슬적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다. 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템 일반

도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.

3GPP LTE/LTE-A에서는 FDD ( Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDD (Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.

도 1에서 무선 프레임의 시간 영역에서의 크기는 T_S = 1/ (15000*2048)의 시간 단위의 배수로 표현된다. 하향링크 및 상향링크 전송은 T_f = 307200*T_s = 10ms의 구간을 가지는 무선 프레임으로 구성된다 .

도 1의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다. 타입 1 무선 프레임은 전이중 (full duplex) 및 반이중 (half duplex) FDD에 모두 적용될 수 있다.

무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 (subf rame)으로 구성된다. 하나의 무선 프레임은 T_slot = 15360*T_s = 0.5tns 길이의 20개의 슬롯으로 구성되고, 각 슬롯은 0부터 19까지의 인덱스가 부여된다. 하나의 서브프레임은 시간 영역 (time domain)에서 연속적인 2개의 슬롯 (slot)으로 구성되고, 서브프레임 i는 슬롯 2i 및 슬롯 2i + l로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 TTI (transmission time interval)이라 한다. 예를 들어 , 하나의 서브 프레임은 길이는 lms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.

FDD에서 상향링크 전송 및 하향링크 전송은 주파수 도메인에서 구분된다. 전이중 FDD에 제한이 없는 반면, 반이중 FDD 동작에서 단말은 동시에 전송 및 수신을 할 수 없다.

ᄒ나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 ^1"원블톡 (RB: Resource Block)을 포함한다. 3GPP LTE는 ^" 링크에서 OFDMA-1 OFDM 비 ᅪ i e: symbol period) 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SOFDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록 (resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파 (subcarrier)를 포함한다 .

도 1의 (b)는 타입 2 프레임 구조 (frame structure type 2)를 나타낸다. 타입 2 무선 프레임은 각 153600*T— s = 5ms의 길이의 2개의 하프 프레임 (half frame)으로 구성된다. 각 하프 프레임은 30720*T_s=lms 길이의 5개의 서브프레임으로 구성된다.

TDD 시스템의 타입 2 프레임 구조에서 상향링크-하향링크 구성 (uplink- downlink configuration)은 모든 서브프레임에 대하여 상향링크와 하향링크가 할당 (또는 예약)되는지 나타내는 규칙이다.

표 1은 상향링크-하향링크 구성을 나타낸다.

【표 1】

표 1을 참조하면 , 무선 프레임의 각 서브프레임 별로, 는 하향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내고, 'Uᅳ 는 상향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내며 , ' S '는 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot) , 보호구간 (GP: Guard Period) , UpPTS (Uplink Pilot Time Slot) 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임 (special subframe)을 나타낸다.

DwPTS는 단말에서의 초기 샐 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. GP는 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다. 각 서브프레임 i는 각 T_slot = 15360*T_s = 0.5ms 길이의 슬롯 2i 및 슬롯 2i + l로 구성된다.

상향링크-하향링크 구성은 7가지로 구분될 수 있으며, 각 구성 별로 하향링크 서브프레임, 스페셜 서브프레임, 상향링크 서브프레임의 위치 및 /또는 개수가 다르다.

표 2는 스페셜 서브프레임의 구성 (DwPTS/GP/UpPTS의 길이 )을 나타낸다.

【표 2】

도 1의 예시에 따른 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)를 예시한 도면이다.

도 2를 참조하면 , 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다 . 여기서 , 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블특은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.

자원 그리드 상에서 각 요소 (element )를 자원 요소 ( resource element )라 하고, 하나의 자원 블록 (RB : resource block)은 12 X 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 N ^A DL은 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 종속한다.

상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.

도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 3을 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역 ( control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH ( Physical Downlink Shared Channel )이 할당되는 데이터 영역 (data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH ( Physical Control Format Indicator Channel ) , PDCCH ( Physical Downl ink Control Channel ) , PHICH ( Physical Hybrid -ARQ Indicator Channel ) 등이 있다.

PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수 (즉, 제어 영역의 크기 )에 관한 정보를 나른다 . PHICH는 상향 링크에 대한 응답 채널이고,

HARQ (Hybrid Automat ic Repeat Request )에 대한

ACK (Acknowledgement ) /NACK (Not -Acknowledgement ) 신호를 나른다. ^' PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보 (DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 (Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.

도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 ₄ 를 참조하면 , 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다 . 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는

PUCCH (Physical Uplink Control Channel)이 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH (Physical Uplink Shared Channel)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH을 동시에 전송하지 않는다.

하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록 (RB:

Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다 . 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계 (slot boundary)에서 주파수 도약 (frequency hopping)된다고 한다.

MIMO (Multi-Input Multi -Output )

MIMO 기술은 지금까지 일반적으로 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여 , 다중 송신 (TX) 안테나와 다중 수신 (Rx) 안테나를 사용한다. 다시 말해서 , MIMO 기술은 무선 통신 시스템의 송신단 또는 수신단에서 다중 입출력 안테나를 사용하여 용량 증대 또는 성능 개성을 꾀하기 위한 기술이다. 이하에서는 ' MIMO '를 ¹ 다중 입출력 안테나 '라 칭하기로 한다 .

더 구체적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 하나의 완전한 메시지 ( total message )를 수신하기 위하여 한 개의 안테나 경로에 의존하지 않으며 , 여러 개의 안테나를 통해 수신한 복수의 데이터 조각을 수집하여 완전한 데이터를 완성시킨다. 결과적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 특정 시스템 범위 내에서 데이터 전송율을 증가시킬 수 있으며, 또한 특정 데이터 전송율을 통해 시스템 범위를 증가시킬 수 있다.

차세대 이동통신은 기존 이동통신에 비해 훨씬 높은 데이터 전송률을 요구하므로 효율적인 다증 입출력 안테나 기술이 반드시 필요할 것으로 예상된다. 이와 같은 상황에서 ΜΙΜΟ 통신 기술은 이동통신 ^' 단말과 증계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신 기술이며, 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 따라 다른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 기술로서 관심을 모으고 있다.

한편, 현재 연구되고 있는 다양한 전송효율 향상 기술 증 다중 입출력 안테나 ( ΜΙΜΟ ) 기술은 추가적인 주파수 할당이나 전력증가 없이도 통신 용량 및 송수신 성능을 획기적으로 향상시킬 수 있는 방법으로서 현재 가장 큰 주목을 받고 있다.

도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나 (ΜΙΜΟ) 통신 시스템의 구성도이다. 도 5를 참조하면, 송신 안테나의 수를 Ν_Τ개로, 수신 안테나의 수를

N_R개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가하므로, 전송 레이트 ( transf er rate )를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 이 경우, 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송 레이트는 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트 (R_O)에 다음과 같은 레이트 증가율 ( R_i )이 곱해진 만큼으로 이론적으로 증가할 수 있다.

【수학식 1】

R, = min(N _r , N _R )

즉, 예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다.

이와 같은 다중 입출력 안테나의 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티 ( spatial diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키는 공간 멀티풀렉싱 ( spat ial mul tiplexing) 방식으로 나눌 수 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적껄히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻고자 하는 방식에 대한 연구도 최근 많이 연구되고 있는 분야이다.

각각의 방식에 대해 좀더 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.

첫째로, 공간 다이버시티 방식의 경우에는 시공간 블록 부호 계열과, 다이버시티 이득과 부호화 이득을 동시에 이용하는 시공간 트텔리스 (Trel is ) 부호 계열 방식이 있다. 일반적으로 비트 오류율 개선 성능과 부호 생성 자유도는 트텔리스 부호 방식이 우수하지만, 연산 복잡도는 시공간 블록 부호가 간단하다 . 이와 같은 공간 다이버서티 이득은 송신 안테나 수 (Ν_Τ)와 수신 안테나 수 (N— R)의 곱 (N— T X Ν— R)에 해당되는 양을 얻을 수 있다 . 둘째로, 공간 멀티플렉싱 기법은 각 송신 안테나에서 서로 다른 데이터 열을 송신하는 방법인데, 이때 수신기에서는 송신기로부터 동시에 전송된 데이터 사이에 상호 간섭이 발생하게 된다. 수신기에서는 이 간섭을 적절한 신호처리 기법을 이용하여 제거한 후 수신한다. 여기에 사용되는 잡음 제거 방식은 MLD (maximum likelihood detection) 수신기 , ZF ( zero - forcing) 수신기 , MMSE (minimum mean square error) 수신기 , D- BLAST (Diagonal -Bell Laboratories Layered Space-Time) , V-BLAST (Vertical -Bell Laboratories Layered Space-Time) 등이 있으며, 특히 송신단에서 채널 정보를 알 수 있는 경우에는 SVD (singular value decomposition) 방식 등을 사용할 수 있다.

셋째로, 공간 다이버시티와 공간 멀티풀렉싱의 결합된 기법을 들 수 있다. 공간 다이버시티 이득만을 얻을 경우 다이버시티 차수의 증가에 따른 성능개선 이득이 점차 포화되며, 공간 멀티플렉싱 이득만을 취하면 무선 채널에서 전송 신뢰도가 떨어진다. 이를 해결하면서 두 가지 이득을 모두 얻는 방식들이 연구되어 왔으며 , 이 중 시공간 블록 부호 (Double-STTD) , 시공간 BICM(STBICM) 등의 방식이 있다.

- 상술한 바와 같은 다중 입출력 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.

먼저, 도 5에 도시된 바와 같이 N_T개의 송신 안테나와 N— R개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다. 먼저, 송신 신호에 대해 살펴보면, 이와 같이 N T개의 송신 안테나가 있 경우 최대 전송 가능한 정보는 Ν_Τ개 이므로, 이를 다음과 같은 백터로 나타낼 수 있다.

【수학식 2】

S =

한편, 각각의 전송 S N T에 있어 전송 전력을 달리 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을 P 1 , P 2 , P N T라 하면 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같은 백터로 나타낼 수 있다.

【수학식 3】

τ

N _r 또한, 수학식 3의 전송 전력이 조정된 전송 정보를 전송 전력의 대각 행렬 Ρ로 다음과 같이 나타낼 수 있다.

【수학식 4】

한편, 수학식 4의 전송 전력이 조정된 정보 백터는 그 후 가중치 행렬 W가 곱해져 실제 전송되는 N_T개의 전송 신호 X_l , X_2 , xᅳ N_T를 구성한다 . 여기서 , 가중치 행렬은 전송 채널 상황 등에 따라 전송 정보를 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송 신호 x_l , Xᅳ 2

X N T를 백터 X를 이용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다 .

【수학식 5】

여기서, W— ij는 i번째 송신 안테나와 j번째 전송 정보간의 가증치를 나타내며, w는 이를 행렬로 나타낸 것이다. 이와 같은 행렬 w를 가중치 행렬 (Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬 (Precoding Matrix)라 부른다. 한편, 상술한 바와 같은 전송 신호 (X)는 공간 다이버시티를 사용하는 경우와 공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우로 나누어 생각해 볼 수 있다.

공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우는 서로 다른 신호를 다중화하여 보내게 되므로, 정보 백터 s의 원소들이 모두 다른 값을 가지게 되는 반면, 공간 다이버시티를 사용하게 되면 같은 신호를 여러 채널 경로를 통하여 보내게 되므로 정보 백터 s의 원소들이 모두 같은 값을 갖게 된다.

물론, 공간 멀티플랙싱과 공간 다이버시티를 혼합하는 방법도 고려 가능하다. 즉, 예를 들어 ₃ 개의 송신 안테나를 통하여 같은 신호를 공간 다이버시티를 이용하여 전송하고, 나머지는 각각 다른 신호를 공간 멀티플랙싱하여 보내는 경우도 고려할 수 있다.

다음으로, 수신신호는 N_R개의 수신 안테나가 있는 경우, 각 안테나의 수신신호 y_l, y_2, y_N_R을 백터 로 다음과 같이 나타내기로 한다.

【수학식 6】

rr

y 한편, 다중 입출력 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링하는 경우, 각각의 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분할 수 있으며, 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을 h_ij로 표시하기로 한다. 여기서, ^i j의 인덱스의 순서가 수신 안테나 인텍스가 먼저, 송신안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다 .

이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 백터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 백터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다.

도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.

도 6에 도시된 바와 같이 총 N_T개의 송신 안테나로부터 수신안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.

【수학식 7】

또한, 상기 수학식 7과 같은 행렬 표현을 통해 N— T개의 송신 안테나로부터

N— R개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.

【수학식 8】

한편 , 실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H를 거친 후에 백색 잡음 (AWGN : Addit ive Whi te Gauss ian Noi se ) A 더해지게 되므로, N R개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색 잡음 n_l, n_2, n— N_R을 백터로 표현하면 다음과 같다.

【수학식 9】

상술한 바와 같은 전송 신호, 수신 신호, 채널, 및 백색 잡음의 모델링을 통해 다증 입출력 안테나 통신 시스템에서의 각각은 다음과 같은 관계를 통해 나타낼 수 있다.

【수학식 10】

한편, 채널의 상태를 나타내는 채널 행렬 Η의 행과 열의 수는 송수신 안테나 수에 의해서 결정된다 . 채널 행렬 Η는 앞서 살펴본 바와 같이 행의 수는 수신 안테나의 수 N— R과 같아지고, 열의 수는 송신 안테나의 수 Ν_Τ와 같아 지게 된다. 즉, 채널 행렬 Η는 N— RXN— Τ 행렬이 된다.

일반적으로, 행렬의 행크 (rank)는 서로 독립인 (independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 탱크는 행 또는 열의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H의 탱크 (rank (H) )는 다음과 같이 제한된다.

【수학식 11】

rank (H)< min (N _T ,N _R ) 또한, 행렬을 고유치 분해 (Eigen value decomposition)를 하였을 때 , 탱크는 고유치 (eigen value)들 중에서 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 비슷한 방법으로, 크를 SVD (singular value decomposition) 했을 때 0이 아닌 특이값 (singular value)들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서 , 채널 행렬에서 탱크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.

본 명세서에 있어, MIMO 전송에 대한 '랭크 (Rank) '는 특정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '레이어 (layer)의 개수 '는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 행크 수에 대응하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 랭크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다. 참조 신호 (RS: Reference Signal)

무선 통신 시스템에서 데이터는 무선 채널을 통해 전송되기 때문에, 신호는 전송 중에 왜곡될 수 있다. 수신단에서 왜곡된 신호를 정확하게 수신하기 위하여, 수신된 신호의 왜곡은 채널 정보를 이용하여 보정되어야 한다. 채널 정보를 검출하기 위하여 송신측과 수신측 모두 알고 있는 신호 전송 방법과 신호가 채널을 통해 전송될 때 왜곡된 정도를 이용하여 채널 정보를 검출하는 방법을 주로 이용한다. 상술한 신호를 파일럿 신호 또는 참조 신호 (RS: reference signal)라고 한다.

또한 최근 대부분의 이동통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피, 다증송신안테나와 다중수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효을을 향상시킬 수 있는 방법을 사용한다. 다중 입출력 안테나를 이용하여 데이터를 송수신할 때, 신호를 정확하게 수신하기 위하여 송신 안테나와 수신 안테나 간의 채널 상태가 검출되어야 한다. 따라서 각 송신 안테나는 개별적인 참조 신호를 가져야 한다. 이동 통신 시스템에서 RS는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다.. 채널 상태 정보 획득을 위한 목적의 RS와 데이터 복조를 위해 사용되는 RS가 있다. 전자는 UE가 하향 링크로의 채널 상태 정보를 획득하는데 그 목적이 있으므로, 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 UE라도 그 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 또한 이는 핸드 오버 등의 무선 자원 무선 자원 관리 (RRM : Radio Resource Management ) 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 리소스에 함께 보내는 RS로서, UE는 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.

하향 참조 신호는 셀 내 모든 단말이 공유하는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등의 측정 등을 위한 하나의 공통 참조 신호 ( CRS : common RS )와 특정 단말만을 위하여 데이터 복조를 위해 사용되는 전용 참조 신호 (dedicated RS )가 있다. 이와 같은 참조 신호들을 이용하여 복조 (demodulat ion)와 채널 측정 ( channel measurement )을 위한 정보를 제공할 수 있다. 즉, DRS는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다 사용된다. 수신 측 (즉, 단말)은 CRS로부터 채널 상태를 측정하고, CQI (Channel Quality Indicator) , ΡΜΙ (Precoding Matrix Index) 및 /또는 RI (Rank indicator)와 같은 채널 품질과 관련된 지시자를 송신 측 (즉, 기지국)으로 피드백한다. CRS는 셀 특정 기준신호 (cell-specific RS)라고도 한다. 반면, 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information)의 피드백과 관련된 참조 신호를 CSI-RS라고 정의할 수 있다.

DRS는 PDSCH 상의 데이터 복조가 필요한 경우 자원 요소들을 통해 전송될 수 있다. 단말은 상위 계층을 통하여 DRS의 존재 여부를 수신할 수 있으며, 상웅하는 PDSCH가 매핑되었을 때만 유효하다. DRS를 단말 특정 참조 신호 (UE- specific RS) 또는 복조 참조 신호 (DMRS: Demodulation RS)라고 할 수 있다.

CSI-RS 구성 (configuration)

현재 LTE 표준에서 CSI-RS 구성 (configuration)에 관한 파라미터로서 antennaPortsCount , subf rameConf ig , resourceConf ig 등이 존재한다. 이러한 파라미터들은, CSI-RS가 몇 개의 안테나 포트에서 전송되는지, CSI- RS가 전송될 서브프레임의 주기 및 오프셋이 어떻게 되는지, 그리고 해당 서브프레임에서 어떤 RE 위치 (예를 들어 , 주파수와 OFDM 심볼 인덱스〉에서 전송되는지 등을 지시한다 ^' . 구체적으로, 기지국은 특정 CSI-RS 구성을 UE에 지시 /전달할 때 다음과 같은 내용의 파라미터 /정보를 전달한다 .

