Beschreibung Verfahren zum Anlaufen eines Schaltnetzteiles und Schaltnetz- teil mit einer Anlaufschaltung Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Anlaufen eines Schaltnetzteiles sowie ein Schaltnetzteil mit einer Anlauf- schaltung, bei dem die Wechselspannungseingänge eines Brü- ckengleichrichters, an denen eine Wechselspannung liegt, über einen Y-Kondensator oder eine Reihenschaltung aus zwei Y- Kondensatoren miteinander verbunden sind, bei dem an die Gleichspannungsausgänge des Brückengleichrichters eine Paral- lelschaltung aus einer ersten Kapazität und aus einer Reihen- schaltung, bestehend aus der Primärwicklung eines ersten Ü- bertragers und einem ersten steuerbaren Schalter, angeschlos- sen ist, dessen Steuereingang mit dem Ausgang eines Impulsge- bers verbunden ist, und bei dem parallel zur Sekundärwicklung des Übertragers eine Reihenschaltung aus einer ersten Diode und einer zweiten Kapazität liegt.

Es ist bekannt, zum Anlaufen eines Schaltnetzteiles eine Bat- terie oder einen Akku vorzusehen.

Dieses bekannte Verfahren zum Anlaufen eines Schaltnetzteiles ist jedoch mit dem Nachteil behaftet, dass die Herstellungs- kosten verhältnismäßig hoch liegen und die Haltbarkeit der Batterie oder des Akkus begrenzt ist.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zum Anlau- fen eines Schaltnetzteiles sowie ein Schaltnetzteil mit einer Anlaufschaltung so zu gestalten, dass ein nur geringer tech- nischer Aufwand erforderlich ist, die Herstellungskosten niedrig liegen und die Haltbarkeit über lange Zeit gewähr- leistet ist.

Verfahrensmäßig wird diese Aufgabe mit den im Anspruch 1 an- gegebenen Merkmalen dadurch gelöst, dass die von den Y-

Kondensatoren gesammelte Energie auf die zweite Kapazität ü- bertragen wird und daß der Impulsgeber abhängig von einer an der zweiten Kapazität abgreifbaren Spannung Ansteuerimpulse für den steuerbaren Schalter erzeugt.

Vorzugsweise erzeugt der Impulsgeber erst dann Ansteuerimpul- se für den steuerbaren Schalter, wenn die Spannung an dem zweiten Kondensator einen ersten Schwellenwert überschritten hat. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist dabei vor- gesehen, die an der zweiten Kapazität abgreifbare Spannung als Versorgungsspannung erst dann an einen Versorgungsspan- nungseingang des Impulsgebers zu legen, wenn sie einen ersten vorgebbaren Mindestwert erreicht hat, um dadurch den Impuls- geber einzuschalten.

Vorzugsweise erzeugt der Impulsgeber keine Ansteuerimpulse, wenn die Spannung an dem zweiten Kondensator unter einen zweiten Schwellenwert abgesunken ist, wobei der zweite Schwellenwert kleiner als der erste Schwellenwert ist. Wird der Impulsgeber eingeschaltet, so nimmt er Strom von dem zweiten Kondensator auf, was zu einem Absinken der über dem zweiten Kondensator anliegenden Spannung führt. Da der erste Schwellenwert, bei dessen Erreichen Ansteuerimpulse erzeugt werden, höher liegt als der zweiten Schwellenwert, bei dessen Unterschreiten keine Ansteuerimpulse erzeugt werden, wird verhindert, daß bei einem geringfügigen Absinken der Spannung an der zweiten Kapazität zu Beginn der Erzeugung der Ansteu- erimpulse die Erzeugung der Ansteuerimpulse sofort wieder be- endet wird.

Vorrichtungsmäßig wird die gestellte Aufgabe mit dem in An- spruch 7 angegebenen Merkmalen dadurch gelöst, dass der ge- meinsame Verbindungspunkt der beiden Y-Kondensatoren über ei- ne zweite Diode mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt der ers- ten Diode und der zweiten Kapazität verbunden ist und daß ei- nem Eingang des Impulsgebers ein von der Spannung über der zweiten Kapazität abhängiges Signal zugeführt ist, abhängig

von dem der Impulsgeber Ansteuerimpulse für den steuerbaren Schalter erzeugt.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist zwischen die zweite Kapazität und den Impulsgeber eine Anordnung mit einem ersten Schwellwertdetektor und einem zweiten steuerbaren Schalter geschaltet. Der erste Schwellwertdetektor liegt pa- rallel zum Abgreifen der Spannung an der zweiten Kapazität, wobei der Ausgang des Schwellwertdetektors mit einem Steuer- eingang des zweiten steuerbaren Schalters verbunden ist, der einen Versorgungsspannungseingang des Impulsgebers mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt der ersten Diode und der zweiten Kapazität verbindet. Der Schwellwertdetektor besitzt vorzugs- weise ein Hystereseverhalten, das heißt der zweite steuerbare Schalter wird leitend angesteuert, wenn die Spannung über der zweiten Kapazität einen ersten Schwellenwert erreicht und der zweite Schalter wird gesperrt, wenn die Spannung über der zweiten Kapazität unter einen zweiten Schwellenwert abgesun- ken ist, wobei der zweite Schwellenwert kleiner als der erste Schwellenwert ist. Der Impulsgeber wird bei dieser Ausfüh- rungsform zur Erzeugung von Ansteuerimpulsen eingeschaltet, wenn der zweite Schalter einschaltet und die über der zweiten Kapazität anliegende Spannung als Versorgungsspannung an den Impulsgeber angelegt wird, und der Impulsgeber wird abge- schaltet, wenn der zweite Schalter abschaltet.

Zur Aufladung der zweiten Kapazität, die als Glättungskapazi- tät in dem Sekundärkreis wirkt, ist nach dem erfindungsgemä- ßen Verfahren, bzw. bei dem erfindungsgemäßen Schaltnetzteil vorgesehen, an die Wechselspannungseingänge des Brücken- gleichrichters des Schaltnetzteils mindestens einen Kondensa- tor anzuschließen und die von diesem Kondensator gesammelte Energie über eine Diode zu der an die Sekundärwicklung des Übertragers angeschlossenen Glättungskapazität zu übertragen.

Besonders vorteilhaft ist es, die in vielen Schaltnetzteilen ohnehin aus Sicherheitsgründen an die Wechselspannungseingän-

ge angeschlossenen Y-Kondensatoren zum Sammeln der Energie zu nutzen.

Sobald die Glättungskapazität auf eine vorgebbare Mindest- spannung aufgeladen ist, wird diese Mindestspannung an die Versorgungsspannungseingänge des Impulsgebers des Schaltnetz- teiles gelegt, um ihn einzuschalten. Weil der Impulsgeber nun Schaltimpulse an den steuerbaren Schalter im Primärkreis des Schaltnetzteiles abgibt, wird im Sekundärkreis die Ausgangs- spannung des Schaltnetzteils langsam aufgebaut.

Eine Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens sieht im Übertrager eine zweite Sekundärwicklung vor, an die eine Rei- henschaltung aus einer Diode und einer weiteren Kapazität an- geschlossen ist, die nun aufgeladen wird, weil der Impulsge- ber das Schaltnetzteil taktet. Sobald die Spannung an dieser weiteren Kapazität einen vorgegebenen Mindestwert erreicht, wird die an der Glättungskapazität abgreifbare Ausgangsspan- nung des Schaltnetzteiles an die Versorgungsspannung einer den Impulsgeber steuernden Steuereinheit, vorzugsweise ein Mikroprozessor, gelegt, um sie einzuschalten. Das Schaltnetz- teil ist jetzt betriebsbereit und kann eine Last mit einer geregelten Spannung versorgen.

Das erfindungsgemäße Anlaufen des Schaltnetzteiles erfolgt in vier Verfahrensschritten.

Im ersten Verfahrensschritt wird am Wechselspannungseingang des Brückengleichrichters Energie gesammelt und auf eine Ka- pazität der Sekundärseite des Schaltnetzteils übertragen. Im folgenden zweiten Verfahrensschritt wird der Impulsgeber ein- geschaltet, wenn die auf die Kapazität übertragene Energie- oder mit anderen Worten ausgedrückt, die Spannung an der Ka- pazität-einen vorgebbaren ersten Mindestwert erreicht. Im anschließenden dritten Verfahrensschritt wird wegen des ein- geschalteten Impulsgebers die Ausgangsspannung des Schalt- netzteiles langsam auf den Sollwert aufgebaut. Schließlich

wird im das Anlaufen beendenden vierten Verfahrensschritt die den Impulsgeber steuernde Steuereinheit eingeschaltet, wenn die Ausgangsspannung des Schaltnetzteils einen vorgebbaren zweiten Mindestwert erreicht. Es werden daher nacheinander der Impulsgeber und die ihn steuernde Steuereinheit beim An- laufen des Schaltnetzteiles eingeschaltet.