- antennaPortsCount: CSI— RS들의 전송을 위해 사용되는 안테나 포트 수를 나타내는 파라미터 (Parameter represents the number of antenna ports used for transmission of CSI reference signals) (예를 들어, 1 CSI-RS 포트, 2 CSI-RS 포트들, 4 CSI-RS 포트들, 혹은 8 CSI-RS 포트들)

- resourceConf ig: CSI-RS 할당 자원 위치에 관한 파라미터

- subframeConf ig: CSI-RS가 전송될 서브프레임 주기 및 오프셋에 관한 파라미터

- p-C: CSI 피드백 CSI-RS를 위한 참조 PDSCH 전송 파워에 관한 UE의 가정에 관하여, PC는 UE가 CSI 피드백을 도출할 때 CSI-RS EPRE에 대하여 PDSCH EPRE의 가정된 비율에 해당하고, ldB 크기 단위로 [-8, 15]dB 범위의 값을 취한다 (Regarding UE assumption on reference PDSCH transmitted power for CSI feedback CSI-RS , Pc is the assumed ratio of PDSCH EPRE to CSI-RS EPRE when UE derives CSI feedback and takes values in the range of [-8, 15] dB with 1 dB step size)

- zeroTxPowerResourceConf igList： zero-power CSI-RS 구성에 관한 파라미터

- zeroTxPowerSubf ameConf ig： zero-power CSI-RS가 전송될 서브프레임 주기 및 오프셋에 관한 파라미터 매시브 MIMO (Massive MIMO)

다수의 안테나를 가지는 MIMO 시스템을 매시브 MIMO (Massive MIMO) 시스템으로 지칭할 수 있으며 , 스펙트럼 효율 (spectral efficiency) , 에너지 효율 (energy efficiency) , 프로세싱 복잡도 (processing complexity)를 향상 시키기 위한 수단으로써 주목 받고 있다.

최근 3GPP에서는 미래의 이동 통신 시스템의 스펙트럼 효율성에 대한 요구사항을 만족시키기 위하여 매시브 MIMO 시스템에 대한 논의가 시작되었다. 口 H시브 MIMO는 전 -차원 I O (FD-MIMO: Full-Dimension MIMO)로도 지칭된다 .

LTE 릴리즈 (Rel: release) -12 이후의 무선 통신 시스템에서는 능동 안테나 시스템 (AAS: Active Antenna System)의 도입이 고려되고 있다. 신호의 위상 및 크기를 조정할 수 있는 증폭기와 안테나가 분리되어 있는 기존의 수동 안테나 시스템과 달리, AAS는 각각의 안테나가 증폭기와 같은 능동 소자를 포함하도록 구성된 시스템을 의미한다.

AAS는 능동 안테나 사용에 따라 증폭기와 안테나를 연결하기 위한 별도의 케이블, 커넥터 , 기타 하드웨어 등이 필요하지 않고, 따라서 에너지 및 운용 비용 측면에서 효율성이 높은 특징을 갖는다. 특히, AAS는 각 안테나 별 전자식 범 제어 (electronic beam control) 방식을 지원하기 때문에 범 방향 및 범 폭을 고려한 정교한 범 패턴 형성 또는 3차원 빔 패턴을 형성하는 등의 진보된 MIMO 기술을 가능하게 한다.

AAS 등의 진보된 안테나 시스템의 도입으로 다수의 입출력 안테나와 다차원 안테나 구조를 갖는 대규모 MIMO 구조 또한 고려되고 있다. 일례로, 기존의 일자 형 안테나 배열과 달리 2차원 (2D: 2-Dimension) 안테나 배열을 형성할 경우, AAS의 능동 안테나에 의해 3차원 범 패턴올 형성할 수 있다. 도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 , 64개의 안테나 요소 ( antenna elements )를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다. 도 7에서는 일반적인 2차원 ( 2D : 2 Dimension) 안테나 배열을 예시하고 있으며 , 도 7과 같이 N— t=N— V · N_h개의 안테나가 정방형의 모양을 갖는 경우를 고려할 수 있다. 여기서, N_h는 수평 방향으로 안테나 열의 개수를 N_v는 수직 방향으로 안테나 행의 개수를 나타낸다.

이러한 2D 구조의 안테나 배열을 이용하면, 3차원 공간에서 전송 빔을 제어할 수 있도록 무선 파장 ( radio wave )이 수직 방향 (고도 ( elevation) ) 및 수평 방향 (방위각 ( azimuth) )으로 모두 제어될 수 있다. 이러한 타입의 파장 제어 메커니즘을 3차원 범포밍으로 지칭할 수 있다.

도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D ( 3 -Dimension) 빔 형성이 가능한 다수의 송 /수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다 .

도 8은 앞서 설명한 예를 도식화한 것으로서, 2차원 안테나 배열 (즉, 2D- AAS )를 이용한 3D MIMO 시스템을 예시한다 .

송신 안테나 관점에서 상기 3차원 빔 패턴을 활용할 경우, 범의 수평 방향뿐만 아니라 수직 방향으로의 준 -정적 또는 동적인 빔 형성을 수행할 수 있으며 일례로 수직 방향의 섹터 형성 등의 응용을 고려할 수 있다.

또한, 수신 안테나 관점에서는 대규모 수신 안테나를 활용하여 수신 범을 형성할 때, 안테나 배열 이득 (antenna array gain)에 따른 신호 전력 상승 효과를 기대할 수 있다. 따라서 , 상향링크의 경우, 기지국이 다수의 안테나를 통해 단말로부터 전송되는 신호를 수신할 수 있으며, 이때 단말은 간섭 영향을 줄이기 위해 대규모 수신 안테나의 이득을 고려하여 자신의 송신 전력을 매우 낮게 설정할 수 있는 장점이 있다.

도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파 (cross polarization)를 가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다.

편파 (Polarization)를 고려한 2D 평면 배열 안테나 (planar antenna array) 모델의 경우, 도 8과 같이 도식화할 수 있다.

수동적 안테나 (passive antenna)에 따른 기존의 MIMO 시스템과 달리 , 능동 안테나에 기반한 시스템은 각 안테나 요소 (element)에 부착된 (또는 포함된) 능동 소자 (예를 들어 , 증폭기)에 가증치를 적용함으로써 안테나 요소의 이득 (gain)을 동적으로 조절할 수 있다. 방사 패턴 (radiation pattern)은 안테나 요소의 개수, 안테나 간격 (spacing) 등과 같은 안테나 배치 (arrangement)에 의존하므로, 안테나 시스템은 안테나 요소 레벨에서 모델링될 수 있다.

도 9의 예시와 같은 안테나 배열 모델을 (M, N, P)로 나타낼 수 있으며 , 이는 안테나 배열 구조를 특징 짓는 파라미터에 해당된다.

M은 각 열 (즉, 수직 방향에서 )에서 같은 편파 (polarization)를 가지고 있는 안테나 요소 (antenna element)의 개수 (즉, 각 열에서 +45 ^° 경사 (slant)를 가지고 있는 안테나 요소의 개수 또는 각 열에서 - 45 ^° 경사 (slant)를 가지고 있는 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.

N은 수평 방향의 열의 개수 (즉, 수평 방향에서 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.

P는 편파 (polarization)의 차원 (dimension)의 개수를 나타낸다 . 도 11의 경우와 같이 교차 편파 (cross polarization)의 경우 P=2이나, 동일 편파 (co-polarization)의 경우 P=l이다.

안테나 포트 (antenna port)는 물리적 안테나 요소 (physical antenna element)로 매핑될 수 있다. 안테나 포트 (antenna port)는 해당 안테나 포트와 관련된 참조 신호에 의해 정의될 수 있다. 예를 들어, LTE 시스템에서 안테나 포트 0는 CRS (Cell-specific Reference Signal)와 관련되고, 안테나 포트 6는 PRS (Positioning Reference Signal)와 관련될 수 있다. 일례로 , 안테나 포트와 물리적 안테나 요소 간은 일대일 매핑될 수 있다 . 단일의 교차 편파 (cross polarization) 안테나 요소가 하향링크 MIMO 또는 하향링크 전송 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0는 하나의 물리적 안테나 요소에 매핑되는 반면, 안테나 포트 1은 다른 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다 . 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.

다른 일례로, 단일의 안테나 포트는 다증의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 범포밍 (beamforming)을 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 범포밍은 다중의 물리적 안테나 요소를 이용함으로써, 하향링크 전송이 특정 단말에게 향하도록 할 수 있다 . 일반적으로 다중의 교차 편파 (cross polarization) 안테나 요소의 다중의 열 (column)로 구성되는 안테나 배열 (antenna array)를 사용하여 이를 달성할 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 단일의 안테나 포트로부터 발생된 단일의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 CRS와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 CRS와 관련된다.

즉, 안테나 포트는 기지국에서 물리적 안테나 요소로부터 전송된 실제 하향링크 전송이 아닌 단말 입장에서의 하향링크 전송을 나타낸다.

다른 일례로 , 다수의 안테나 포트가 하향링크 전송을 위해 사용되나, 각 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우는 안테나 배열이 하향링크 MIMO 또는 하향링크 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0 및 1은 각각 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다 . 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.

FD-MI O 에서는, 데이터 스트림의 MIMO 프리코딩은 안테나 포트 가상화, 트랜스시버 유닛 (또는 송수신 유닛) (TXRU : transceiver uni t ) 가상화, 안테나 요소 패턴을 거칠 수 있다.

안테나 포트 가상화는. 안테나 포트 상의 스트림이 TXRU 상에서 프리코딩된다. TXRU 가상화는 TXRU 신호가 안테나 요소 상에서 프리코딩된다 . 안테나 요소 패턴은 안테나 요소로부터 방사되는 신호는 방향성의 이득 패턴 ( di rect ional gain pattern )을 가질 수 있다.

기존의 송수신기 ( transceiver ) 모델링에서는, 안테나 포트와 TXRU 간의 정적인 일대일 매핑이 가정되고, TXRU 가상화 효과는 TXRU 가상화 및 안테나 요소 패턴의 효과 모두를 포함하는 정적인 ( TXRU ) 안테나 패턴으로 합쳐진다. 안테나 포트 가상화는 주파수-선택적인 방법으로 수행될 수 있다. LTE에서 안테나 포트는 참조 신호 (또는 파일럿)와 함께 정의된다. 예를 들어 , 안테나 포트 상에서 프리코딩된 데이터 전송을 위해, DMRS가 데이터 신호와 동일한 대역폭에서 전송되고, DMRS와 데이터 모두 동일한 프리코더 (또는 동일한 TXRU 가상화 프리코딩 )로 프리코딩된다. CSI 측정을 위해 CSI-RS는 다중의 안테나 포트를 통해 전송된다. CSI-RS 전송에 있어서, 단말에서 데이터 프리코딩 백터를 위한 TXRU 가상화 프리코딩 행렬을 추정할 수 있도톡 CSI-RS 포트와 TXRU 간의 매핑을 특징짓는 프리코더는 고유한 행렬로 설계될 수 있다.

TXRU 가상화 방법은 1차원 TXRU 가상화 (ID TXRU virtualization)와 2차원 TXRU 가상화 (2D TXRU virtualization)이 논의되며 , 이에 대하여 아래 도면을 참조하여 설명한다 .

도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다 .

ID TXRU 화에 있어서 , M_TXRU 개의 TXRU은 동일한 편파 (polarization)을 가지는 단일의 열 (column) 안테나 배열로 구성되는 M개의 안테나 요소와 관련된다.

2D TXRU 가상화에 있어서, 앞서 도 11의 안테나 배열 모델 구성 (M, N, P)에 상응하는 TXRU 모델 구성은 (M— TXRU, N, P)로 나타낼 수 있다. 여기서 , M— TXRU는 2D 같은 열 , 같은 편파 (polarization)에 존재하는 TXRU의 개수를 의미하며 , M— TXRU < M을 항상 만족한다 . 즉 , TXRU의 총 개수는 M— TXRUXNXP와 같다.

TXRU 가상화 모델은 안테나 요소와 TXRU와의 상관 관계에 따라 도 12 (a)와 같이 TXRU 가상화 (virtualization) 모델 옵션 -1: 서브 -배열 분할 모델 (sub-array partition model)과 도 12 (b)와 같이 TXRU 가상화 모델 읍션 -2: 전역 연결 (full-connection) 모델로 구분될 수 있다. 도 10 (a)를 참조하면 , 서브 -배열 분할 모델 (sub-array partition model)의 경우, 안테나 요소는 다증의 안테나 요소 그룹으로 분할되고, 각 TXRU는 그룹 증 하나와 연결된다.

도 10(b)를 참조하면, 전역 연결 (full-connection) 모델의 경우, 다중의 TXRU의 신호가 결합되어 단일의 안테나 요소 (또는 안테나 요소의 배열)에 전달된다.

도 10에서 q는 하나의 열 (column) 내 M개의 같은 편파 (co- polarized)를 가지는 안테나 요소들의 송신 신호 백터이다. w는 광대역 TXRU 가상화 가증치 백터 (wideband TXRU virtualization weight vector)이며 W는 광대역 TXRU 가상화 가중치 행렬 (wideband TXRU virtualization weight matrix)이다. x는 M_TXRU 개의 TXRU들의 신호 백터이다ᅳ

여기서 , 안테나 포트와 TXRU들과의 매핑은 일대일 (1-to-l) 또는 일대다 (1-to-many)일 수 있다.

도 10에서 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑 (TXRU-to-element mapping)은 하나의 예시를 보여주는 것일 뿐이고, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며 하드웨어 관점에서 이 밖에 다양한 형태로 구현될 수 있는 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑에도 본 발명이 동일하게 적용될 수 있다. CSI (Channel -State Information) - Reference Signal (CSI-RS) 전송 모드 9가 설정된 서빙 셀 및 UE에 대해, UE는 하나의 CSI-RS 자원 구성을 설정받을 수 있다. 전송 모드 10이 설정된 서빙 셀 및 UE에 대해, UE는 하나 이상의 CSI-RS 자원 구성 (들)을 설정받을 수 있다. CSI-RS에 대해 nonzero 전송 전력을 가정해야 하는 UE를 위한 이하의 파라미터들은 각각의 CSI- RS 자원 구성에 대한 상위 계층 시그널링을 통해 설정된다:

- CSI-RS 자원 구성 식별자 (UE에 전송 모드 10이 설정된 경우)

- CSI-RS 포트의 수

- CSI-RS 구성

- CSI-RS 서브 프레임 구성 I_(CSI-RS)

- CSI 피드백 (P_C)을 위한 기준 PDSCH 전송 전력에 대한 UE의 가정 (UE에 전송 모드 9가 설정된 경우)

- UE에 전송 모드 10이 설정되면, 각각의 CSI 프로세스에 대한 CSI 피드백 (P_ _C )을 위한 기준 PDSCH 전송 전력에 대한 UE 가정 . CSI 서브 프레임 세트들 C_(CSI,0) 및 C_(CSI, 1)이 CSI 프로세스를 위한 상위 계층에 의해 설정되면, CSI 프로세스의 각 CSI 서브 프레임 세트를 위한 P— C가 설정됨 .

- Pseudo-random 시퀀스 생성기 파라미터 (n_ID) .

- UE가 상위 계층 파라미터 CSI-Reporting-Type를 설정받고, CSI 보고 타입이 CSI 프로세스에 대한 'CLASS A'로 설정된 경우, CDM 타입 파라미터.

ᅳ UE에 전송 모드 10이 설정된 경우, 아래의 파라미터들을 갖는 CRS 안테나 포트들 및 CSI-RS 안테나 포트들의 QCL type B의 UE 가정에 대한 상위 계층 파라미터 qcl-CRS-Info-rll:

- qcl -Scramblingldentity-rll .

- crs-PortsCount-rll . - mbsfn-Subf rameConf igList-rll .

P_C는 UE가 CSI 피드백을 도출하고 IdB 스텝 크기로 [-8, 15] dB 범위 내의 값을 취할 때, CSI-RS EPRE (Energy Per Resource Element)에 대한 PDSCH EPRE의 추정된 비율이며, 여기서 PDSCH EPRE는 셀 관련 RS EPRE에 대한 PDSCH EPRE의 비율에 대한 심볼 수와 대응된다.

UE는 서빙 샐의 동일한 서브 프레임에서 CSI-RS 및 PMCH의 구성을 기대하지 않는다 .

프레임 구조 타입 2 서빙 셀과 4개의 CRS 포트의 경우, UE는 일반 CP의 경우 [20 -31] 세트 또는 확장 CP의 경우 [16 -27] 세트에 속한 CSI-RS 구성 인텍스를 수신할 것올 기대하지 않는다.

UE는 CSI-RS 자원 구성의 CSI-RS 안테나 포트들 간에는 지연 확산, 도플러 확산, 도플러 시프트, 평균 이득 및 평균 지연에 대해 QCL 된다고 가정할 수 있다.

전송 모드 10 및 QCL Type B가 설정된 UE는, CSI-RS 자원 구성에 대응하는 qcl-CRS-Info-rll과 연관된 안테나 포트 0-3을 가정할 수 있고, CSI-RS 자원 구성에 대응하는 안테나 포트들 15-22은 도플러 시프트 (Doppler shift) 및 도플러 확산 (Doppler spread)어 1 대하여 QCL되었다고 가정할 수 있다.