Die Erfindung-sowohl das erfindungsgemäße Verfahren als auch das erfindungsgemäße Schaltnetzteil-wird anhand der Figuren näher beschrieben und erläutert. In der Zeichnung zeigen : Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel, Fig. 2 ein zweites Ausführungsbeispiel, Fig. 3 ein dritts Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Bei dem in der Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel eines er- findungsgemäßen Schaltnetzteiles sind die Wechselspannungs- eingänge eines Brückengleichrichters BR, an denen eine Wech- selspannung UW, zum Beispiel die Netzspannung, liegt über ei- ne Reihenschaltung aus drei Kondensatoren C2, C3 und C4 mit- einander verbunden. Die beiden Kondensatoren C2 und C4 sind die sogenannten Y-Kondensatoren. Parallel zum Kondensator C3 liegt eine Diode D3. Die Gleichspannungsausgänge des Brücken- gleichrichters BR sind über eine Reihenschaltung aus einer Primärwicklung L1 eines Übertragers TR1 und einer Kapazität C5 miteinander verbunden. Derjenige Gleichspannungsausgang des Brückengleichrichters BR, an den die Kapazität C5 ange- schlossen ist, liegt auf der primärseitigen Masse, während der andere Gleichspannungsausgang des Brückengleichrichters BR, an dem die Primärwicklung L1 angeschlossen ist, über ei- nen steuerbaren Schalter Tl, vorzugsweise ein Feldeffekttran- sistor, mit der primärseitigen Masse verbindbar ist. Parallel zu einer Sekundärwicklung L2 des Übertragers TR1 liegt eine Reihenschaltung aus einer Diode D1 und einer Kapazität Cl,

die als Glättungskapazität vorgesehen ist. Der gemeinsame Verbindungspunkt der beiden Kondensatoren C2 und C3 ist über eine Diode D2 mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt der Diode D1 und des Kondensators Cl verbunden. Der gemeinsame Verbin- dungspunkt der Kapazität Cl und der Sekundärwicklung L2 liegt auf der sekundärseitigen Masse. Der gemeinsame Verbindungs- punkt der Kapazität Cl und der Diode D1 ist über einen steu- erbaren Schalter T3, zum Beispiel ein pnp-Transistor, mit dem einen Versorgungsspannungseingang eines Impulsgebers PS ver- bunden, dessen anderer Versorgungsspannungseingang auf der sekundärseitigen Masse liegt und dessen Steuerausgang mit dem Steuereingang des steuerbaren Schalters Tl verbunden ist. Pa- rallel zur Kapazität Cl liegt ein Schwellwertdetektor SD1, dessen Steuerausgang mit dem Steuereingang des steuerbaren Schalters T3 verbunden ist. Der Übertrager TR1 weist eine zweite Sekundärwicklung L3 auf, zu der ebenso wie zu der zweiten Sekundärwicklung eine Reihenschaltung aus einer Diode D4 und einer Kapazität C6 parallel geschaltet ist. Der ge- meinsame Verbindungspunkt der Kapazität C6 und der zweiten Sekundärwicklung L3 liegt auf der sekundärseitigen Masse. Pa- rallel zur Kapazität C6 liegt ein Schwellwertdetektor SD2, dessen Ausgang mit dem Steuereingang eines steuerbaren Schal- ters T5, zum Beispiel ein pnp-Transistor, verbunden ist, der den einen Versorgungsspannungseingang des Impulsgebers PS mit dem einen Versorgungsspannungseingang einer Steuereinheit HP verbindet, deren anderer Versorgungsspannungseingang auf der sekundärseitigen Masse liegt. Beispielsweise kann für die Steuereinheit AP ein Mikroprozessor eingesetzt werden. Der Steuerausgang P1 der Steuereinheit pP ist mit dem Steuerein- gang des Impulsgebers PS verbunden.

Um die Funktion des in der Fig. 1 abgebildeten ersten Ausfüh- rungsbeispieles eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteiles deutlicher erläutern zu können, werden zunächst die Energie- verhältnisse auf der Primär-und auf der Sekundärseite des Schaltnetzteils erörtert.

Die Wechselspannung UW liegt an der Reihenschaltung aus den drei Kondensatoren C2, C3 und C4. Die Kondensatoren C2 und C4 sind die sogenannten Y-Kondensatoren, die aus Sicherheits- gründen hohen Anforderungen genügen und deren Kapazität die Summe von 4,7 nF nicht überschreiten darf. Üblicherweise ist der gemeinsame Verbindungspunkt der beiden Y-Kondensatoren C2 und C4 auf die sekundärseitige Masse gelegt, jedoch liegt bei dem Ausführungsbeispiel der Erfindung ein Kondensator C3 zwi- schen den beiden Y-Kondensatoren C2 und C4, um den Y-Kon- densator C2 HF-mäßig auf die sekundärseitige Masse zu legen.

Für die Y-Kondensatoren C2 und C4 wird eine Kapazität von zum Beispiel je 2 nF angenommen. Bei einem Weitbereichsnetzteil, das für Netzspannungen von 90 bis 270 V geeignet ist, berech- net sich der Strom durch die Y-Kondensatoren C2 und C4 ohne Berücksichtigung des Kondensators C3 bei einer Netzfrequenz von 50 Hz zu Iy = (C U)/t = (2nF 90V)/20ms = 13FA Unter Berücksichtigung von Verlusten ist ein Wert von 10pA für den Strom Iy durch die Y-Kondensatoren C2 und C4 realis- tisch.

Der Ansteuerstrom Is eines MOS-Feldeffekttransistors mit ei- ner Gate-Kapazität von 1 nF und einer Schaltfrequenz von 20 kHz beträgt bei einer Gatespannung 10 V : Is = (lnF-10V)/50ys = 200yA Es ist also bei einer Gatekapazität von nur 1 nF und einer verhältnismäßig niedrigen Schaltfrequenz von nur 20 kHz ein um den Faktor 20 höherer Strom erforderlich, als er über die Y-Kondensatoren transportiert werden kann.

Um einen ersten Ansteuerimpuls von der Sekundär-auf die Pri- märseite des Schaltnetzteils liefern zu können, wird der ge- ringe Strom Iy durch die Y-Kondensatoren C2 und C4 erst zu

einer größeren Energiemenge aufgesammelt. Um den Ansteuer- strom Is des als steuerbaren Schalter eingesetzten MOS- Feldeffekttransistors an den Strom Iy durch die Y- Kondensatoren C2 und C4 anzugleichen, ist die Schaltfrequenz auf 1 kHz abzusenken. Jedoch ist ein Anlauf eines Schaltnetz- teiles mit einer derart niedrigen Frequenz nicht möglich.

Wenn aber erst einmal genügend Energie zum Übertragen des er- sten Ansteuerimpulses gesammelt ist, so kann durch Senden dieses Ansteuerimpulses eine vielmal größere Energie vom Ü- bertrager TR1 auf die Sekundärseite übertragen werden. Die Energie Es eines Ansteuerimpulses berechnet sich unter den zuvor gemachten Annahmen zu : Es = 0,5-C-u2 = o, 5-10nF- (10V) 2 = 0, 5yWs Der Übertrager eines Schaltnetzteiles für eine Leistung von 100 W und mit einer Schaltfrequenz von 20 kHz kann die Ener- gie Etr speichern : Etr = 100W/20kHz = 5000yews Das Verhältnis der beiden Energiemengen Etr zu Es beträgt demnach Etr/Es = 5000yWs/0, 5yWs = 10 000 Nach Aufsammeln der für einen Ansteuerimpuls nötigen Energie und Senden dieses Ansteuerimpulses kann eine um den Faktor 10 000 mal größere Energie zurückgewonnen werden. Diese Ener- gie kann auch über einen Flusswandler übertragen werden.

Der durch die beiden Y-Kondensatoren C2 und C4 fließende Wechselstrom wird durch die beiden Dioden D2 und D3 gleichge- richtet und lädt die Kapazität Cl auf der Sekundärseite auf, die als Energiespeicher zur Erzeugung des ersten Ansteuerim- pulses dient.

Wenn der Wert der Kapazität Cl zu 1 pF gewählt ist und die Kapazität Cl auf eine Spannung von 10 V aufgeladen werden soll, so berechnet sich die maximale Ladezeit tl zu : tl = (C1-U)/I = (1pF-10 V)/10yA = ls Eine Wartezeit von einer Sekunde ist noch akzeptabel. Die in der Kapazität Cl gespeicherte Energie EC1 beträgt dann : EC1 = 0, 5-lF- (10V) = = 50Ws Das Verhältnis EC1 zu Es beträgt EC1/Es = 50yews/0, 5yWs = 100 Selbst unter Berücksichtigung zur erwartender hoher Übertra- gungssverluste im Übertrager TR1 steht somit genügend Energie zur Erzeugung und Übertragung des ersten Ansteuerimpulses zur Verfügung. Aufgrund des außerordentlich hohen Verhältnisses Etr/Es = 10000 ist auch die Fortsetzung des Anlaufs sicherge- stellt.

Der durch die Y-Kondensatoren C2 und C4 fließende Wechsel- strom wird durch die Dioden D2 und D3 gleichgerichtet. Der auf diese Weise erzeugte Gleichstrom lädt die Kapazität Cl auf, für die beispielsweise ein Elektrolyt-Kondensator geeig- net ist. Der Kondensator C3, der zwischen den beiden Y- Kondensatoren C2 und C4 liegt, stellt die HF-mäßige Verbin- dung zwischen dem Y-Kondensator C2 und der sekundärseitigen Masse her, damit die Entstörfunktion der beiden Y-Kondensato- ren C2 und C4 erhalten bleibt.