UE에 전송 모드 10 및 상위 계층 파라미터 CSI— Reporting-Type이 설정되고, CSI -Report ing-Type^ ' CLASS B'로 설정되고, CSI 프로세스를 위해 구성된 CSI-RS 자원의 개수가 하나 이상이고, QCL type B가 설정된 경우, UE는 상위 계층 파라미터 qcl-CRS-Info-rll과 상이한 값을 갖는 CSI

으ώ

7 【수학식 13] p；、 = ^w p'() ^' n k" for p' e {l 5,16,19,2θ}, normal cyclic prefix, N^ _s = 8

k = k'+\2m - ^"+6 for p e {l 7,18,21,22}, normal cyclic prefix, N^ = 8

6k" for p' e {l 5,16,17,18}, normal cyclic prefix, N^ = 4

R D

CSI reference signal configurations 0-19, normal cyclic prefix

I = /'+

2/" CSI reference signal configurations 20-31, normal cyclic prefix

Γ-- 0,1

k"-- 0,1

i - 2k"+l"

m 0,1,...,N _R ^U _B ^L -1

max.DL

N, RB -N,

m = m +

2 수학식 13 은 CDM 4에 대한 시퀀스 를

[표 3】

OFDM 뉴머를로지 (numerology) 더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 RAT (Radio Access Technology)에 비해 향상된 mobile broadband 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 massive MTC (Machine Type Communications) 역시 차세대 통신에서 고려될 주요 이슈 중 하나이다. 뿐만 아니라, 차세대 통신에서 신뢰도 (reliability) 및 지연 (latency)에 민감한 서비스 /UE를 고려한 통신 시스템 디자인이 논의되고 있다. 이와 같이, enhanced mobile broadband communication, massive MTC, URLLC (Ultra-Reliable and Low Latency Communication) 등을 고려한 차세대 RAT의 도입이 논의되고 있으며, 이러한 기술을 'new RAT(NR) ' 이라 통칭될 수 있다.

New RAT 시스템은 OFDM 전송 방식 또는 이와 유사한 전송 방식을 사용하며 , 대표적으로 이하의 표 4의 OFDM 뉴머를로지를 갖는다.

【표 4】 파라미터 서브캐리어 -간격 (Subcarrier-spacingX ^ ) 60kHz

OFDM 심볼 길이 16.33(JS

Cyclic Prefix(CP) 길이 1.30/JS/U7(JSS 시스템 대역폭 80MHz 유효한 서브캐리어 개수

1200

(No. of available subcarriers)

서브프레임 길이 0.25ms 서브프레임당 OFDM심볼 개수 14 symbols

Self -contained sub frame structure

TDD 시스템에서 데이터 전송 지연을 최소화하기 위하여 5세대 new

RAT에서는 도 11와 같이 제어 채널과 데이터 채널이 TDM된 self - contained sub frame 구조가 고려되고 있다.

도 11는 본 발명이 적용될 수 있는 self - contained sub frame 구초를 예시한다ᅳ

도 11에서 빗금친 영역은 DCI 전달을 위한 물리채널 PDCCH의 전송 영역을 나타내고, 검정색 부분은 UCI (Uplink Control Information) 전달을 위한 물리채널 PUCCH의 전송 영역을 나타낸다.

DCI를 통해 eNB가 UE에게 전달하는 제어 정보로는, UE가 알아야 하는 cell 구성에 관한 정보, DL 스케줄링 등의 DL 특정 ( specif ic) 정보, 및 /또는 UL 승인 (grant) 등과 같은 UL 특정 정보 등이 존재할 수 ,있다. 또한, UCI를 통해 UE가 eNB에게 전달하는 제어 정보로는, DL 데이터에 대한 HARQ의 ACK/NACK 보고, DL 채널 상태에 대한 CSI 보고, 및 /또는 SR ( Schedul ing Request) 등이 존재할 수 있다.

도 11에서 표시가 없는 영역은 하향링크 데이터를 위한 물리채널 PDSCH 전송 영역으로 사용될 수도 있고, 상향링크 데이터를 위한 물리채널 PUSCH 전송 영역으로 사용될 수도 있다. 이러한 구조의 특징은 하나의 SF(subframe) 내에서 DL 전송과 UL 전송이 순차적으로 진행되어, 해당 SF 내에서 DL 데이터를 전송하고, UL ACK/NACK을 수신할 수도 있다. 따라서, 본 구조를 따를 경우, 데이터 전송 에러 발생 시 데이터 재전송까지 걸리는 시간이 줄어들게 되며 , 이로 인해 최종 데이터 전달의 지연 (latency)이 최소화될 수 있다.

이러한 self-contained subframe 구조에서 기지국과 UE가 송신 모드에서 수신 모드로 전환되는 과정 또는 수신 모드에서 송신 모드로 전환되는 과정을 위한 시간 간격 (time gap)이 필요하다. 이를 위하여 subframe 구조에서 DL에서 UL로 전환되는 시점의 일부 OFDM symbol °1 GP로 설정될 수 있으며, 이와 같은 subframe type은 'self-contained SF' 이라 지칭될 수 있다. Analog beamforming

Millimeter Wave (mmW)에서는 파장이 짧아져서 동일 면적에 다수개의 안테나 요소의 설치가 가능해 진다. 즉 30GHZ 대역에서 파장은 lcm로써 5 by 5 cm의 패널에 0 . 5 lambda (파장) 간격으로 2 -차원 배열 형태로 총 64 ( 8X8 )개의 안테나 요소 ( element ) 설치가 가능하다. 그러므로 mmW에서는 다수개의 안테나 요소들을 사용하여 beamf orming ( BF ) 이득을 높여 커버리지를 증가시키거나, throughput을 높이려고 한다 .

이 경우에 안테나 요소별로 전송 파워 및 위상 조절이 가능하도록 TXRU ( transceiver unit )을 가지면 주파수 자원 별로 독립적인 beamforming이 가능하다. 그러나 100여개의 안테나 요소 모두에 TXRU를 설치하기에는 가격 측면에서 실효성이 떨어지는 문제를 갖게 된다. 그러므로 하나의 TXRU에 다수개의 안테나 요소를 매핑하고 analog phase shi f ter로 범의 방향을 조절하는 방식이 고려되고 있다. 이러한 analog beamforming 방식은 전 대역에 있어서 하나의 범 방향만을 만들 수 있어 주파수 선택적 beamforming을 해줄 수 없는 단점을 갖는다.

Digital BF와 analog BF의 중간 형태로 Q개의 안테나 요소보다 적은 개수인 B개의 TXRU를 갖는 hybrid BF를 고려할 수 있다. 이 경우에 B개의 TXRU와 Q개의 안테나 요소의 연결 방식에 따라서 차이는 있지만, 동시에 전송할 수 있는 빔의 방향은 B개 이하로 제한된다. 또한, New RAT 시스템에서는 다수의 안테나가 사용되는 경우, 디지털 범포밍과 아날로그 범포밍을 결합한 하이브리드 빔포밍 기법이 대두되고 있다. 이때, 아날로그 범포밍 (또는 RF ( radio f requency) 빔포밍)은 RF 단에서 프리코딩 (또는 컴바이닝)을 수행하는 동작을 의미한다. 하이브리드 범포밍에서 Baseband 단과 RF 단은 각각 프리코딩 (또는 컴바이닝 )을 수행하며 , 이로 인해 RF 체인 수와 D ( digi tal ) /A ( analog ) (또는 A/D) 컨버터 수를 줄이면서도 디지털 빔포밍에 근접한 성능을 낼 수 있다는 장점이 있다. 편의상 하이브리드 범포밍 구조는 N개 트랜시버 유닛 ( TXRU)과 M개의 물리적 안테나로 표현될 수 있다. 그러면 송신단에서 전송할 L개 데이터 계층에 대한 디지털 범포밍은 N by L 행렬로 표현될 수 있고, 이후 변환된 N개의 디지털 신호는 TXRU를 거쳐 아날로그 신호로 변환된 다음 M by N 행렬로 표현되는 아날로그 범포밍이 적용된다. '

도 12는 TXRU 및 물리적 안테나 관점에서 하이브리드 범포밍 구조를 도식화한 도면이다. 도 12에서 디지털 범의 개수는 L개 이며, 아날로그 범의 개수는 N개인 경우를 예시한다 .

New RAT 시스템에서는 기지국이 아날로그 빔포밍을 심볼 단위로 변경할 수 있도록 설계하여, 특정 지역에 위치한 단말에게 보다 효율적인 범포밍을 지원하는 방향이 고려되고 있다 . 나아가, 도 12에서 특정 N개의 TXRU와 M개의 RF 안테나를 하나의 안테나 패널 (panel )로 정의할 때 , New RAT 시스템에서는 서로 독립적인 하이브리드 범포밍의 적용이 가능한 복수의 안테나 패널들을 도입하는 방안까지 고려되고 있다.

기지국이 복수의 아날로그 빔을 활용하는 경우, 단말별로 신호 수신에 유리한 아날로그 범이 다를 수 있으므로 적어도 동기화 신호 ( Synchroni zat ion s ignal ) , 시스템 정보, 페이징 등에 대해서는 특정 Subf rame ( SF )에서 기지국이 적용할 복수의 아날로그 범들을 심볼별로 바꾸어 모든 단말이 수신 기희를 가질 수 있도록 하는 빔 스위핑 동작이 고려되고 있다.

도 13은 DL 전송 과정에서 동기화 신호와 시스템 정보에 대한 빔 스위핑 동작을 도식화 도면이다.

도 13에서 New RAT 시스템의 시스템 정보가 브로드캐스링 방식으로 전송되는 물리적 자원 (또는 물리 채널)을 xPBCH (physical broadcast channel )으로 명명하였다.

도 13을 참조하면, 하나의 심볼 내에서 서로 다른 안테나 패널에 속하는 아날로그 범들은 동시에 전송될 수 있다. 아날로그 범별 채널을 측정하기 위해, 도 13에 도시한 바와 같이, (특정 안테나 패널에 대응되는) 단일 아날로그 빔이 적용되어 전송되는 RS인 범 RS ( BRS )를 도입하는 방안이 논의되고 있다 . BRS는 복수의 안테나 포트에 대해 정의될 수 있으며, BRS의 각 안테나 포트는 단일 아날로그 범에 대응될 수 있다. 이때, BRS와는 달리 동기화 신호 또는 xPBCH는 임의의 단말이 잘 수신할 수 있도톡 아날로그 빔 그룹 내 모든 아날로그 범이 적용되어 전송될 수 있다.

LTE에서의 RRM 측정

LTE 시스템에서는 전력 제어, 스케줄링, 셀 검색, 셀 재선택, 핸드오버, 무선 링크 또는 연결 모니터링, 연결 확립 /재 -확립 등을 위한 RRM 동작을 지원한다. 서빙 셀은 단말에게 RRM 동작을 수행하기 위한 측정 값인 RRM 측정 정보를 요청할 수 있다. 대표적으로 LTE 시스템에서는, 단말이 각 Cell에 대해 셀 검색 정보, RSRP (reference signal received power) , RSRQ (reference signal received quality) 등의 정보를 측정 /획득하여 보고할 수 있다. 구체적으로, LTE 시스템에서 단말은 서빙 셀로부터 RRM 측정을 위한 상위 계층 신호로 'measConfig' 를 전달받는다. 단말은 상기 'measConfig' 의 정보에 따라 RSRP 또는 RSRQ를 측정할 수 있다. 여기서 LTE 시스템의 TS 36.214 문서에 따른 RSRP, RSRQ 및 RSSI의 정의는 ^ό 1"래와 같다.

[RSRP]

참조 신호 수신 전력 (RSRP)은 고려된 측정 주파수 대역폭 내에서 CRS (cell-specific RS)를 전달하는 자원 요소의 전력 기여도 (power contributions) ( [W]에서)에 대한 선형 평균 (linear average)으로 정의된다. RSRP 결정을 위해 TS 36.211 [3]에 따른 CRS R0가 사용되어야 한다. 단말이 R1이 유효 (available)하다는 것을 신뢰성 있게 (reliably) 검출할 수 있는 경우, R0에 추가하여 R1을 사용하여 RSRP를 결정할 수 있다.

RSRP의 참조 포인트는 UE의 안테나 커넥터가 되어야 한다.

만일 , 단말이 수신기 다이버시티 (diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 다이버시티 브랜치 (branch)에 대웅하는 RSRP보다 작아서는 안된다.

[RSRQ]

참조 신호 수신 품질 (RSRQ)은 비율 NXRSRP/ (E-UTRA 반송파 RSSI) (즉, E-UTRA 반송파 RSSI 대 NXRSRP)로 정의되며 , 여기서 N은 E-UTRA 반송파 RSSI 측정 대역폭의 RB 수이다. 분자와 분모의 측정은 동일한 자원 블록 집합에 대해 이루어져야 한다.

E-UTRA 반송파 수신 신호 강도 지시자 (RSSI)는, 측정 대역폭에서 모든 소스들 (공동 -채널 (co-channel) 서빙 및 비 -서빙 셀들 포함)로부터의 N개의 자원 블록들에 대하여 안테나 포트 0에 대한 참조 심볼들을 포함하는 OFDM 심볼에서만 단말에 의해 관찰 /측정된 총 수신 전력 ( [W]에서 )의 선형 평균과 채널 간섭, 열 잡음 등을 포함할 수 있다. 상위 계층 시그널링이 RSRQ 측정을 수행하기 위한 특정 서브 프레임을 지시하는 경우, RSS工는 지시된 서브 프레임들 내 모든 OFDM 심볼들에 대해 측정될 수 있다 .

RSRQ에 대한 참조 포인트는 UE의 안테나 커넥터가 되어야 한다. 만일, 단말이 수신기 다이버시티 (diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 다이버시티 브랜치에 대웅하는 RSRQ보다 작아서는 안된다.

[RSSI]

RSSI는 수신기 필스 정형 필터 (receiver pulse shaping filter)에 의해 정의된 대역폭 내에서 수신기에서 발생하는 열 잡음 및 잡음을 포함하여 수신된 광대역 전력에 해당할 수 있다.

측정을 위한 참조 포인트는 단말의 안테나 커넥터가 되어야 한다 .

만일 , 단말이 수신기 다이버시티 (diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 수신 안테나 브랜치에 대응하는 UTRA 반송파 RSSI보다 작아서는 안된다. 상기 정의에 따라, LTE 시스템에서 동작하는 단말은 내부 주파수 즉정 (Intra- frequency measurement)인 경우에는 SIB3 (system information block type 3)에서 전송되는 허용된 측정 대역폭 관련 IE ( information element)를 통해 , 주파수 간 죽정 (Inter-frequency measurement)인 경우에는 SIB5 (system information block type 5)에서 전송되는 허용된 측정 대역폭을 통해 6, 15, 25, 50, 75, 10 ORB ( resource block) 증 하나에 대응되는 대역폭에서 RSRP를 측정하도록 허용 받을 수 있다 . 또는 상기 IE가 없을 경우, 단말은 Default로 전체 DL 시스템의 주파수 대역에서 측정할 수 있다. 이때, 단말이 허용된 측정 대역폭을 수신하는 경우, 단말은 해당 값을 최대 측정 대역폭으로 간주하고 해당 대역폭 /값 이내에서 자유롭게 RSRP의 값을 측정할 수 있다. 다만, 서빙 셀이 WB (wideband)ᅳ RSRQ로 정의되는 IE을 전송하고, 허용된 측정 대역폭을 50RB 이상으로 설정하면 단말은 전체 허용된 측정 대역폭에 대한 RSRP 값을 계산해야 한다. 한편, RSS工는 RSSI 대역폭의 정의에 따라 단말의 수신기가 갖는 주파수 대역에서 측정될 수 있다.

도 14은 본 발명에 적용될 수 있는 패널 안테나 어레이를 예시한다.

도 14을 참조하면 , 패널 안테나 어레이는 각각 수평 도메인으로 Mg개 및 수직 도메인으로 Ng개의 패널로 구성되며, 각 하나의 패널은 M개의 열과 N개의 행으로 구성될 수 있다. 특히 , 본 도면에서 패널은 X-pol (교차 편파 ( cross polari zation ) ) 안테나를 기준으로 도시되었다. 따라서 , 도 17의 총 안테나 요소의 개수는 2 *M*N*Mg*Ng개일 수 있다. 새로운 코드북 제안

New RAT과 같은 환경에서 보다 정확한 CSI 피드백을 위해, 선형 결합 ( Linear combination ) , 공분산 피드백 ( covariance f eedback ) 등과 같은 높은 레졸루션 (high resolution)을 갖는 피드백이 고려되고 있다 . 하지만, 이러한 높은 레졸루션 피드백을 위해 요구되는 피드백 페이로드 사이즈도 증가하게 되므로 , 기존 LTE 시스템의 Class A 코드북과 같은 레졸루션 (normal resolution) 코드북 역시 필요할 수 있다.

따라서, 본 발명에서는 이러한 정규 레졸루션을 기반으로 기존 LTE 코드북의 성능을 향상시킬 수 있는 새로운 코드북 디자인을 제안하기로 한다. 도 14와 같이, New RAT에서는 멀티 패널 기능이 지원되나, 본 명세서에서는 설명의 편의상 싱글 패널을 우선적으로 고려하여 코드북 디자인을 제안한다.

하나의 패널 내의 2D 안테나 어레이에 적용될 2D DFT ( Di screte

Fourier Transform) 빔은 수학식 14와 같이 정의될 수 있다.

V ® u

W

,'"2

N _{ N,

여기서 ml과 m2는 각각 첫 번째 및 두 번째 도메인의 1D- DFT 코드북 인덱스에 해당한다. 또한, Ν1 및 Ν2는 패널에서 각각 제 1 차원 ( 1st dimension) 및 제 2 차원 ( 2nd dimension)의 편파 (polari zation)별 안테나 포트 개수에 해당하며 , ol 및 o2는 패널에서 각각 제 1 차원 ( 1st dimension ) 및 제 2 차원 (2nd dimension)의 오버샘플링 인자 (oversampling factor)에 해당한다.

수학식 ₁₄ 와 같이 제안된 코드북의 경우, 수학식 ₁₅ 와 같은 듀얼 스테이지 구조를 따른다.

【수학식 15】

W = WiW ₂

여기서 , W1 (제 1 PMI)은 장기 (long-term) /광대역 (wideband)의 특성을 나타내며, 주로 빔 그룹핑 및 /또는 범별 광대역 전력 제어의 역할을 수행한다. W2(제 2 PMI)는 단기 (short-term) /서브대역 (subband)의 특성을 나타내며 , W1에 의해 선택된 범 그룹 내에서의 범 선택과 교차 편파를 갖는 안테나 포트의 편파별 위상 -일치 (co-phase) 역할을 수행한다.