Sobald der Schwellwertdetektor SD1 an der Kapazität Cl eine Spannung detektiert, die einen ersten Schwellenwert, bzw. den vorgebbaren Mindestwert erreicht, schließt er den steuerbaren Schalter T3, so dass der Impulsgeber PS mit Spannung versorgt

wird und Schaltimpulse an den steuerbaren Schalter T1 abgibt, um ihn zu öffnen und zu schließen. Durch das Takten des steuerbaren Schalters Tl wird Energie von der Primärseite auf die Sekundärseite des Übertragers TR1 übertragen, so dass sich langsam an der Kapazität Cl die Ausgangsspannung des Schaltnetzteiles aufbaut. Weil von der Primärwicklung L1 auch Energie in die zweite Sekundärwicklung L3 des Übertragers TR1 übertragen wird, wird die Kapazität C6 ebenfalls aufgeladen.

Sobald der Schwellwertdetektor SD2 eine Spannung an der Kapa- zität C6 detektiert, die einen vorgebbaren zweiten Mindest- wert überschreitet, wird der steuerbare Schalter T5 geschlos- sen, um auch die Steuereinheit pP mit Spannung zu versorgen.

Die Steuereinheit pP steuert nun den Impulsgeber PS. Der An- laufvorgang des Schaltnetzteiles ist damit beendet.

Der Schwellwertdetektor besitzt vorzugsweise ein Hysterese- verhalten, das heißt der Schwellwertdetektor sperrt den steu- erbaren Schalter T3 erst dann wieder, wenn die Spannung an der zweiten Kapazität unter einen zweiten Schwellenwert abge- sunken ist, der niedriger als der erste Schwellenwert ist.

Beim Einschalten des Schalters T3 erfolgt die Spannungsver- sorgung des Impulsgebers aus der zweiten Kapazität C2, woraus kurz nach dem Einschalten ein Absinken der Spannung über der zweiten Kapazität resultiert. Da der zweite Schwellwert, der das Abschalten bestimmt, kleiner als der erste Schwellwert ist, der das Einschalten bestimmt, wird verhindert, dass bei einem Absinken der Spannung über der Kapazität nach dem Ein- schalten des Schalters T3 dieser sofort wider gesperrt und die Spannungsversorgung des Impulsgebers unterbrochen wird.

Die Anordnung aus dem Schwellwertdetektor SD1 und dem Schal- ter T3 liefert an den Versorgungsspannungseingang des Impuls- gebers bei dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel ein von der Spannung über der zweiten Kapazität Cl abhängiges Signal, wobei dieses Signal zur Spannungsversorgung des Im- pulsgebers dient und der über der Kapazität Cl anliegenden

Spannung entspricht, wenn diese Spannung den ersten Schwel- lenwert übersteigt.

Das in der Figur 2 gezeigte zweite Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteiles zeigt primärseitig densel- ben Aufbau wie das in der Fig. 1 abgebildete Schaltnetzteil.

Die Wechselspannungseingänge eines Brückengleichrichters BR, an denen eine Wechselspannung UW anliegt, sind über eine Rei- henschaltung aus drei Kondensatoren C2, C3 und C4 miteinander verbunden. Die beiden Kondensatoren C2 und C4 dienen als so- genannte Y-Kondensatoren der Entstörung. Parallel zum Konden- sator C3 ist eine Diode D3 geschaltet. Der eine gemeinsame Verbindungspunkt der Kapazität C3 und der Diode D3 liegt auf der sekundärseitigen Masse. Parallel zu den Gleichspannungs- ausgängen des Brückengleichrichters BR liegt eine Kapazität C5. Der eine Gleichspannungsausgang des Brückengleichrichters BR liegt auf der primärseitigen Masse, während der andere Gleichspannungsausgang des Brückengleichrichters BR über die Primärwicklung Li eines Übertragers TR1 mit der Drain- Elektrode eines Feldeffekttransistors Tl verbunden ist, des- sen Source-Elektrode auf der primärseitigen Masse liegt. Pa- rallel zu der ersten Sekundärwicklung L2 des Übertragers TR1 liegt eine Reihenschaltung aus einer Diode Dl und einer Kapa- zität C1. Der gemeinsame Verbindungspunkt der ersten Sekun- därwicklung L2 und der Kapazität Cl liegt auf der sekundär- seitigen Masse. Der gemeinsame Verbindungspunkt der beiden Kondensatoren C2 und C3 ist über eine Diode D2 mit dem ge- meinsamen Verbindungspunkt der Diode D1 und der Kapazität Cl verbunden. Der gemeinsame Verbindungspunkt der Diode D1 und der Kapazität Cl ist über die Emitter-Kollektor-Strecke eines als Schalter dienenden Transistors T3 sowie zwei in Reihe da- zu geschaltete Dioden D5 und D6 mit dem einen Versorgungs- spannungseingang eines Impulsgebers PS verbunden, dessen an- derer Versorgungsspannungseingang auf der sekundärseitigen Masse liegt. Parallel zur Kapazität Cl liegt ein Spannungs- teiler aus einem Widerstand R1 und R2, dessen Mittelabgriff

mit der Basis eines Transistors T2 und über einen Widerstand R4 mit dem Kollektor des Transistors T3 verbunden ist. Die Basis des Transistors T3 liegt über eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R3 und der Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors T2 auf der sekundärseitigen Masse.

Parallel zu einer zweiten Sekundärwicklung L3 des Übertragers TR1 liegt eine Reihenschaltung aus einer Diode D4 und einer Kapazität C6. Der gemeinsame Anschluss der zweiten Sekundär- wicklung L3 und der Kapazität C6 liegt auf der sekundärseiti- gen Masse. Parallel zur Kapazität C6 liegt ein Spannungstei- ler aus einem Widerstand R5 und R6, dessen Mittelabgriff mit der Basis eines Transistors T4 verbunden ist. Der Emitter des Transistors T4 liegt auf der sekundärseitigen Masse, während dessen Kollektor über einen Widerstand R8 mit der Basis eines Transistors T5 verbunden ist. Der eine Versorgungsspannungs- eingang des Impulsgebers PS ist über die Emitter-Kollektor- Strecke des Transistors T5 mit dem Eingang eines Spannungs- stabilisators S verbunden, dessen Ausgang mit dem einen Ver- sorgungsspannungseingang einer Steuereinheit pP und eines Infrarotverstärkers IR verbunden ist. Die anderen Versor- gungsspannungseingänge der Steuereinheit UP, die zum Beispiel ein Mikroprozessor sein kann, und des Infrarotverstärkers IR liegen auf der sekundärseitigen Masse. Der Steuerausgang der Steuereinheit UP ist mit dem Steuereingang des Impulsgebers PS verbunden, dessen Impulsausgang über ein RC-Glied aus ei- nem Widerstand R7 und einer Kapazität C7 mit dem einen An- schluss der Primärwicklung L5 eines Übertragers TR2 verbun- den, deren anderer Anschluss auf der sekundärseitigen Masse liegt. Der eine Anschluss der Sekundärwicklung L4 des Ü- bertragers TR2 liegt auf der primärseitigen Masse, während deren anderer Anschluss mit der Gate-Elektrode des MOS- Feldeffekttransistors T1 verbunden ist.

Der Spannungsteiler aus den Widerständen R1 und R2 sowie der Transistor T2, der Widerstand R3 und der Widerstand R4 bilden den Schwellwertdetektor SD1, während der Schwellwertdetektor

SD2 aus dem Spannungsteiler mit den Widerständen R5 und R6, aus dem Transistor T4 und dem Widerstand R8 aufgebaut ist.

Der Widerstandsteiler aus den Widerständen R1 und R2 ist hochohmig ausgeführt, damit er nur einen geringen Teil des von den Y-Kondensatoren C2 und C4 gelieferten Stromes gegen die sekundärseitige Masse ableitet. Wenn die Spannung an der Kapazität Cl den vorgebbaren Mindestwert erreicht, wird der Transistor T2 leitend, so dass der Schalttransistor einen Ba- sisstrom erhält und deshalb ebenfalls in den leitenden Zu- stand übergeht. Weil die am Kollektor des Schalttransistors T3 ansteigende Spannung über den Widerstand R4 auf die Basis des Transistors T2 rückgekoppelt ist, werden die beiden Tran- sistoren T2 und T3 nun voll durchgeschaltet. Um diese Rück- kopplung nicht zu beeinträchtigen, wird durch die Flussspan- nungen der beiden Dioden D5 und D6 der Impulsgeber zunächst aber noch stromlos gehalten. Erst wenn die Spannung am Kol- lektor des Transistors T3 die beiden Diodenschwellen überwun- den hat, wird der Impulsgeber PS mit einer Versorgungsspan- nung versorgt und sendet daher den ersten Einschaltimpuls ü- ber das RC-Glied aus dem Widerstand R7 und der Kapazität C7 an die Primärwicklung L5 des Übertragers TR2. Durch die in der Sekundärwicklung L4 des Übertragers TR2 induzierte Span- nung, die an der Gate-Elektrode des MOS-Feldeffekttransistors T1 anliegt, wird dieser Schalttransistor T1 eingeschaltet.