도 15는 본 발명에 적용될 수 있는 Rel-13 Class A 코드북에서의 각 구성 (config)별 범 그룹 패턴을 예시한다.

기존 LTE-A의 코드북의 경우, 빔 그룹 내 다수의 범들 사이의 간격 (spacing)이 균일 (uniform)하도톡 W1을 구성하는 것을 특징으로 한다. Rel-13 Class A 코드북에서는 2D 안테나 어레이를 지원하기 위해 2D 범 그룹이 지원되었으며, 이 경우에도 도 15와 같이 빔들의 간격이 균일하게 형성되는 것이 특징이다.

이러한 균일 패턴에 있어서, closed spaced 범 그룹의 경우 각도 확산 (angular spread) (첫 번째 및 /또는 두 번째 도메인)이 작은 경우에 유리하며 , Rel-12와 같이 넓게 이격된 (widely spaced) 범 그룹의 경우 각도 확산이 큰 경우에 유리하다. 하지만, 빔 간격 (spacing)은 각 코드북 구성 (config)별 혹은 탱크별로 정해지므로, 각 환경에 맞는 코드북을 각각 설정해줘야 하는 문제점이 있으며, 이를 해결하기 위해 본 발명에서는 W1 그룹을 비 -균일 (non-uniforrr 하게 구성하는 방법에 대해 제안한다.

도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 Nl=4, N2 = l, 01 = 8인 경우의 W1 그룹핑을 예시한 도면이다. 특히, 도 16은 W1 범 그룹을 비-균일하게 구성하는 방법 (예를 들어 , 가우시안 (Gaussian) 분포의 샘폴)을 예시한 도면이다.

도 16에 도시한 바와 같이 , 빔 그룹은 장기 (long-term) 코드북 인덱스 k를 중심으로 [k-8, k-4, k-l, k, k+1, k+4, k+8]로 구성될 수 있다. 상기 코드북 인덱스를 좀더 설정 가능한 (configurable) 파라미터 01, 02와 칭시켜, 범 그룹을 또

[k _] -20 ₁ k.-O, k _x -\ k k _{1 +} \ k +O ^ +20,]와 같이 그룹핑할 수도 있다ᅳ 여기서 kl은 k의 첫 번째 도메인 W1 인텍스, k2는 k의 두 번째 도메인 W1 인덱스를 각각 나타낸다.

상술한 그룹핑 방식을 01, 02의 함수로 표현을 하면, 와 같이 표현될 수 있으며, 여기서 ql, q ₂ 및 q3는 실수 값으로 사전에 정의 /설정되거나 기지국이 단말에 설정해줄 수도 있다. ^' 상술한 빔 그룹핑 방식은, 비 -직교 (non- orthogonal) 범과 직교 (orthogonal) 빔이 서로 흔합되어 탱크 2 코드북을 구성할 때 , 세분성 (granularity)을 높일 수 있다는 특징을 갖는다.

상기 W1 빔 그룹 디자인은 N1>=N2인 경우에 대하여 제안된 방식이며, N2>N1인 경우의 W1 범 그룹 디자인은 상기 N1>=N2인 경우의 W1 범 그룹 디자인에서 kl 인덱스를 k2 인덱스로 01 인덱스는 02 인덱스로 각각 치환하여 구성할 수 있다 . 그리고 /혹은 모든 포트 레이아웃에 대하여 하나의 범 그룹이 사용될 수도 있다.

그리고 /혹은 범 그룹을 +Ρι +Λ] 와 같이 일반화하되, 빔 간격 파라미터 (beam spacing parameter) pi, p2 및 p3를 기지국에 의해 설정 가능 (configurable)하도록 정의하거나 사전에 기지국 및 단말간에 약속할 수 있겠다. 그리고 /또는, 상술한 방식들을 혼용하여, 범 그룹을 구성하는 원소들 증 특정 원소 (예를 들어 , pi 및 p2)는 특정 값으로 설정하되 , 다른 원소 (예를 들어 , p3)는 이의 실수배로 설정되는 것도 고려될 수 있다. 예를 들어, 범 그룹이 k _{ +p ₂ ^+ 탸]와 같이 구성될 수 있으며 , 여기서 ql, pi 및 p2는 사전에 약속하거나 기지국이 상위 계층 시그널링으로 단말에 설정해줄 수 있다. kl 및 k2 인덱스는 범 그룹 간격 파라미터 (group spacing parameter) si 및 s2에 의해 정해질 수 있다. 예를 들어, sl = 2, s2 = 2인 경우, kl 인덱스는 0, 2, 4, ·'·, NlOl/sl-l로, k2 인텍스는 0, 2, 4, ··', N202/S2-1와 같이 결정될 수 있다. 동작 측면에서 N101 및 /또는 N202의 값을 초고) "히"는 빔 인덱스에 대해서는 'modulo lOl' 혹은 'modulo N202' 연산을 적용하여 kl 및 k2 인텍스를 계산할 수 있다 .

상술한 W1를 후술할 W2 디자 ⁰ 과 결합하는 경우, LTE와는 다르게 랭크 ᄆ -1 2가 서로 다른 빔 그룹을 갖는 특징을 가질 수 있다. 즉, 탱크 1 및 /또는 2 코드북은 상술한 범 그룹의 전체 혹은 부분 집합으로 구성될 수 있다.

/네 k - 1 +l L

일 예로, 랭크 1의 범 그룹은 로, 탱크 2의

0, 0

L -1 A-. k, +1 k, +

범 그룹은 로 각각 구성될 수

또 다른 실시예로, 랭크 1의 경우 비-균일한 범 그룹으로 가 사용될 수도 있다. 이러한 빔 그룹을 이용한 wi 행렬의 형태는 다음의 수학식 1 ₆ 과 같다. 수학식 16은 각 편파별로 코드워드가 같은 것을 특징으로 한다.

【수학식 16】 b _k _ ₄ b _t| _, b _k b, _|+1 b , b _A|+8 ]

= b, 여기서, b는 도 16에서 1D-DFT 범을 나타내며, 수학식 14의 와 같이 정의될 수 있다. 상기 코드북 디자인은 2D로 확장 적용될 수 있으며, 설계 원리는 1D 설계와 유사하다. 2D로 W1의 범 패턴을 확장하는 경우, 첫 번째 및 두 번째 도메인의 각도 확산 (angular spread)이 모두 커서 이를 모두 코드북에 반영해야 하는 경우에 유리할 수 있다. 이러한 2D 확장의 예시로 도 17에 도시된 패턴들이 고려될 수 있다. 도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 Nl = 4, N2 = 2, 01 = 4, 02 = 4인 경우의 W1 그룹핑을 예시한 도면이다. 도 17 (a)의 패턴은 ID W1 패턴을 복사하여 2D를 커버하는 실시예이며 , 이를 이용하는 경우 W2의 페이로드가 두 배 증가된다는 단점이 있다ᅳ 도 17 (b)의 패턴은 수학식 17과 같이 비 -균일 패턴에 상웅하는 빔들이 서로 다른 두 번째 범 인덱스를 가지면서 , 2D 도메인을 span하는 경우를 나타낸다.

【수학식 17】

이때 탱크 1의 경우, 의 범 그룹이 사용될 수 있으며, ¾크 2의 경우 후술할 바와 같이 동일한 범들의 조합으로 랭크 2를 만들기 위한 범 후보로서 상기 빔 그룹 (즉, ¾크 1의 범 그룹)이 사용될 수 있다. 예를 들어, 탱크 1의 범 그룹 중 b=(x, y) 범이 선택된 경우, 탱크 2 코 J -북은 [b b; 씨 - '*b]와 같이 구성될 수 있다.

또한, (수학식 17과 같은) 상기 범들의 조합 중에서 서로 다른 범들의 조합으로 구성되 ¾크 2의 경우,

((:, -O _v k ₂ ), (k k ₂ )), {(k +O _v k ₂ ), (k, , k ₂ )), ((k, -- ,k ₂ ), {k,+^-,k ₂ ))

^{2 2} 와 같은 후보 조합들이 사용될 수 있다.

또 다른 실시예로, 도 17 (c)와 같은 범 그룹이 사용될 수 있다. 이때 랭크 工의 경우 [ ― U ^" ₂ — 1) (A:,+ 1,^,-1) 씨+1 ₂ + 1)]의 범 그룹이 사용될 수 있으며, 탱크 2의 경우 후술할 바와 같이 동일한 빔들의 조합으로 램크 2를 만들기 위한 범 후보로서 상기 범 그룹 (즉, 랭크 1의 범 그룹)이 사용될 수

또한, (수학식 17과 같은) 상기 범들의 조합 증에서 서로 다른 범들의 조합으로 구성되는 ¾크 2의 경우,

{{ -o k ₂ ), {k k ₂ )),((k, +o,k ₂ ),쏴 ₂ )), ( 디 Λ + 1)， {k +^- ₂ + 1)) ， ,

2 2 와 같은 세 가지 후보 조합들이 사용될 수 있다.

또 다른 실시예로, 도 17 (d)와 같은 범 그룹이 사용될 수 있다. 이때 랭크 工의 경우 [(^i'^2 ^_, ) + 0 ( - / 의 범 그룹이 사용될 수 $J으며

¾크 2의 경우 후술할 바와 같이 동일한 범들의 조합으로 랭크 2를 만들기 위한 빔 후보로서 상기 빔 그룹 (즉, 탱크 1의 빔 그룹)이 사용될 수 있다.

또한, (수학식 17과 같은) 상기 범들의 조합 중에서 서로 다른 범들의 조합으로 구성되는 랭크 2의 경우,

((k _t -0 _{ ,k ₂ ), (k^k.Mik, +O k ₂ ), (k k ₂ ) <, ~^-,k ₂ +\), (k _{] +} ^-,k ₂ + 1)) ， ， _Λ ，

- 2 2 와 같은 세 가지 후보 조합들이 사용될 수 있다.

도 17 (C) 및 (d)는, 도 17 (b)보다 W1이 커버하는 두 번째 도메인 영역이 넓으므로, 두 번째 도메인의 각도 확산이 큰 경우에 더 유리하게 적용될 수 있다. 상기 제안하는 W1 패턴 중 어떤 패턴이 적용 /사용될지는 상위 계층 (예를 들어 , RRC 또는 MAC CE)으로 시그널링되거나 사전에 하나의 특정 코드북으로 약속 /정의될 수 있겠다.

그리고 /또는 , 안테나 포트 레이아웃에 따라 1D 비 -균일 W1 코드북을 사용할지 , 2D 비 -균일 W1 코드북을 사용할지가 결정될 수 있다. 즉, 단말은 N2 = l(또는 Nl = l)인 경우, 제안된 1D 코드북 혹은 1D에 적합한 코드북 (예를 들어 , Class A 구성 (Conf ig) 1 또는 4)을 사용하고, N2>1 경우 2D 비 - 균일 코드북 혹은 2D W1 패턴을 갖는 (혹은 2D에 적합한 (예를 들어 , Class A 구성 (Config) 2 또는 3) 코드북을 사용하도록 설정 /적용될 수 있다.

W2는 주어진 W1에 대한 빔 선택자 (beam selector)와 위상-일치로 구성된다 탱크 1의 경우, W2는 LTE와 비슷하게 」와 같이 정의될 수 있다. 여기서, ^는 k번째 원소만 '1' 의 값을 가지고, 나머지는 '0' 의 값을 갖 선택 백터이고, ' 는 편파 안테나 포트 그룹간의 위상 -일치 역할을 수행하며 값은 {1, 일 수 있다 랭크 2의 경우, 와 같은 구조를 가지게 되며 , i와 j의 값은 서로 같을 수도 있고, 다를 수도 있다 (즉, 램크 2를 구성하는 2개의

-이 동일할 수도 있고 다를 수도 있음을 의미)

먼저, i =/인 경우를 살펴 보자. 이 경우, 두 개의 계층은 Walsh 코드에 의해서 직교성 (orthogonality)이 보장된다. 상기 코드북을 SU(Single User) -MIMO 관점에서 capacity 수식에 대입하면 수학식 18과 같다. log ₂ |I + P ^H H ^H HP|

= log, |I + HPP ^H H ^H I (vdet(I,„ + AB) = det(I _n + BA)) 여기서, A 및 B는 각각 m X n 사이즈 행렬 및 n X m 사이즈 행렬에 해당하며, la는 _a order를 갖는 단위 행렬에 해당하며, superscript H는 conjugate transpose를 나타낸다 .

여기서 프리코더 P(W=W1W2)를 임의의 행렬로 나타내면, 수학식 19와 같다. 【수학식 19】

2 0

®( ,®w, ^w ) ·.· (A ® B)(C ®D) = (AC) ® (BD).

0 1 + „

수학식 19를 참조하면, ^Φ " 의 절대값이 동일한 한, 동일한 빔 선택하여 ¾크 2 (또는 ¾크 2 코드북 /W2)를 구성하더라도 SU ΜΙΜΟ 성능에 아무런 영향을 주지 않는다. 따라서 본 발명에서는 동일한 범을 선택하여 랭크 2 코드북을 구성하는 경우, 위상 -일치 (co-phase)의 값을 특정 값 (예를 들어 , ' ⁼¹ )으로 고정할 것을 제안한다. i≠ j 인 경우, 탱크 2 코드북의 직교성을 보장하기 위하여, W1을 구성하 범들 중 서로 직교하는 범들을 선택 /조합하여 탱크 2 코드북을 구성할 것을 제안한다. 즉, 예를 들어, 도 16을 참조하여 상술한 W1을 구성 방법의 예제 중에서 {k+4, k-4} , {k+8, k} , {k, k-8} 등과 같은 조합 /선텍으로 나머지 랭크 2의 코드워드들이 구성될 수 있다. 이 경우, 위상 -일치 값으로는 QPSK (예를 들어, {1, j, -l,-j})가 모두 사용될 수 있다.

즉, 제안하는 ¾크 2 코드북은 동일한 범들을 조합하여 코드북을 구성하는 경우와 서로 다른 직교 빔들올 조합하여 코드북을 구성하는 경우에 따라 적용되는 위상 -일치 (co-phase)의 값이 서로 상이하게 설정되는 것을 그 특징으로 한다. 이는, 탱크 2 코드북을 구성하는 경우에 있어서, 동일한 빔들을 조합하여 구성하는 경우와 서로 다른 직교 범들을 조합하여 구성하는 경우별로 적용 가능한 위상 -일치 값의 세분성 (granularity)은 서로 상이하게 설정 /정의될 수 있음을 의미한다. 즉, 동일한 범들이 조합되어 구성된 랭크 2 코드북에 대한 위상 -일치 값의 세분성은 서로 다른 범들이 조합되어 구성된 랭크 2 코드북에 대한 위상 -일치 값의 세분성보다 더 낮게 설정 /정의될 수 있다. 예를 들어 , 전자의 경우 1개 (예를 들어 , ^{= 1} )의 위상 -일치 대표값만이 설정 /사용될 수 있으며 (이 경우, 위상 -일치 피드백을 위해 필요한 비트 사이즈는 1-bit) , 후자의 경우 QPSK를 기반으로 총 4개 (예를 들어, " = {1, j,-l,-j})의 위상 -일치 값들이 사용될 수 있다 (이 경우, 위상—일치 피드백을 위해 필요한 비트 사이즈는 2-bits) . 이는, 탱크 2 코드북을 구성하는 범들이 동일한지 또는 상이한지에 따라 적용 가능한 위상 -일치 값의 피드백 -비트 /세분성 혹은 후보군 (후보수)이 서로 상이하게 결정되는 것으로 해석될 수도 있다 . 이는 랭크 수가 3 이상으로 확장됨에 따라 복수의 범 서브 그룹들이 단말에 의해 선택되는 경우, 해당 범 서브 그룹들이 동일한지 또는 상이한지에 따라 위상-일치의 세분성이 다르게 설정되는 경우로 확장될 수 있으며 , 이에 관하여는 도 30 및 31을 참조하여 이하에서 후술한다 . 비교해 보면 , 코드북 행렬을 구성하는 각 열의 값들은 동일하며, 서로 순서만 바¾ permutation 형태임을 알 수 있다. Permutation은 코드북 성능에 영향을 끼치지 않으므로, 본 발명에서는 이를 구분하지 않고 QPSK를 기반으로 한 위상 -일치 값을 제안하였다.

상기 제안하는 코드북은 표 5 및 표 6과 같다.

[9 표】

09

ZZCl00/8l0ZaM/X3d 상기 표에서 ill은 kl과 같으며, il2는 k2와 같다. k、ᅳ 0、 k,ᅳ으느 k、- 1 k _x +\ +^- +0, 표 5는 의 빔 그룹을 기초로 작성한 코드북 예제이며

I ⁺ P\ ^{k +} Pi ^k \ ⁺ A] 등과 같이 확장 적 j 있음은 물론이다 표 5 및 표 6의 코드북에서 sl = 2, s = 2 설정이 가정 /적용되었으나, 더 높은 성능을 위하여 sl = l, s2 = 2 설정이 가정 /적용될 수 있다. 또한, 표 5와 표 6의 코드북은, W2의 페이로드를 4bits로 가정하고 구성되었으나, 본 명세서에서 제안된 원리를 활용하여 더 크거나 작은 W2 페이로드 사이즈까지 확장 적용될 수 있음은 물론이다.

1 L+\ t+^- 보다 구체적으로 , W1의 ¹ 2 ^{1 1 1} 2 와 같 ⁽

4개의 빔들로 구성된 ul 그룹으로 구성되고, 탱크 2의 경우 a

k -\

' 2 와 같이 7개의 범들로 구성된 범 그룹으로 구성될 수 있으며, 코드북의 경우 LTE와는 다르게 랭크 1 및 2가 서로 다른 범 그룹을 이용한다는 특징을 갖는다.