Die Dauer des Einschaltimpulses bestimmt der Impulsgenerator PS. Während des Einschaltimpulses liegt die vom Brücken- gleichrichter BR gelieferte Gleichspannung an der Kapazität C5, für die vorzugsweise ein Elektrolytkondensator vorgesehen ist. Wegen des leitenden MOS-Transistors T1 liegt diese Span- nung auch an der Primärwicklung Ll des Übertragers TR1. Der Wickelsinn der Sekundärwicklung L2 des Übertragers TR1 ist so gewählt, dass ein Durchflusswandler gebildet wird. Die Kapa- zität Cl wird nun durch den von der Sekundärwicklung L2 ge- lieferten und durch die Diode D1 fließenden Strom weiter auf- geladen. Der Aufladestrom durch die Diode D1 hängt von der Höhe der Wechselspannung UW am Brückengleichrichter BR und

vom Kopplungsgrad zwischen der Primärwicklung L1 und der Se- kundärwicklung L2 des Übertragers TR1 ab. Zur Strombegrenzung kann ein Widerstand oder eine Drossel mit einer Freilaufdiode vorgesehen sein. Die erste Sekundärwicklung L2 ist als Durch- flusswandler ausgeführt und die zweite Sekundärwicklung L3 ist als Sperrwandler ausgeführt, weil bei dieser Konfigurati- on ein sofortiges Nachladen der Kapazität Cl auch bei noch niedrigen Sekundärspannungen an dem Sperrwandler aus der Se- kundärwicklung L3 und der Diode D4 ermöglicht wird. Dies hat den Vorteil, dass die Spannung an der Kapazität Cl über dem zum Betrieb des Impulsgebers PS notwendigen Mindestwert liegt.

Nach dem Einschaltimpuls für den MOS-Feldeffekttransistor T1 gibt der Übertrager TR1 seine magnetische Energie über die zweite Sekundärwicklung L3 und die Diode D4 an die Kapazität C6 ab, die ebenfalls wie die Kapazität Cl vorzugsweise als Elektrolytkondensator ausgeführt ist. Weil der Wickelsinn der Sekundärwicklung L3-die als Sperrwandler ausgeführt ist- dem Wickelsinn der ersten Sekundärwicklung L2 entgegengesetzt ist, wird die Kapazität Cl jetzt hauptsächlich durch den Be- triebsstrom für den Impulsgenerator PS entladen, der über den Transistor T3 und die Dioden D5 und D6 fließt. Sinkt die Ver- sorgungsspannung am Impulsgeber PS unter einen vorgebbaren Schwellwert, so gibt der Impulsgenerator PS den nächsten Ein- schaltimpuls an den MOS-Transistor T1 ab. Durch diese Maßnah- me wird die Spannung an der Kapazität Cl stets über dem vor- gegebenen Mindestwert gehalten. Der Eigenstromverbrauch des Impulsgebers PS und die Breite der Einschaltimpulse bestimmen dabei die Frequenz. Das Tastverhältnis zwischen dem Ein- schaltimpuls und der Periodendauer ist so groß gewählt, dass der Übertrager TR1 bis zum nächsten Einschaltimpuls genügend Zeit zur Entmagnetisierung hat. Wegen der Sperrwandlerfunkti- on der zweiten Sekundärwicklung L3 des Übertragers TR1 wird die Kapazität C6 immer weiter aufgeladen, bis die Spannung an der Kapazität C6 den vorgebbaren Mindestwert erreicht, bei dem der Transistor T4 in den leitenden Zustand übergeht. Mit

steigender Spannung an der Kapazität C6 verkürzt sich die Entmagnetisierungszeit des Übertragers TR1. Der durchgeschal- tete Transistor T4 zieht über den Widerstand R8 die Basis des Transistors T5 auf die sekundärseitige Masse, so dass der Transistor T5 leitend wird und die am gemeinsamen Verbin- dungspunkt der Diode D6 und dem einen Versorgungsspannungs- eingang des Impulsgebers PS herrschende Spannung an den Ein- gang des Spannungsstabilisators S legt. Sowohl die Steuerein- heit UP als auch der Infrarotverstärker IR erhalten deshalb eine stabilisierte Versorgungsspannung. Das Einschalten der Steuereinheit liP erst nach dem Einschalten des Impulsgebers PS hat den Vorteil, dass der Stromverbrauch während des ers- ten Teils des Anlaufs gering ist, und dass die Schaltfrequenz tief genug liegt, um genügend Zeit zur Entmagnetisierung des Übertragers TR1 zur Verfügung zu haben.