상기 표에서 ¹ _ ¹ 와 같은 인텍스가 음수 값을 가지는 등 GoB (Grid of beams) (ml=0,…이 Nl-1, m2 = 0 ,… , 02N2— 1 )를 벗어나는 경우에 , 해당 인덱스 값에 대하여 modulo N101 혹은 modulo N202의 연산이 적용될 수 있으며, 상기 표에서는 설명의 편의상 생략하였다.

상술했듯이, 본 발명은 SU-MIMO에 초점을 맞춰 제안되었다. MU(Multi User)-MIMO의 경우, 채널 정보를 보다 다양하게 표현할 수 있는 (즉, 세분성이 높은) 코드북을 사용하는 것이 효과적일 수 있다. 또한, geometry가 층분히 좋은 단말의 경우 MU로 지원받더라도 채널 추정 에러에 의한 스트림ᅳ간 간섭 (inter-stream interference)의 영향이 geometry가 낮은 단말에 비해 작을 수 있다. 따라서, 단말은 자신이 MU로 지원받을지 SU로 지원받을 지를 기지국에 알려줄 수 있으며 , 이에 따라 상이한 레졸루션 (resolution)의 코드북 (예를 들어 , 위상-일치의 cardinality/granularity가 상이한)을 이용하여 CS工를 보고할 수 있다. 혹은, 기지국은, 단말이 SU 또는 MU-MIMO를 지원 받는지에 따라 W2 사이즈가 상이한 코드북을 단말에 설정해 줄 수도 있다. 상술한 코드북 디자인 원리는 W1의 범 그룹이 2개의 빔 (L=2)들로 구성된 경우에도 적용 가능 하다. 즉, L=2인 경우의 범 패턴 예시는 도 18과 같다. 도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 L=2인 경우의 W1 범 그룹핑을 예시한다ᅳ 본 예제에서, 탱크 1의 경우 71 τή 이 ttl Φ,,ᅳ ί ' e, e

,이{1,2}

되겠다. 랭크 2의 경 가 되며, 코드북 (또는 W2) 구성을 위해 선택된 범들이 동일한 빔인 경우와 서로 다른 범인 경우별로 위상 -일치 값의 세분성은 다르게 설정될 수 있음은 앞서 상술한 바와 같다. 예를 들어, ^e ' ^=e ' = ^} (동일한 빔이 선택 /이용되는 경우) 및 (서로 다른 범이 선택/이용되는 경우)와 같은 위상 -일치 값을 기반으로 코드북을 구성할 수 있겠다. 본 예시에서 탱크 1과 탱크 2의 W2 페이로드 사이즈는 3-bits이 된다. 도 18에서 pi과 p2는 W1을 구성하는 범 그룹에서 첫 번째 도메인과 두 번째 도메인에서의 범 간 간격 (spacing)을 의미한다. 범 간 간격은, 예를 들어 , 32-포트와 같이 최종 빔이 매우 sharp한 경우 빔 간격이 매우 작아, 빔 선택, 다른 범 조합으로 코드북을 구성하는 경우에 많은 성능 이득을 제공하지 못한다ᅳ 따라서 , pi 및 p2는 N101과 N202의 값에 따라 결정될 수 있다 (예를 들어 , NiOi<16인 경우 pi = l, 16<=NiOi<32인 경우 pi = 2, NiOi> = 32인 경우 pi = 4 등과 같이 설정) . 그리고 /또는, 단말이 특정 pi 및 p2 값올 기지국에 보고하거나, 기지국이 상위 계층 시그널링으로 단말에 설정해줄 수도 있다. 상기 방식은 L 값이 다양한 경우로도 확장 적용 가능하다 (예를 들어, L = 4,6,7,8,' )

이하에서는 다중 안테나를 활용하는 멀티 -탱크 전송을 위한 코드북을 제안한다. 코드북 설계에 있어 필요한 변수를 일반화하여 정의한 후, 본 코드북이 적용될 수 있는 사례를 소개한다. 이하에서 제안하는 코드북은 이증 코드북 구조로 구성되며, DFT 행렬을 활용하여 설계된다.

우선, 본 발명의 설계 방식 및 구체적인 적용 예시를 들기 위한 채널 모델을 기술한다. 채널 모델은 3GPP에서 발표한 TR 36.873 문서의 3D SCM (3-dimensional spatial channel model)을 적용하였다. 3D SCM은 클러스터 및 단말의 위치 분포를 실제와 유사하게 3차원으로 표현한 채널 모델로, 이와 같이 생성된 환경을 이용하여 다중 경로 전송을 가능하게 하므로 MIMO 전송 환경의 채널을 표현하는데 적합하다. 3D SCM의 채널 모델은 도 19와 같이 표현될 수 있다.

도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 3D SCM이 적용된 MIMO 저송 모델을 예시한다 . 도 19에서 Φ는 기지국과 UE 사이의 방위각을 나타낸다 .

먼저, W개의 수신 안테나를 장착한 번째 UE의 다운링크 채널 행렬을 ^ = [ 11 ᅳ..^] ⁷ 라 가정하고, 이때 ^： ^^^/！뼤 은 n번째 수신 안테나에서 ί개의 송신 안테나로부터 받는 채널 백터를 의미한다. 전송되는 독립적 데이터 레이어의 개수인 전송 랭크를 이라 하였을 때, i번째 UE의 범포밍 행렬을 V _fc = [V^V ...^] ⁷ 라 가정한다. 이때 ^은 r번째 전송 레이어의 범포밍 백터를 의미한다. 이 경우, K개의 단말이 존재하는 다증 사용자 MIMO 즉 multi-user MIMO (MU-MIMO) 전송 환경에서 , c번째 단말이 수신하는 신호는 수학식 20과 같이 표현될 수 있다.

【수학식 20] κ

Yk = HfcVfeXfe + ^ V + n _fe

여기서, x _fc = [ .ᅳ. x _R ] ^T 는 전송 데이터 백터, n _fc 는 ic번째 단말의 가우시안 잡음 백터를 의미한다.

빔포밍 행렬 V _fc 의 후보들인 0개의 코드워드들을 포함하는 코드북 W =

{WLWZ,...,^}의 성능을 평가하기 위해 , 평균상관도 수학식 21과 같이 정의될 수 있다.

【수학식 21] = E[det (V _fc ^H H, ^H H,V _fc )]

여기서 , H _fc = H _fc /||H 는 전력 정규화된 채널 행렬이고, V _fc 는 코드 평균 상관도를 최대화하는 코드워드를 의미한다 .

신호 대 간섭 및 잡음비율 (SINR) 에 대해 , 코드화된 채널용량 수식을 이용하여 코드북의 성능을 평가하는 것도 가능하며 , 코드화된 채널 용량은 수학식 22와 같이 정의될 수 있다.

【수학식 22]

C = £[log ₂ (I + yV _fc ^H H^H _fc V _fc )] V _k = W _n .,n _k = argmax, det(I + yV«H^H _fe V _fc ) 여기서, I는 단위 행렬이다. 본 발명의 설명에 앞서 , 본 발명 외에 DFT 행렬을 기반으로 이중 코드북 구조를 갖는 기존 코드북들에 대해 먼저 서술한다. 1) LTE 릴리즈 10 8-TX 코드북

LTE 릴리즈 10 8-Τχ 코드북 W는 장기 코드북 W ₁ 과 단기 코드북 W ₂ 의 곱 (즉, W = WiWz)으로 구성되는 이중 코드북 구조를 가지며, 4X32 DFT 행렬 B를 활용하여 설계되었다. 이때 DFT 행렬 B= [bob bz ..ᅳ b ₃₁ ] 와 같이 구성되며, 각각의 열 백터는 수학식 23을 만족한다. 【수학식 23]

1 ,„27τ .-3

b„ =-[1 e ^j2 32 ⁿ e ^;2 3 ⁿ e ^j2 32 ⁿ , _n = 0,1 , ... , 31 연속된 네 개의 b„으로 이루어진 범패턴 는 수학식 24를 만족한다. 【수학식 24]

X ^fc = [b ₂ fc ^>2k+l b(2fc+2)mo(<32 ^(2k+3)mod32]> ^ = 0,1, ...,15 장기 코드북은 수학식 25와 같이 정의된다 . 【수학식 25】 기지국은 16개의 \ 중 기지국과 사용자 사이의 장기 채널 특성에 적합한 1개의 ^을 선택한다. \\ 는 PMI로써 선택된 \ 에서 각각의 레이어에 해당하는 코드백터를 지정하고 , 교차 편파 안테나간의 교차 위상차 ( '위상 -일치 (CO- phase ) ' 로도 지칭 가능)를 결정하며 , 이는 이증 탱크 전송 시 수학식 26과 같이 정의된다 .

【수학식 26】

(m, n) e {(1,1), (2,2), (3,3), (4,4), (1,2), (2,3), (1,4), (2,4)} 여기서 , e _n 은 n번째 원소가 1이고 나머지 원소가 0인 4x1백터로 (n = 1,2,3,4) , 선텍된 \ 의 4개의 코드백터 중 하나의 코드백터를 선텍하는 역할을 한다. 교차 위상차 값으로는 1J 을 사용한다. 일반적으로, 코드워드 W는 수학식 27을 만족한다.

【수학식 27 ]

- w = ^ w e W

2L L* ^b .b ^m _m -0b,J l.

수학식 _{2 7} 에서, b _m 과 b _Tl 은 수학식 23에서 정의된 백터 증 하나로 결정 /정의되며 , Φ는 교차 위상차를 의미한다 .

기준 인덱스 를 ^의 첫 번째 열백터인 DFT 행렬 B의 인덱스라 할 때, 표 7은 기준 인덱스 에 따른 LTE 릴리즈 10 8 -TX 코드북의 구조 (또는, LTE 릴리즈 10 8 - Tx 코드북의 코드백터 인덱스)를 나타낸 것이다.

【표 7】

Index m n Φ Index m n Φ

0 k k 1 0 k k )

1 k + l k + 1 1 1 k + 1 k + 1 1 2 k + 2 k + 2 1 2 /c + 2 k + 2 j

3 /c + 3 fc + 3 1 3 /c + 3 /c + 3 j

4 k k + 1 1 4 k k + 1 j

5 k + 1 k + 2 1 5 k + 1 k + 2 j

6 k /c + 3 1 6 k k + 3 j

7 k + 1 /c + 3 1 7 k + 1 j

2) Full. W ₇ search

Full W ₂ search는 LTE 릴리즈 10 8-Tx 코드북의 PMI 구조를 변경하여 성능을 개선한 방식으로서, 장기 코드북 ^은 LTE 릴리즈 10 8-Tx 코드북의 방식과 같으나, W ₂ 구조에 수학식 28과 같은 변화를 주었다.

【수학식 28】

m ₁ ^c rii

w ₂ =- ,πι ,πι ₂ ,η _χ ,Ύίι e {1,2,3,4}, £ {1,-1, ; ^' ,—; ^' } 수학식 28은 주어진 에서 만들수 있는 모든 경우의 조합을 의미하며 선택된 내에서는 최고의 성능을 보인다.

3) W ₁ + W search

W _x + W ₂ search는 LTE 릴리즈 10 8-Tx 코드북의 확대 집합으로 수학식

29와 같은 코드북구조를 갖는다.

【수학식 29】

wH U쯔 ⁰ ' ¹ '···' 土 ¹ '^ 수학식 29의 구조를 가지며, 이때 1^과 1)„은 수학식 23에서 정의된 백터 중 하나로 결정 /정의될 수 있다. 즉, Wi + Wz search는 LTE 릴리즈 10 8-Tx 코드북의 원소들을 활용하여 만들 수 있는 최적의 코드북임을 의미한다. 하지만 W _x + W ₂ search의 피드백 오버헤드는 12비트로 , 상대적으로 높은 복잡도를 갖는다.

4 ) Schober 코드북

Schober 코드북의 경우, 과 W ₂ 의 구조는 Ful l W ₂ search 방식과 같지만, |mi - m ₂ | =ᅵ - n ₂ | , co-phasing |Φ| = 1이라는 조건이 추가되며, 이를 만족하는 총 127가지의 경우의 수가 존재한다. 그 중 최적의 성능을 내는 16개의 값을 이용하여 Schober 코드북이 구성될 수 있다.

LTE 릴리즈 10 8 -Tx 코드북과 같은 기존 코드북들은, 코드백터의 인덱스들이 장기 코드북 V ^ 에 국한되어 에 매우 의존적이었으나, 탐색 복잡도가 낮다는 장점이 존재한다. 반면 Wi + V^ search의 경우 선택되는 코드백터들이 \ 에 국한되지 않지만, 복잡도가 매우 높다는 단점이 존재한다. 따라서, 이하에서는 상기 두 코드북들의 장점들이 적용된 코드북을 제안하기로 한다.

, 도 20은 \ ^ + ν ₂ search 수행 시 선택되는 코드백터 인덱스 간 거리의 PMF ( Probabil ity mass function)를 예시한다.

특히, 도 20은 썰 전체에 분포한 단말들에 대해 ν^ + \ν ₂ search 수행 시 각 단말의 첫 번째 전송 레이어 코드백터 인텍스 177과 두 번째 전송 레이어의 코드백터 인텍스 „의 차이를 나타낸다. 단말의 방위각을 특정 값으로 지정하더라도 도 20와 유사한 경향을 보인다.

도 20의 결과를 참조하면, 첫 번째 전송 레이어와 두 번째 전송 레이어의 코드백터 인덱스 차이 값이 최소 0에서 최대 3인 LTE 릴리즈 10 8-TX 코드북과는 매우 상이한 경향을 보임을 알 수 있다. 따라서, 본 제안 코드북의 경우, LTE 릴리즈 10 8-ΤΧ 코드북과는 달리 선택되는 코드백터들의 범위를 확장할 필요가 있다.

또한, 첫 번째 레이어 코드백터 인텍스 m과 두 번째 레이어 코드백터 인덱스 n이 동일할 때 , 교차 위상차 Φ에 불필요하게 할당되는 비트를 줄이는 것이 가능하다.

수학식 27에서, 주어진 코드북 W에 대해 상관도 μ는 , η, Φ의 함수인 μ(ιη,η,Φ)로 표현할 수 있으며, m = η인 경우 수학식 30이 성립한다.

【수학식 30】

μ(τη, m, 1) = μ(πι, m,—l) - μ τη, m,j) = μ(τη, m, -j) 이는, _m = _n 의 경우에는 교차 위상차 1만 사용해도 층분함을 의미하며, 그 결과 교차 위상차 지시를 위해 할당된 비트 수가 감소될 수 있다. 이는 제안 코드북 설계에 반영될 수 있으며, 효율성이 향상될 수 있다.

도 21은 단말의 방위각에 따른 2차원 인텍스 평면에서의 코드백터 위치를 예시한 도면이다. 특히 , 도 21 (a)는 단말의 방위각이 0° 인 경우를 예시하며 , 도 21 (b)는 단말의 방위각이 30° 인 경우를 예시한다 .

도 21은 단말의 방위각에 따라 Wi + W ₂ search 수행 시 수학식 21에 의해 선택된 코드백터 인덱스의 확률을 표현한다 . 단말은 주어진 방위각에 대해 임의로 생성되었으며, 그에 따른 채널 상수는 SCM을 통해 구하였다. 도 21 내지 23의 축 라벨은 코드백터 인텍스를 표시하며, 4x32 DFT 행렬의 열 인엑스 0, 1, 31을 의미한다 (인덱스 0을 기준으로 표시하기 위해, 행렬의 순환 주기가 32임을 감안하여 -15, -14, ···, 16의 범위에서 표시) .

도 21에 표시된 코드백터 선택 확률을 관찰하면 LTE 릴리즈 10 8-TX 코드북의 선택 방법과 달리 기준 인덱스를 기준으로 광범위하게 분포되어 있음을 확인할 수 있다. 이는 LTE 릴리즈 10 8-Tx 코드북이, 코드백터 선택에 관한 채널의 특성을 반영하지 못한 것임을 의미한다.

도 22는 범 인텍스 차이에 따른 상관도이다.

도 22는 m과 n의 차이에 따른 범 간의 상관도를 나타내는데, 이러한 도

22를 통해 빔 인덱스의 차이가 8 또는 16에 가까울수톡 범 간의 상관도가 낮음을 알 수 있다. 멀티랭크 전송 시, 각 레이어별로 상관도가 낮은 범을 선택하는 것이 레이어 간 간섭을 줄일 수 있는데, 현 표준인 Rel-10 8Tx 코드북은 범 인덱스의 차이가 작아 범 간의 상관도가 매우 높은 편임을 확인할 수 있다. 따라서, 이러한 특성 또한 제안 코드북에 반영하여 설계하는 것이 가능하다. 본 발명은 MIMO 시스템에서 뀔티 ¾크전송에 적합한 일반적인 파라미터화된 코드북을 제안한다. 코드백터 생성을 위해 파라미터들을 도입하여 활용하되, 파라미터 증 일부는 상황에 따라 생략될 수 있다. 제안 코드북은 m = ri인 그룹 A와, m≠ n인 그룹 B로 구성되어 있으며, 제안하는 코드북의 정의는 도 23을 참조하여 기술한다.

도 23은 제안 코드북의 존재 범위를 예시한다. 도 23의 X축은 첫 번째 전송 레이어를 위한 코드백터 인덱스 m을 표시하고 Y축은 두 번째 전송 레이어를 위한 코드백터 인덱스 ^을 표시한다.

그룹 A는 m=n 선상에 존재하는 2p개의 코드워드, 즉 코드백터 쌍들로 구성되며 , 이들 코드백터들에 대해서는 =1을 고정하여 사용하고, 따라서 교차 위상차에 비트를 할당하지 않는다 .

그룹 A의 코드백터 인덱스 ( m , n )은 m = n = k ± c , i = 1, 2 p 를 사용하며, 이때 k는 단말의 위치 및 채널 환경에 의해 결정되는 기준 인텍스이다. 그룹 B는 m = n ± β 선상에 존재하는 2q개의 코드백터 쌍들로 구성되며, 이들 코드백터들에 대해 사용될 수 있다. 따라서, 교차 위상차를 위해 추가 1비트가 사용될 수 있다. 코드백터 쌍의 개수는 ιη = η + β 선상과 m = η - β 선상에 각각 q개씩이며, 구체적인 코드백터 쌍의 위치는 채널 환경에 따라 변동될 수 있다.

그룹 A의 코드워드 2p개와 교차 위상차 변화를 고려한 그룹 B의 코드워드 2x2q개가 코드북을 구성할 수 있으며 , 따라서 코드북의 피드백 비트 수를 B라고 할 때 , 2p + 4q= 2 ^B 가 만족된다.

따라서 코드워드 w(EW) 는 수학식 31과 같이 정의될 수 있다.

【수학식 31】

w ₌ b _m b _n If ΦΦ == 11,, for m = n

2 L*b _m →b (Φ = 1 or , for m≠ n 여기서 1) 과 은 수학식 23에서 정의된 백터 중 하나로 결정 /정의될 수 있다.

도 23에서 흰색 선은 그룹 A 코드워드가 위치할 수 있는 m = n 직선을 나타내며, 검은색 선은 그룹 B 코드워드가 위치할 수 있는 m = n ± β 직선을 예시한다. 채널의 환경 또는 특성에 따라 제안하는 코드북의 파라미터인 ρ, q, _{ai l} β가 변할 수 있으며 특히 , β가 8의 배수인 경우 1^과 ^은 직교성을 갖는다. 본 발명이 적용될 수 있는 특정 人！"례로, 3D SCM UMa (3D-urban macro) 환경에서 코드북 변수 설정 및 동작을 소개한다 . 특정 사례에 대한 변수 설정은 표 8과 같다.

【표 8】 변수 변수 송신 안테나 개수 M 8 (교자편파구조) V 2 수신 안테나 개수 N 2 (단일편파구조) q 3 중심주파수 fc 2GHz «1 1

B 4 «2 4

도 24는 LTE 릴리즈 10 8-Tx 코드북의 구성

적용하였을 때, 제안 코드북의 구성을 나타낸 도면이다.

도 24를 참조하면, LTE 릴리즈 10 8— ΤΧ 코드북은 기준 인텍스 i를 시작으로 4개의 연속적인 열 백터들로 구성 (도 24 (a) )된 반면, 제안 코드북은 기준 인텍스 Jc로부터 상대적으로 넓은 범위에 분포한 형태로 구성 (도 24 (b) )됨을 알 수 있다.

표 9는, 표 8의 변수들을 적용하였올 때, 기준 인덱스 에 따른 제안 코드북의 구성을 나타내며, 이는 도 21에 표시하였다. 도 21에서 X 표시는 그룹 A 코드백터 쌍을 의미하고, 원 표시는 그룹 B 코드백터 쌍을 의미한다. 별 표시는 LTE 릴리즈 10 8-TX 코드북의 코드백터들을 의미한다.

【표 9]

Index m n Φ Index m n Φ

0 k + 1 k + 1 1 0 k + 8 k 1

1 k-1 k-1 1 1 k + 8 k j

2 k + A k + 4 1 2 k-8 k 1

3 k-4 k-4 1 3 k-8 k j

4 k k + 8 1 4 fc + 4 k-4 1

5 k k-8 j 5 A: + 4 k-4 j

6 k k + 8 1 6 k-4 k + 4 1

7 k fc-8 j 7 k-4 k + 4 j 본 발명의 성능을 평가하기 위해 , V _fe 에 대한 수학식 21과 22에 따라 선택된 각 코드북들의 성능을 비교하였다.

도 25는 여러 방위각에 따른 상관도 μ 성능을 나타낸 그래프들이다. 특히, 도 25 (a)는 단일탱크 전송시의 상관도 μ 성능 그래프에 해당하며 , 도 25 (b)는 이중랭크 전송시 상관도 μ 성능 그래프에 해당한다.

도 25 (a)를 참조하면 , 단일탱크 전송 시 12비트의 많은 피드백 자원을 사용하는 ^ + ν ₂ search의 상판도가 제일 높고, 그 다음으로는 제안 코드북이 LTE 릴리즈 10 8-Tx 코드북의 상관도보다 높음을 알 수 있다.

도 25(b)를 참조하면 , 이증랭크 전송 시 4비트 피드백 자원을 사용하는 코드북들 중에서, 제안 코드북이 우위를 점하고 있으며, 심지어 더 많은 피드백 자원을 사용하는 Full W ₂ search 보다 높은 성능을 보임을 확인할 수 있다.

LTE 릴리즈 10 8-Tx 코드북의 \ 과 같은 구조를 갖는 Full W ₂ search, Schober 코드북, LTE 릴리즈 10 8— Tx 코드북보다 본 명세서에서 제안된 코드북의 성능이 더 높음을 알 수 있다. 비톡, 본 제안 코드북 성능이 최상의 성능을 보이는 V^ +Wz search 보다는 낮지만, 사용 비트 수 /오버해드 등을 고려하였을 때, 층분히 높은 성능을 보임을 알 수 있다.

도 26은 신호 대 잡음비 (signal— to-noise ratio; SNR)에 따른 채널 용량을 나타낸다. 특히 , 도 26 (a)는 단일랭크 전송시 채널 용량올 나타내며 , 도 26(b)는 이중 ¾크 전송시 채널 용량을 나타낸다. 도 26을 참조하면, SNR이 증가할수톡 채널 용량 또한 증가하고, SNR이 증가함에 따라 기존 코드북 대비 제안 코드북의 성능 이득이 증가함을 알 수 있다.

이하에서는 발명의 동작 방법과 활용 방안에 대해 기술한다. 발명의 동작 방법은 크게 기지국이 기준이 되는 하향 피드백과 단말이 기준이 되는 상향 피드백이 있다 .

하향 피드백의 경우, 기지국이 단말의 입사각 정보를 활용하여 각 단말에게 맞는 적합한 파라미터를 설정하며 , 설정한 파라미터를 별도의 제어 채널로 단말에게 전달한다. 기지국으로부터 해당 파라미터를 전달받은 단말은 이에 맞는 /기초한 코드북을 생성한다.

반면 , 상향 피드백의 경우, 단말이 기지국에서 보낸 각 안테나 원소 별 CSI - RS를 통해 채널에 대한 통계적 특성을 파악할 수 있다. 단말은 CS I— RS를 통해 무선 통신에 적합한 파라미터를 선정하여 상향 피드백을 통해 기지국에게 전달한다 . 기지국은 단말에게 보고받은 파라미터를 활용하여 코드북을 생성한다 . 상기 언급한 방법을 통해 생성된 코드북은 장기 코드북으로 활용되며, 순간적인 채널 변화에 따라 단기 코드백터 인덱스를 결정하여 빔포밍이 수행된다. 기존 코드북은 장기 코드북을 구성하는 코드백터들을 연속된 백터를 사용하여, 장기 코드북이 좁은 범위로 제한되었다. 이는, 도 20 내지 도 ²² 를 참조하여 상술하였듯이, 기존 코드북은 실제 채널 환경의 무작위성 또는 다양성을 반영하지 못한 결과를 보였다. 또한 상관도를 기준으로 하는 성능 지표를 기준으로, 현 표준인 릴리즈 10 8 -Tx 코드북에 불필요한 교차 위상차가 할당되어 있음을 확인하였다.

따라서, 본 발명은 실제 채널의 특성을 고려하여, 장기 코드북의 범위를 가변적으로 구성하여 확장시켰다. 또한 멀티탱크 전송 시 빔 간의 상관도를 조사한 결과, 넓은 범위의 범 구성이 레이어간 간섭 감소에 영향을 끼칠 수 있음을 확인하고, 이를 빔 그룹 간격 파라미터 β를 통해 조절하도록 하였다 . 그리고 빔 인덱스간 관계에 따라 교차 위상차의 할당을 달리하여 불필요한 교차 위상차 사용을 제거하였다. 본 명세서의 제안 코드북에 따르면, UMa , UMi ( 3D- urban micro) 등의 여러 전송 시나리오와 LTE 대역 또는 밀리미터파 대역 등의 다양한 전송 주파수 대역 및 채널의 다양성을 고려하여, 채널 환경에 따라 파라미터 변경을 통한 적웅적 운용이 가능하고, 이를 기지국 또는 단말에서 유연하게 설정이 가능한 형태의 코드북 설계가 가능하다. 또한 레이어간 범의 직교성과 비직교성을 적절히 혼합한 형태의 코드북 구성이 가능하며, 이 또한 파라미터의 제어를 통해 운용이 가능하다. 따라서 제안 코드북의 사용은 멀티 ¾크 상황에서 다양한 채널 환경에 유연한 적용을 하여 신뢰도 높은 범포밍의 수행이 가능하게 한다 .

Multiple - input multiple -output (MIMO) 기술은 송수신 안테나의 개수를 증가시켜 데이터 전송률의 향상과 채널 용량의 증가시키는 기술로, 현재까지 무선 산업 표준으로 널리 사용된다. 그러나 송수신 안테나 개수의 증가는 CSI - RS 오버해드의 증가를 야기하며, 이는 데이터 전송에 요구되는 자원의 감소로 귀결된다. 따라서, 효율적으로 채널 정보를 전달하는 방법과 전달된 채널 정보를 기반으로 적합한 빔포밍을 수행하기 위한 방안으로 코드백터의 정의와 코드북의 설계는 매우 증요한 연구 이슈이다. 과거 MIMO 시스템을 위한 코드북 설계방안으로 비상관 채널에 적합한 Kerdock 코드북, 백터 양자화를 이용하는 VQ 코드북 등이 연구되었으나, 최근의 코드북 설계 방식은 DFT 행렬을 활용하여 채널 상관도를 기반으로 하는 구조가 활용된다. 또한 안테나 배열이 단일편파 안테나에서 교차편파 안테나로 바뀌는 추세에 따라 코드북 구조 역시 이를 반영하고 있으며, 피드백 비트의 이득을 위한 방안으로 단일 코드북 구조에서 장기 코드북과 단기 코드북으로 구성된 이증 코드북 구조로 변형되었다. 뿐만 아니라, 더 많은 안테나를 사용하여 더 빠른 전송 속도를 얻기 위해, 안테나 원소를 수평뿐 아니라 수직으로도 배치시키는 2차원 안테나 배열에 적합한 Kronecker 곱을 이용한 코드북에 관한 연구도 진행되었다.

표준화 측면애서는 LTE 릴리즈 10 8— Tx 코드북의 경우 LTE 릴리즈 8 4 - Τχ 코드북과는 다르게 이중 코드북 구조를 적용하였으며 이는 각각의 단말마다 낮은 선텍 복잡도를 가지기 때문에 피드백 비트 수를 유지하며 범포밍 성능 향상을 가능하게 하는 장점으로 작용한다. 또한 LTE 릴리즈 13에서는 DFT 행렬과 Kronecker 곱을 이용하여 2차원 안테나 배열에 적용 가능한 코드북을 제시하였다. 또한 LTE 릴리즈 10 8 - TX 표준 코드북의 PMI 부분을 개선하여 성능 향상 방안을 제시한 결과도 존재한다 . MIMO 시스템에서 단일 사용자에게 동시 전송 가능한 데이터 레이어의 개수를 랭크로 명명할 때, 현재 표준에서의 코드북은 다증 탱크 전송을 지원한다. LTE 릴리즈 10 8 - Tx 코드북의 구성의 단일 랭크와 이중 탱크는 32개의 DFT 범들을 활용하여 장기 코드북의 해상도를 설정하고, 3중 ¾크와 4증 랭크의 경우에는 16개의 DFT 범들을 활용한다. 각각의 경우에 대해서 장기 코드북은 연속된 4개의 DFT 빔들을 사용한다. 연속된 4개의 범을 사용하는 것은 하나의 기준 인덱스로부터 넓은 범위를 커버하지 못한다는 한계를 갖는다. 이러한 한계점을 보완하고, LTE 표준 채널 모델의 통계적 특성을 고려하여, 보다 향상된 성능을 보이는 코드북의 체계적인 구성 방식의 제시는 매우 중요한 이슈이다.

본 명세서에서는 다중 안테나를 활용하여 멀티 랭크 전송을 수행하는 향상된 성능의 코드북의 구성 방안올 제안한다. 특히, 본 명세서에서는 코드북 설계에 있어 필요한 변수를 전송 탱크별로 일반화하여 정의한 후, 구체적 사례를 예시한다 . 본 명세서에서 제안하는 코드북은 이중 코드북 구조로 구성되며, DFT 행렬을 활용하여 설계된다. 실제 전송 시 활용 가능성이 높은 랭크 1 , 2 , 3 , ₄ 의 경우에 대해 각각 세부적으로 설명하며 , 그보다 상위 탱크의 경우에도 제안 방식의 확장을 통해 구성 /설계하는 것이 가능하다. LTE 릴리즈 10 8-Tx 코드북과 마찬가지로 교차 편파 구조를 갖는 8개 안테나 원소로 구성되는 균일 선형 어레이를 기준으로 발명 내용을 설명하고 성능 평가 결과를 제시한다. 어레이 크기의 확장 시에도 본 명세서 제안 방식의 확장 적용이 가능하다.

이하에서는 본 발명의 설계 방식 및 구체적인 적용 예시를 들기 위한 채널 모델을 기술한다. 채널 모델은 3GPP에서 발표한 TR 36.873 문서의 3D SCM (3— dimensional spatial channel model)을 적용하였다. 3D SCM은 클러스터 및 단말의 위치 분포를 실제와 유사하게 3차원으로 표현한 채널 모델로, 이와 같이 생성된 환경을 이용하여 다중 경로 전송을 가능하게 하므로 MIMO 전송 환경의 채널을 표현하는데 적합하다. 3D SCM의 채널 모델은 도 19와 같이 표현할 수 있으며 Φ는 기지국과 UE 사이의 방위각을 나타낸다 .

W개의 수신 안테나를 장착한 번째 UE의 다운링크 채널 행렬을 H _fc = [h[ ^T ₂ -h ^T _N ) ^T 으로 표시하면, 이때 h _n = [h, _u /i _n , ₂ ᅳ/ _M ] 은 n번째 수신 안테나에서 M개의 송신 안테나로부터 받는 채널 백터를 의미한다 . 전송되는 독립적 데이터 레이어의 개수인 전송 ¾크를 i¾이라 하였을 때, k번째 UE의 빔포밍 행렬을 V _k = [v ν[··· vlY으로 표시한다 . 여기서 V _r 은 r번째 전송 레이어의 범포밍 백터를 의미한다. 이와 같은 심볼을 사용하여 K개의 단말이 존재하는 MU-MIMO 전송 환경에서, i번째 단말이 수신하는 신호는 수학식 32와 같이 표현될 수 있다. 【수학식 32 ] κ

Yk = H _¾ V _fe X _fc + ^ HyVyX + Ife + ll _k

여기서, 우변 첫 번째 항의 ^ = [ ^ ₂ …^] ^{7 "} 는 전송 데이터 백터, 두 번째 항 합산 부분은 λ번째 단말이 받는 사용자 간 간섭, 세 번째 항 1 _¾ 는 외부 셀 간섭 , 그리고 네 번째 항 는 가우시안 잡음을 의미한다 .

범포밍 행렬 V _fc 의 후보들인 0개의 코드워드들을 포함하는 코드북 W = 의 성능을 평가하기 위해, 평균상관도 μ를 수학식 33과 같이 정의한다 .

【수학식 33 ]

μ = E[det (V _fc ^H H» H _fc V _fc )]

여기서, H _k = H _fc /|| H _fc ||는 번째 단말 수신 채널 행렬의 전력 정규화된 형태이고, \^는 그 채널에 대해 평균상관도를 최대화하는 코드워드를 의미한다. 즉, 수학식 ₃₄ 를 만족하도록 코드백터가 선랙될 수 있다.

【수학식 34 ]

V _fe = W _?lfc , n _k = argmax; det(W' ^H fi¾W,)

본 발명의 설명에 앞서, 제안 방식의 성능 평가 시 비교 대상으로 활용되는 기존 코드북에 대해 우선 설명한다. 첫 번째로는 LTE 릴리즈 10에서 표준으로 채택된 8 - Tx 코드북으로서, 전슬한 바와 같이 장기 코드북은 32개의 DFT 빔 중 연속된 네 개를 코드백터로 포함시킨다. 두 번째로 설명하는 Wi + Wz search는 장기 코드북인 \^과 단기 코드북인 W ₂ 의 구분 없이, 순간 채널에 가장 적합한 코드워드를 가능한 모든 코드백터 조합을 찾아서 선정하는 방식으로써, 탐색 복잡도와 피드백 양을 고려할 때 실제 사용에 적합한 방법은 아니나, 달성 가능한 성능의 상한을 보여주는 의미가 있어 제안 방식의 성능의 비교 대상으로 채택한다.

1) LTE 릴리즈 10 8-Tx 코드북

LTE 릴리즈 10 8-ΤΧ 코드북 W는 장기 코드북 ^과 단기 코드북 W ₂ 의 곱 (\^ = \¼\^ ₂ )으로 구성되는 이중 코드북 구조로 구성되며 , 4x32 DFT 행렬 Β를 활용하여 설계되었다. 이때 DFT 행렬은 B= [bob bz ··· b ₃₁ j 와 같이 구성되며, 각각의 열 백터는 수학식 35를 만족한다.

【수학식 35】

1 π 2ττ .„3π

b _n =-[le ^|2 32 ⁿ e ^l2 32 ⁿ _e ^,2 32 ⁿ ]T _n = ₀ ,ᄂ.., ₃₁ 단일탱크 코드워드 W는 수학식 36과 같이 정의된다 .