Wenn die Steuereinheit AP nur einen geringen Strom benötigt, sind die Widerstände R5, R6 und R8 sowie die Transistoren T4 und T5 nicht erforderlich. Wenn für die Steuereinheit AP bei- spielsweise ein Mikroprozessor in CMOS-Technologie ohne Quer- strom vorgesehen ist, genügt es auch, den Oszillator verzö- gert freizugeben, falls er nicht von vornherein verzögert an- schwingt.

Die Steuereinheit AP wird eingeschaltet, läuft an und über- nimmt die Steuerung des Impulsgebers PS. Die Steuereinheit HP übernimmt auch nach dem Anlauf die Steuerung des Schaltnetz- teiles für alle vorgesehenen Betriebsarten, falls er vom Inf- rarotverstärker IR die entsprechenden Einschaltbefehle er- hält. Anderenfalls kann das Schaltnetzteil beispielsweise im Standby-Zustand verbleiben.

Weil die erste Sekundärwicklung L2 des Übertragers TR1 und die Diode D1 einen Durchflusswandler bilden, lässt sich der Standby-Betrieb so gestalten, dass die Spannung an der Kapa- zität Cl von der Steuereinheit AP unabhängig von der Wechsel- spannung UW am Eingang des Schaltnetzteiles geregelt wird,

während die Spannung am Sperrwandler aus der zweiten Sekun- därwicklung L3 und der Diode D4 stark absinkt. Durch diese Maßnahme kann der Wirkungsgrad im Standby-Betrieb in vorteil- hafter Weise erhöht werden.

Fig. 3 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines erfin- dungsgemäßen Schaltnetzteils, das sich von den in den Fig. 1 und 2 dargestellten Schaltnetzteilen durch die Wahl des Im- pulsgebers und durch die Zuführung der Spannung über der Ka- pazität Cl zu dem Impulsgeber PS unterscheidet. Bei den zuvor beschriebenen Ausführungsbeispielen wird der Impulsgeber PS abhängig von der Spannung über der zweiten Kapazität Cl an die zweite Kapazität Cl angeschlossen, um eine Spannungs-und Stromversorgung zu gewährleisten. Der Impulsgeber kann dabei nur Strom aufnehmen, wenn der Schalter T3 geschlossen ist.

Demgegenüber weist der Impulsgeber PS2 nach Fig. 3 einen ers- ten Eingang E1 und einen zweiten Eingang E2 auf, wobei einer E1 der beiden Eingänge als Spannungsversorgungseingang und der andere E2 der beiden Eingänge als Spannungsdetektionsein- gang dient. Der gemeinsame Knoten der Diode D1 und der Kapa- zität Cl ist bei diesem Ausführungsbeispiel direkt an die beiden Eingänge E1, E2 angeschlossen. Abhängig von der an dem Spannungsdetektionseingang E2 anliegenden Spannung nimmt der Impulsgeber PS2 einen ersten oder einen zweiten Zustand an, wobei der Impulsgeber PS2 im ersten Zustand keine Ansteuerim- pulse für den steuerbaren Schalter T1 erzeugt und einen ge- genüber dem zweiten Zustand geringen Strom über den Span- nungsversorgungseingang El aufnimmt. Dieser erste Zustand entspricht einem Standby-Zustand des Impulsgebers. Im zweiten Zustand erzeugt der Impulsgeber PS2 Ansteuerimpulse für den steuerbaren Schalter Tl und nimmt hierzu einen gegenüber dem ersten Zustand höheren Strom über den Spannungsversorgungs- eingang auf. Der zweite Zustand entspricht einem Betriebszu- stand des Impulsgebers PS2. Der Impulsgeber ist derart aus- gestaltet, dass er vom ersten Zustand in den zweiten Zustand übergeht, wenn die Spannung an dem Spannungsdetektionseingang

einen ersten Schwellenwert übersteigt und dass der Impulsge- ber von dem zweiten Zustand in den ersten Zustand übergeht, wenn die Spannung an dem Spannungsdetektionseingang einen zweiten Schwellenwert unterschreitet, wobei der zweite Schwellenwert vorzugsweise kleiner als der erste Schwellen- wert ist.

Die dem Spannungsdetektionseingang E2 bei diesem Ausführungs- beispiel zugeführte Spannung dient als Signal, abhängig von dem der Impulsgeber PS2 Ansteuerimpulse für den Schalter Tl erzeugt.

Ein erster Vorteil der Erfindung ist darin zu sehen, dass den ohnehin in einem Schaltnetzteil vorhandenen Y-Kondensatoren eine zweite Aufgabe zukommt. Ein zweiter Vorteil liegt darin, dass alle weiteren zusätzlichen diskreten Bauteile mit nied- riger Spannung betreibbar sind, so dass die Schaltung gut zur Integration geeignet ist.