【수학식 36]

여기서, b _m 은 수학식 35에서 정의된 백터 중 하나로 결정 /정의된다. 코드워드를 구성하는 요소 중 각 레이어의 범 선택을 나타내는 m과 교차위상 차를 나타내는 ^를 코드백터 인덱스라 명명한다 . 행렬 앞에 곱해지는 1/V1은 전송 전력의 정규화를 위해 사용되는 값으로써, 으로 구성된다. 여기서 R은 탱크의 수이며, M은 송신 안테나의 개수이다. 기준 인덱스 k는 장기 코드북 ^의 첫 번째 열 백터의 인덱스를 의미하며, DFT 행렬 B에 포함된 열 백터 b _m 의 인덱스 중 짝수 값인 하나인 k = 0, 2, 4, ···, 30을 갖도록 표준에서 정의되었다. 표 10은 기준 인텍스 k에 따른 LTE 릴리즈 10 8-TX 단일 ¾크 코드북을 구성하는 16개 코드백터 인텍스를 나타낸다 .

【표 10】

이증램크 코드워드 w는 수학식 37을 만족한다 .

【수학식 37]

여기서, b _m 과 b _n 은 각각 수학식 35에서 정의된 백터 중 하나로 결정 /정의된다 (m, n = 0, 1, -·, 31) . 코드워드를 구성하는 요소 증 각 레이어의 범 인텍스 _m , ！^과 교차위상 차를 나타내는 를 코드백터 인덱스라 명명한다. 행렬 앞에 곱해지는 계수 값은 전송 전력의 정규화를 위해 사용되며 2중 ¾크의 경우 값은 1/4가 된다. 기준 인텍스 k를 \¼의 첫 번째 열 백터인 DFT 행렬 B의 인덱스라 할 때, 표 11은 기준 인덱스 k에 따른 LTE 릴리즈 10 8-Tx 2증 ¾크 코드북을 구성하는 16개 코드백터 인덱스를 표시한 것이다. 기준 인텍스 값은 단일 ¾크와 마찬가지로 k = 0, 2, 4, ···, 30 증에서 선택된다.

【표 11】

3중 ¾크 전송을 위한 코드워드 W는 수학식 38을 만족한다. 【수학식 38]

여기서, b _m , b _n , b _r 은 각각 수학식 35에서 정의된 백터 중 하나로 결정 /정의된다 (m, n, r = 0, 1, ···, 31) . 코드워드를 구성하는 요소 중 각 레이어의 범 인덱스 _m , n, r과 교차위상 차를 나타내는 ^를 코드백터 인덱스로 명명한다. 전송 전력의 정규화를 위한 계수 값은 3증 랭크의 경우 를 사용한다.

표 12는 기준 인덱스 k에 따른 LTE 릴리즈 10 8-Tx 3중 탱크 코드북을 구성하는 16개 코드백터 인텍스이다. 3중 랭크의 경우 기준 인텍스 k = 0, 8, 16, 24 증 하나를 사용하도록 표준에서 정의되었다.

【표 12】

m n r Φ m n r Φ

0 k k k + 8 1 8 k + 4 k + 4 k + 12 1

1 A: + 8 k k + 8 1 9 k + 12 k + 4 k + 12 1

2 k k + 8 k + 8 -1 10 k + 4 k + 12 k + 12 -1

3 k + 8 k k -1 11 k + 12 k + 4 k + 4 -1

4 k + 2 k + 2 k + 10 1 12 k + 6 k + U k + 14 1

5 k + 10 k + 2 k + 10 1 13 fc + 14 k + 6 k + U 1

6 k + 2 k + 10 k + lQ -1 14 k + 6 k + 14 k + 14 -1 7 k + 10 k + 2 k + 2 -1 15 A: + 14 k + e k + 6 -1

4중 탱크 전송을 위한 코드워드 w는 수학식 39를 만족한다.

【수학식 39】

여기서, b _m , b _n , b _r , b _s 은 각각 수학식 35에서 정의된 백터 증 하나로 결정 /정의된다 (m, n, r, s = 0 , 1, ··· , 31) . 코드워드를 구성하는 요소 중 각 레이어의 빔 인덱스 _m , _n , _r , s와 교차위상 차를 나타내는 ^를 코드백터 인텍스로 명명한다. 4증 탱크의 경우 전력 정규화 계수 값은 1/V 이다.

표 13은 기준 인덱스 k에 따른 LTE 릴리즈 10 8-TX 4중 탱크 코드북을 구성하는 8개 코드백터 인텍스를 표시하며, 기준 인텍스 값은 3중 행크와 마찬가지로 k = 0, 8, 16, 24 중 하나를 선택한다.

【표 13】

m n r s Φ

0 k k + 8 k k + 8 1

1 k k + 8 k k + 8 j

2 k + 2 k + 10 k + 2 k + 10 1

3 k + 2 k + 10 k + 2 k + 10 j

4 fc + 4 k + 12 fc + 4 k + 12 1

5 fc + 4 k + 12 k + 12 j 6 k + 6 k + U k + 6 k + 14 1

7 k + 6 k + 14 k + 6 k + U j

2) W ₁ + W _? search

Wi + W ₂ search는 LTE 릴리즈 10 8-Tx 코드북의 확대 집합으로 각 레이어별 빔 선택, 즉 b _m , b _{n i} b _{r i} 1> ₅ 의 모든 가능한 조합과, 4개 교차 위상차 <^ = ±1,± 를 모두 사용한다. 가능한 조합을 모두 사용하여 탐색한 후, 순간 채널과의 상관도가 가장 높은 코드백터 조합을 선택하여 코드워드로 사용하게 된다. 탐색은 단말의 방위각 별로 수행되며 이를 통해 채널의 통계적 특성을 확인할 수 있다.

도 27은 V^+W ₂ search 수행을 통해 확인한 코드백터 선택의 통계적 특성을 표시하는 컬러 맵을 예시한다. 보다 상세하게는, 도 27은 방위각 0°인 경우의 선택 빈도를 표시한 결과이다. 특히 , 도 27 (a)는 2중 탱크인 경우, 도 27 (b)는 3증 탱크인 경우, 도 27 (c)는 4중 랭크인 경우에 각각 해당한다. 【수학식 40]

1 r h b _m 1

w = m = 0,1, ...,31,0 e {±1,±7} 단일 탱크의 코드워드는 수학식 40과 같이 정의된다. 32개의 백터 b ₀ b ₁₍ - , b ₃₁ 와 4개의 교차위상 차 = ±1,±/중 채널 상관도가 가장 높은 조합 c 선택될 수 있다.

탐색으로 선텍된 2중 탱크의 코드워드는 수학식 41과 같이 정의된다 . 【수학식 41】

b _m b _n

m,n = 0,1, ...,31,0€ {±1, ±)}

여기서, 32개의 백터 b ₀ , b _{l f} , b ₃₁ 와 4개의 교차위상 차 = ±1,±/중 순간채널과의 상관도가 가장 높은 조합이 선텍될 수 있다. 상관도가 가장 높은 코드백터의 선택빈도를 확인하여 도 27 (a)에 도시하였다. 도 27 (a)에서 x축의 의미는 2중 탱크 중 첫 번째 레이어의 코드백터 인텍스이며, y축은 두 번째 레이어의 코드백터 인덱스이다.

3중 랭크 코드워드는 수학식 42와 같이 정의된다 .

【수학식 42]

1

τη,η,ν = 0,2, ...,30,0 G {±1,± }

V24 0b _m φα _η -0b _r

여기서, 16개의 백터 b ₀ , b b ₃₀ 와 4개의 교차위상 차 = ±1,±/ 증 순간채널과 상관도가 가장 높은 조합이 선택될 수 있다. 상관도가 가장 높은 코드백터의 선택 빈도를 확인하기 위해서 3차원이라는 3증 탱크의 복잡성을 감소시키는 것이 편리하며 , 이를 위해 랭크 감소 기법을 사용하였다. 랭크 감소 기법이란 두 개의 레이어를 하나의 범 그룹으로 묶어서 빔 선택을 확인하는 방법으로, 3중 탱크에서 첫 번째 레이어의 범 인텍스 m과 두 번째 레이어의 빔 인덱스 n을 하나의 빔 쌍 p로 구성될 수 있다. 본 발명에서 제안하는 빔 쌍은 서로 직교하는 성질을 만족하는 두 개의 범 백터들로 구성될 수 있으며 , 특히 인덱스 차이가 8인 두 개의 백터를 고려한다. 즉, 직교 빔 쌍 는 Z _p = [b _{p +8} ]로 정의되며 , 탐색 복잡도를 감소시키기 위해 인덱스 p는 짝수 값 p = 0, 2, 30으로 한정하였다. ¾크 감소 기법을 통해 3증 탱크의 코드백터 선택빈도를 2차원 상에서 표시하면 도 27(b)와 같다. 이때 X축은 직교 범 쌍 인덱스 p를 표시하고, y축은 세 번째 레이어의 코드백터 인덱스 r을 표시한다.

4증 램크 코드워드는 수학식 43과 같이 정의된다.

【수학식 43]

여기서, 16개의 백터 b ₀ , b ₂ , , b ₃₀ 와 4개의 교차위상 차 = ±1,±/ 중 순간 채널과 상관도가 가장 높은 조합이 선택될 수 있다. 상관도가 가장 높은 코드백터의 선택빈도를 확인하기 위해서 3증 탱크와 마찬가지로 탱크 감소 기법을 사용하였다. 4중 탱크에서 사용되는 ¾크 감소 기법의 경우, 첫 번째 레이어의 범 인덱스 두 번째 레이어의 범 인덱스 _Ώ 을 묶어서 하나의 직교 빔 쌍 인덱스 ρ로, 세 번째 레이어의 빔 인덱스 r과 네 번째 레이어의 범 인덱스 S를 묶어서 하나의 직교 빔 쌍 인덱스 (？로 구성한다 . 이와 같이 4증 랭크의 코드백터 선텍 빈도를 확인한 결과 도 27 (C)와 같이 2차원 상에 표시가 가능하며 , 여기서 X축은 직교 범 쌍 인덱스 p를 표시하고 , y축은 직교 빔 쌍 인덱스 g를 표시한다.

LTE 릴리즈 10 8-Tx 코드북은 코드백터의 인덱스가 장기 코드북 내에 국한되어 제한된 범위의 빔 백터들만이 전송을 위해 사용될 수 있으나, 반면 단기 코드북의 탐색 복잡도 (즉 피드백 비트 수)가 낮다는 장점이 존재한다. Wj + W ₂ search의 경우는 선택되는 코드백터들이 에 국한되지 않지만, 복잡도가 매우 높다는 단점이 존재한다. 따라서 본 명세서에서는 상기 두 방안의 장점들을 조합하여 설계한 코드북을 제안한다.

앞서 상술한 바와 같이 도 27은 W + ^ search를 통해 얻은 2증, 3증, 4중 탱크 코드워드 선텍의 통계적 특성을 확인한 것이다. 방위각 0。에 위치한 단말들에 대해서 SCM을 사용하여 무작위로 반복 발생시킨 채널과의 상관도가 가장 높은 코드백터의 선택 빈도를 표시한 것이다. 단일 ¾크의 경우 2증 램크의 한 축 성분만을 관찰함으로써 선택 빈도가 유추될 수 있다 .

본 발명에서는 앞서 설명한 램크 감소 기법을 활용하여 코드워드 구성을 용이하게 수행하는 장점이 있다.

【수학식 44 ]

[bp ^b p+8] 수학식 ₄₄ 의 직교 범 쌍 ^를 수학식 ₃ 8 및 3 9에 적용하게 되면 3중 랭크와 ₄ 중 랭크에 대해서도 수학식 4 5와 같이 두 개의 열 백터만 포함하는 형태로 코드워드를 표시하는 것이 가능하다.

【수학식 4 5 ]

b _r

또한 본 발명에서는 불필요한 교차위상 차 값을 선택에서 제외시킴으로써 코드워드 선택의 효율성을 증가시킨다. 특히 2중 탱크에서 첫 번째 레이어 코드백터 인텍스 _m 과 두 번째 레이어 코드백터 인덱스 _n 이 동일할 때와, 4중 탱크에서 첫 번째 직교 빔 쌍의 인덱스 p와 두 번째 직교 빔 쌍의 인텍스 g가 동일할 때, 제한된 값의 교차 위상차 φ 사용한다. 수학식 37의 코드워드 W에 대해 상관도 μ는 m, n, (^의 함수인 μ(ιη,η,φ)로 표현할 수 있으며 , 수학식 45의 코드워드 W에 대해 상관도 μ는 ρ, q, 의 함수인 μ(ρ,η,φ)로— 표현할 수 있다. 2증 램크 코드워드가 m = n을 만족하는 경우와, 4증 행크 코드워드가 p = q를 만족하는 경우에 수학식 46이 성립한다는 것을 확인할 수 있다.

【수학식 46】

μ η,τη, 1) = μ(τη, τη,-1) = μ(Ίη,τη,_[ = μ()η, m,—j)

(ρ,Ρ.Ι) = (ρ,ρ,-Ι) = μίρ,ρ,ί) = μ(ρ,ρ,-; ^' ) 즉, 2중 ¾크에서 m = n, 4중 ¾크에서 p = t？를 만족하는 경우는 교차위상 차 값 1만을 사용해도 층분하며, 따라서 교차 위상 차에 할당된 비트 수가 감소됨으로써 제안 방식의 효율성이 향상된다.

멀티 ¾크 전송 시에는, 각 레이어별로 상관도가 낮은 범을 선택하는 것이 레이어간 간섭을 줄일 수 있는데, 표준인 릴리즈 10 8Τχ 코드북은 빔 인덱스의 차이가 작아 범 간의 상관도가 매우 높은 편임을 확인할 수 있다. 따라서, 적절한 간격을 갖는 범 인덱스를 사용하여 전송 성능을 증가시킬 수 있으며, 도 28 내지 31에 도시한 바와 같이 컬러맵 상에서 코드백터의 위치를 파라미터화하여 사용한다. 본 발명에서는 파라미터화된 코드북을 제안하고 채널 환경에 따라 적웅적인 파라미터 선정을 통해 제안 방식의 성능을 극대화한다.

(1) 제안하는 단일 탱크 코드북

도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 단일 탱크 코드북을 예시한 도면이다 특히, 도 28은 파라미터화된 코드백터 인덱스 a=l, b=4인 경우의 코드북을 예시한다 .

도 28에 도시한 바와 같이 기준 인덱스 ί와 파라미터 a, b로 정의되는 코드백터를 선정하고 , 교차 위상 차의 경우 LTE 표준과 마찬가지로 φ= ±1, ±)를 모두 사용한다. 채널 환경에 따라 평균 상관도가 높게 선택되는 파라미터 값 a, b가 선택되며, 기준 인텍스 는 단말의 위치에 따라 결정되는 장기 코드북 인덱스이다. 기준 인덱스로부터 네 개의 연속된 코드백터를 선택하는 LTE 표준과 달리 , 제안 코드북에서는 기준 인덱스와 코드백터의 간격이 유동적으로 넓게 설정이 가능한데, 이를 통해 기존 코드북의 한계를 극복할 수 있다. 제안하는 단일 랭크의 코드북의 코드워드는 수학식 47과 같다.

【수학식 47]

W ,m = 0,1, ...,31, ψ€ {±1,±)}

여기서 인덱스 _m 의 값은 m = k~ b, k-a,k + a,k + b 이다.

(2) 제안하는 2중 탱크 코드북 도 29는 본 발명의 일 실시예에 따른 2증 ¾크 코드북을 예시한 도면이다. 특히 , 도 29 (a)는 파라미터화된 코드백터 인텍스 _a =l, b = 4, c = 8인 경우의 코드북을 예시하며 , 도 29(b)는 탐색 선텍 빈도를 나타내는 컬러맵 상에서의

(3) 제안하는 3중 탱크코드북

도 30은 본 발명의 일 실시예에 따른 3중 탱크 코드북을 예시한 도면이다. 특히 , 도 30 (a)는 파라미터화된 코드백터 인덱스 a=2, b=2인 경우의 코드북올 예시하며 , 도 30(b)는 탐색 선택 빈도를 나타내는 컬러맵 상에서의 코드백터 위치를 나타낸다.

3중 랭크의 경우 도 30 (a)에 도시한 16개의 코드워드로 구성되며, 채널 환경에 따라 조정 가능한 파라미터는 a와 ώ로써 코드워드간 위치 간격을 나타낸다. LTE 표준 코드북은 직교 범 쌍 인텍스 ρ와 세 번째 레이어의 코드백터 인덱스 r의 관계가 p = r을 만족하는 4개 위치와 p ₊ 8 = r을 만족하는 4개 위치 각각에 대해 교차위상 차 = ±1를 사용한 반면 , 제안 코드북의 경우 p와 r의 관계식을 유동적으로 하여 코드워드 선택의 폭을 넓힌 다양한 구성을 검증하였다. 검증 결과 p + 4 = r 을 만족하는 4개 위치에서 교차위상 차 φ= ±ι,土를 모두 사용하는 경우 성능 이득이 발생함을 확인하었다. 제안하는 3중 랭크 코드워드는 수학식 49와 같다.

【수학식 49]

여기서, 직교 빔 쌍 인덱스는 _P = k,k + b, k + b + a, k + 2b + a로 설정되며 세 번째 레이어 코드백터 인텍스는 r = p + 4로 설정된다.

(4) 제안하는 4증 탱크코드북

도 31은 본 발명의 일 실시예에 따른 4중 탱크 코드북을 예시한 도면이다. 특히, 도 31 (a)는 파라미터화된 코드백터 인덱스 a = 2, b=4, C = 4, d=4인 경우의 코드북을 예시하며 , 도 31 (b)는 탐색 선택 빈도를 나타내는 컬러맵 상에서의 코드백터 위치를 나타낸다. 제안하는 4중 ¾크 코드북은 앞서 언급한 2중 탱크 코드북과 유사하게 코드백터의 그룹을 지정할 수 있다. 즉 코드북은 직교 범 쌍 인텍스가 p = q를 만족하는 그룹 A와, p≠ (？를 만족하는 그룹 B로 구성되어 있다. 도 3 1 ( b)에 도시한 바와 같이, 그룹 A 코드워드들에 대해서는 = 1 만을 적용하며, 코드워드간 위치 간격은 파라미터 ₃ 와 b로 설정된다 . 교차위상 차 φ = 1, /를 사용하는 그룹 Β의 코드워드간 위치 간격은 파라미터 C와 d로 설정된다 .

제안 코드북의 경우, LTE 표준 코드북에 존재하는 불필요한 교차 위상차 값을 제거하고 , 선택 빈도가 높지만 하나의 교차 위상차 값을 필요로 하는 그룹 A에 더 많은 수의 코드워드들을 배치함으로써 코드북의 효율성을 증대시켰다. 제안하는 4중 ¾크의 코드워드는 수학식 50과 같이 정의될 수 있다.

【수학식 50】

여기서, 구체적인 p, q 값의 선택은 도 3 1에 도시된 바와 같다. 상기 제안하는 랭크 3 - 4 코드북 구성 방식은 선형 안테나 어레이 ( 1D )에 한정하여 기술했지만, 수학식 32 등을 이용하여, 2D 안테나 어레이로의 확장이 가능하다. 이 경우, 상술했듯이, 탱크 3의 경우, 기존의 코드북과는 다르게, 각 3개의 레이어를 구성하는 DFT ( 1D 및 /또는 2D)가 서로 다른 빔들로 구성되며 (여기서 ₂ 개 이상의 범들끼리 서로 직교하도톡 구성되며, 직교하는 빔들끼리만 범 서브 그룹으로서 페어링될 수 있음, 즉, Z _p ) , 코드워드간의 중복없이 QPSK 위상-일치를 적용하는 것을 그 특징으로 한다. 페이로드의 한정이 있는 경우에는, 더 낮은 /적은 세분성을 갖는 위상 일치 값 ( = {l, j})이 사용될 수 있다.

¾크 4 코드북의 경우, 하나의 범 서브 그룹 ( _Zp orz _q )으로서 페어링되는 두 개의 범들은 항상 직교하며, p = q를 만족하는 그룹 A와, p≠ c?를 만족하는 그룹 B간에 서로 다른 세분성의 위상 일치를 갖는 것을 그 특징으로 한다. 예를 들어, 그룹 A에 대해 적용되는 위상-일치의 세분성은 그룹 B에 적용되는 위상-일치의 세분성보다 더 낮게 설정될 수 있다. 이와 같이 코드북 디자인을 통해, 주어진 비트 -너비 (bit-width) 내에서 위상ᅳ일치에 더 많은 비트가 할당 가능한 코드워드를 추가 가능하므로, 일괄적인 위상-일치를 적용하는 경우에 비해, 더 높은 성능 이득을 얻을 수 있다.

상기 원리를 확장하여 , ¾크 5인 경우, 빔 서브 그룹 ^를 구성할 때 , 세 개의 직교 범들로 구성할 수 있겠다.

¾크 6인 경우, 범 서브 그룹 (Ί녜는 각각 3개의 직교 빔들로 구성될 수 있다 . 또는 , 다른 방식으로 , Z _p 는 네 개의 직교 범들로 구성될 수 있다 . 또는, 범 서브 그룹 (Ζρ ,Ζ^)는 상기 두 가지 방식의 조합으로도 구성될 수 있다. 랭크 7인 경우, 범 서브 그룹 (Z _p ,Z _q ) 구성 시, ^는 4개의 직교 범들, ^는 3개의 직교 빔들로 구성될 수 있다. ¾크 8인 경우, 범 서브 그룹 (Ζ _ρ , _Ζ(? )는 각각 4개의 직교 범들로 구성될 수 있다.

¾크 5-8인 경우도, 페어링되는 2개의 각 범 서브 그룹 ( _{Zp 0} rz _q ) 내의 범들은 항상 직교하며 , _P = q를 만족하는 경우 A와, ρ≠ ί？를 만족하는 경우 Β가 서로 다른 세분성의 위상-일치를 갖는 것을 그 특징으로 한다. 랭크 5 및 7과 같이 범 서브 그룹간 범 개수가 서로 다른 경우, Z _p D _Z£? 인 경우를 ρ = ί?와 동등한 경우로 상정할 수도 있다.

본 발명이 적용될 수 있는 특정 사례로 제안 코드북의 파라미터 설정 및 동작을 설명한다. 랭크별 파라미터는 채널 환경에 따라 가장 높은 평균 상관도를 갖는 값들로 설정되며, 이는 도 28 내지 31에 도시한 바와 같다. 본 사례에서 설명하는 파라미터는 3D SCM의 UMa 모델을 활용하여 생성된 채널을 기반으로 결정 /선정되었다.

제안하는 단일 ¾크 코드북의 경우 3D SCM의 UMa 모델 하에서 a = 1, b = 4 설정 시 가징 ^■ 우수한 성능을 보이며 이에 따라 결정된 코드백터 인덱스는 표 14와 같다. 단말의 위치에 따라 long-term 코드북을 결정하는 기준 인텍스 k가 선정된다.

【표 14】

m m Φ

0 k + 1 1 8 k - 1 1 1 k + 1 9 k- 1 j

2 fe + 1 -1 10 k-i -1

3 k + 1 —j 11 k-1 -j

4 k + 4 1 12 k-4 1

5 fc + 4 j 13 k-4 j

6 k + 4 -1 14 k-4 -1

7 fc + 4 -j 15 k-4 -j

2중 탱크 코드북의 경우 파라미터 a = 1, b = 4, c = 8 설정 시 가장 우수한 평균 상관도 성능이 달성되며, 이들 값을 활용하는 코드워드들은 표 15와 같이 결정된다.

【표 15】

m n Φ m n Φ

0 k + 1 k + 1 1 8 k + 8 k 1

1 k-1 k-1 1 9 k j

2 k + 4 fc + 4 1 10 fe-8 k 1

3 k-4 ᅳ 4 1 11 k-8 k i

4 k fc + 8 1 12 k + 4 k-4 1

5 k fe-8 j 13 k + 4 k-4 j

6 k fc + 8 1 14 k-4 fc + 4 1 7 k k-8 j 15 k-4 k + 4 j

3중 탱크의 경우 a = 2, b = 2 설정 시 평균 상관도가

나타나는 것을 확인하였다. 이들 파라미터 값을 적용하여 제안하는

코드북의 코드워드 인텍스를 표 16과 같이 결정될 수 있다.

【표 16】

4중 탱크 코드북을 위한 파라미터 값은 a = 2, b = 4, c = 0, d = 4이며, 이에 따라 결정되는 코드워드 인텍스는 표 17과 같다.

【표 17】

m n r s Φ

0 k k + 8 k k + 8 1 1 k + 4 k + U k + A k + 12 1

2 k + β k + U k + 6 k + U 1

3 k + 10 k + lQ k + 10 k + 18 1

4 k+4 k + 12 k k + 8 1

5 k + 4 k + 12 k k + 8 j

6 k + 10 / + 18 k + 6 k + U 1

7 k + W A: + 18 k + 6 /c + 14 j 도 32는 방위각의 변화에 따른 제안 코드북의 평균 상관도 성능을 나타낸 그래프이다. 특히 , 도 _{32 (a)} 는 단일 랭크 전송의 경우, 도 32 (b)는 2중 랭크 전송의 경우, 도 32 (C)는 3중 ¾크 전송의 경우, 도 32 (d)는 4중 랭크 전송의 경우에 대한 그래프이다.

3D SCM UMa 환경 하에서 단말의 위치를 방위각 -60°에서 60°까지 15° 간격으로 변화시켜가며 그래프를 생성하였다. 방위각별로 10000개의 채널 행렬을 생성한 후, 그에 가장 적합한 기준 인텍스 k를 설정하고 그에 따라 장기 코드북을 결정하였다. 결정된 장기 코드북 내에서, 매번 발생하는 순간 채널에 적합한 코드워드를 선택하고 채널과의 상관도를 확인하여 평균값을 계산하는 방법으로 성능 평가를 수행하였다. 이에 따른 성능 평가 결과는 도 32에 도시되어 있으며 , 단말의 방위각 변화에 따른 평균 상관도 μ는 수학식 33을 사용하여 산출하였다.

제안 코드북에서 사용하는 피드백 비트 수는 4증 ¾크를 제외하고는 4비트이며, 4중 탱크의 경우 3비트이다. 이는 비교 대상으로 사용하는 표준 코드북인 LTE 릴리즈 10 8— TX 코드북과 동일한 피드백 사이즈이다.

도 32 (a)를 참조하면, 단일 랭크의 경우 제안 코드북을 사용하여 표준 코드북 대비 약 10%의 성능 향상이 발생하였음을 알 수 있다. 도 _{32 (]3)} 를 참조하면, 2중 랭크의 경우 제안 코드북을 사용하면 표준 코드북 대비 약 25%의 성능 향상이 발생하였음을 알 수 있다. 3중 탱크와 4중 탱크의 경우에도 각각 표준 코드북 대비 약 8%와 18%의 성능 향상이 발생하였으며 , 이는 도 32 (c)와 도 32 (d)를 통해 각각 알 수 있다 .

이하에서는 발명의 동작 방법과 활용 방안에 대해 기술한다. 발명의 동작 방법은 크게 기지국이 기준이 되는 하향 피드백과 단말이 기준이 되는 상향 피드백이 있다 . 하향 피드백의 경우, 기지국이 단말의 입사각 정보를 활용하여 각 단말에게 맞는 적합한 파라미터를 설정하며 , 설정한 파라미터를 별도의 제어 채널로 단말에게 전달한다. 기지국으로부터 해당 파라미터를 전달받은 단말은 이에 맞는 코드북을 생성한다 . 반면 , 상향 피드백 방법은 단말이 기지국에서 보낸 각 안테나 원소별 CSI-RS를 통해 채널에 대한 통계적 특성을 파악한다. 단말은 CSI-RS를 통해 무선 통신에 적합한 파라미터를 선정하여 상향 피드백을 통해 기지국에게 전달한다 . 기지국은 단말에게 보고받은 파라미터를 활용하여 코드북을 생성한다. 상기 언급한 방법을 통해 생성된 코드북은 장기 코드북으로 활용되며, 순간적인 채널 변화에 따라 단기 코드백터 인텍스를 결정하여 빔포밍이 수행된다.

제안하는 코드북은 파라미터화되어있어 전송 환경 변화에 따른 적응적 운용이 가능하다. 예를 들어, 발명의 구체적 사례 및 성능 평가에서 사용된 UMa 환경 대신 UMi 채널 환경으로 변화시켜 제안 코드북을 활용할 수 있다. 본 발명은 채널 환경의 변화에 따라 적합한 파라미터를 선정할 수 있으므로, 기존 표준 코드북 보다 유연하게 적응적인 운용을 가능하게 한다.

도 33은 4중 랭크 코드북의 채널 적응적 설정을 예시한다.

특히 , 도 33 ( a )는 UMa 채널의 경우, 도 33 (b )는 UMi 채널의 경우를 각각 예시한다 .

도 33을 참조하면, UMa 환경과 UMi 환경에 대해서 각 채널에 맞는 파라미터를 선택하여 코드북에 적용 가능하며, UMi 환경의 경우 파라미터 a = 2 , b = 2 , c = 2 , d = 6으로 변경 설정하여 변화된 환경에 최적화된 범포밍 수행이 가능하다.

본 발명은 실제 채널의 특성을 고려하여, 장기 코드북의 범위를 가변적으로 구성하여 확장시켰다. 또한 멀티 랭크 전송 시 범간의 상관도를 조사한 결과, 넓은 범위의 범 구성이 레이어간 간섭 감소에 영향을 끼칠 수 있음을 확인하고 이에 따라 사용하는 범간 간격을 조정하였다. 제안 방식에 따르면, 빔 인덱스간 관계에 따라 교차 위상차의 할당을 달리하여, 불필요한 교차 위상차 사용을 제거하므로, 이를 다른 코드워드로 대체하여 성능 이득을 얻을 수 있었다.

제안 코드북은 UMa와 UMi 등 채널 환경 변화와, LTE 대역과 밀리미터파 대역을 포함하는 다양한 전송 주파수 대역의 변화에 따른 적응적 운용이 가능하다 . 이를 위해 기지국 또는 단말에서 파라미터 변경을 설정하여 적용하는 형태의 코드북을 상술한 바와 같이 제안하였으며, 따라서 제안 코드북은 다양한 채널 환경에 유연한 적웅을 통해 신뢰도 높은 빔포 ¾의 수행을 가능하게 한다. 안테나 개수 증가 및 이차원 안테나 구조 등, 변화된 어레이 형태에 대해서도 본 발명에서 제시하는 코드북의 확장 적용이 가능하다. 도 34는 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 CSI 보고 방법을 예시한 순서도이다. 본 순서도와 관련하여 앞서 상술한 실시예들 /설명이 모두 적용될 수 있으며, 증복되는 설명은 생략한다.

우선 , 단말은 기지국으로부터 전송된 CSI-RS를 측정할 수 있다 (S3410) . 다음으로, 단말은 상기 CSI-RS 측정을 기초로 생성한 CSI를 기지국에 보고할 수 있다 (S3420) . 여기서 CSI는 코드북으로부터 프리코딩 행렬을 지시하기 위한 PMI 및 탱크 (또는 레이어 수)를 지시하기 위한 R工를 포함할 수 있다. 이때, PMI는 단말에 의해 선택된 범 그룹에 대한 제 1 PMI (Wl) , 및 상기 빔 그룹에 포함된 범들에 대한 범 서브 그룹 선택 정보와 상기 선택된 범 서브 그룹에 대한 안테나 포트 편파별 위상 -일치 정보를 포함하는 지) 2 PMI ( W2 )를 포함할 수 있다. 이는, 제 1 PMI가 코드북으로부터 선택된 프리코딩 행렬 세트를 지시하며, 제 2 PMI가 프리코딩 행렬 세트 내에서 단말에 의해 선택된 적어도 하나의 프리코딩 행렬을 지시한다고 표현될 수도 있다 (즉 , 프리코딩 행렬이 범에 해당함)ᅳ

위상 -일치 정보는, 랭크 (또는 레이어 수)가 증가함에 따라 범 그룹 내에서 선택된 /그룹핑된 범 서브 그룹들이 동일한 경우와 상이한 경우별로 서로 다른 세분성으로 지시될 수 있다. 여기서, 범 서브 그룹은 상기 범 그룹 내에서 단말에 의해 선택된 적어도 하나의 범을 포함하도톡 구성될 수 있으며, 범 서브 그룹들이 동일 /상이한 경우는 빔 서브 그룹들에 포함된 범들이 동일 /상이한 경우를 의미할 수 있다. 또한, 각 범 서브 그룹 내에 포함된 빔들간에는 직교성이 만족될 수 있다 .

만일, 범 서브 그룹들이 동일한 경우 제 1 세분성을 갖는 위상 -일치 정보가 지시될 수 있으며, 범 서브 그룹들이 상이한 경우 제 2 세분성을 갖는 위상 -일치 정보가 지시될 수 있다. 이때, 제 1 세분성은 제 2 세분성보다 낮을 수 있다. 즉, 이는, 위상 -일치 정보가, 범 서브 그룹들이 동일한 경우 X개의 위상 -일치 후보들 중에서 선택된 위상 -일치 값을 지시하며 , 빔 서브 그룹들이 상이한 경우 X보다 큰 y개의 위상 -일치 후보들 중에서 선택된 위상 -일치 값을 지시함을 의미할 수 있다. 이때, 예를 들어, X는 1 또는 2 , y는 4로 설정될 수 있다. 빔 서브 그룹들이 상이한 경우 위상 -일치 정보는 QPSK를 기반으로 보고될 수 있다. 범 그룹에 포함된 빔들간의 간격 (spacing)은 비-균일하게 설정될 수 있다. 간격은 기지국에 의해 설정 가능한 (configurable) 파라미터를 기초로 결정될 수 있다. 또는, 간격은 사전에 미리 정의되거나, 기지국에 의한 상위 계층 시그널링에 의해 단말에 지시될 수 있다.

본발명이 적용될 수 있는 장치 일반

도 35은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다 .

도 35을 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국 (3510)과 기지국 (3510) 영역 내에 위치한 다수의 단말 (3520)을 포함한다.

기지국 (3510)은 프로세서 (processor, 3511) , 메모리 (memory, 3512) _. 및 RF부 (radio frequency unit, 3513)을 포함한다. 프로세서 (3511)는 앞서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (3511)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (3512)는 프로세서 (3511〉와 연결되어 , 프로세서 (3511)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 (3513)는 프로세서 (3511)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.

단말 (3520)은 프로세서 (3521) , 메모리 (3522) 및 RF부 (3523)을 포함한다. 프로세서 (3521)는 앞서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (3521)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (3522)는 프로세서 (3521)와 연결되어 , 프로세서 (3521)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 (3523)는 프로세서 (3521)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.

메모리 (3512, 3522)는 프로세서 (3511, 3521) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서 (3511, 3521)와 연결될 수 있다. 또한, 기지국 (3510) 및 /또는 단말 (3520)은 한 개의 안테나 (single antenna) 또는 다중 안테나 (multiple antenna)를 가질 수 있다 .

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 명세서에서 Ί\ 및 /또는 B'는 Α 및 /또는 B 중 적어도 하나를 의미하는 것으로 해석될 수 있다.

본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어 (firmware) , 소프트웨어 또는 그것들의 결합 둥에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs (appl ication speci f ic integrated circui ts ) , DSPs ( digital signal processors ) , DSPDs (digital signal processing devices ) , PLDs (programmable logic devices ) , FPGAs ( f ield programmable gate arrays ) , 프로세서 , 콘트를러 , 마이크로 콘트롤러 , 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다ᅳ 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

【발명의 실시를 위한 형태】

발명의 실시를 위한 다양한 형태가 발명의 실시를 위한 최선의 형태에서 설명되었다.

【산업상 이용가능성】

본 발명은 3GPP LTE/LTE-A/ 5G 시스템에 적용되는 예를 증심으로 설명하였으나, 3GPP LTE/LTE -A/ 5G 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다 .