TITRE : Procédé de télécommunication avec codage binaire à symboles à répétition et dispositifs correspondants

Domaine de l’invention

La présente invention se rapporte au domaine des télécommunications. Au sein de ce domaine, l'invention se rapporte plus particulièrement aux communications numériques avec émission d’un signal radio (6G, 5G, WiFi, etc.) qui utilise une modulation multi porteuses avec des contraintes de robustesse vis-à-vis des variations de phase.

Elle s’applique notamment aux points d’accès et aux dispositifs portables de télécommunication compatibles de standards (6G, etc.) pour lesquels la bande fréquentielle de transmission s’étend au- delà du Giga Hertz.

Art antérieur

Les communications numériques font référence à des chaînes de transmission numérique qui utilisent des modules de traitement du signal bien connus tels qu’illustrés par la figure 1.

Une chaîne classique est schématisée par la figure 1. Cette chaîne récupère des données d’entrée Bit provenant d’une source binaire telle que les données binaires soient représentatives par exemple d’un signal audio (voix), d’un signal multi média (flux de télévision, flux Internet), etc. Les données d’entrée sont codées par un codeur correcteur d’erreur COD (par exemple Turbo Code, LDPC, code polaire (Polar code)). Un entrelaceur ENT entrelace les données codées. Un codeur binaire à symbole MAP convertit un paquet de données binaires, par exemple un mot de code, en un point d’une constellation (BPSK, QPSK, mQAM, etc.).

Ce codeur MAP est aussi dit mappeur et il est dit de manière équivalente que le mappeur mappe les données d’entrées sur les points de la constellation. Les symboles de sortie de ce mappeur sont constitués des symboles de la constellation selon le mappage des données d’entrée ou de manière équivalente on parle des données mappées pour désigner les symboles de sortie. Les symboles sont modulés par un modulateur MOD multi porteuses à N sous-porteuses pour générer des symboles multi porteuses. La sortie du modulateur alimente un amplificateur de puissance de l’émetteur pour émettre un signal radio.

Il est à noter que le m de l’expression mQAM (Quadrature Amplitude Modulation selon la terminologie anglo-saxonne) désigne l’ordre de modulation. Le codeur binaire à symbole permet de projeter dit aussi mapper les données binaires issues du codeur de canal (codeur correcteur d’erreur) sur un plan à deux axes suivant une constellation donnée. Chaque point de la constellation transporte ainsi un paquet formé d’un ou de plusieurs bits. Par exemple pour le mappage sur des constellations BPSK, QPSK ou mQAM le nombre de bits pouvant être mappés sur un point donné de la constellation est le suivant :

1 bit pour une BPSK,

2 bits pour une QPSK ou une 4-QAM, 3 bits pour une 8-QAM,

4 bits pour une 16-QAM, etc .. .

Parmi les modulations multi porteuses, la modulation OFDM (Orthogonal Frequency-division Multiplexing selon la terminologie anglo-saxonne) s’est avérée comme la modulation de référence depuis son adoption dans les différents standards comme le DAB, DVBT, ADSL, 4G et 5G. Les qualités intrinsèques de cette modulation OFDM ont assurées son succès dans les standards précités. Parmi ces qualités on peut citer celle liée à un spectre moins étalé que celui d’une modulation mono-porteuse, celle liée à la résistance aux canaux dispersifs en temps et celle liée à la réception qui peut se faire avec une égalisation simple avec un coefficient par porteuse (i.e. traitement ZF pour Zero Forcing selon la terminologie anglo-saxonne).

La figure 2 illustre la sortie d’un modulateur mettant en œuvre une modulation OFDM. Un tel modulateur OFDM est souvent réalisé au moyen d’une transformée inverse de Fourier (IFFT). Les différentes porteuses d’un symbole OFDM sont modulées avec les points de la constellation sur lesquels les paquets de données ont été mappés. L’intervalle fréquentielle entre porteuses est de 1/t _s avec t _s la durée d’un symbole OFDM. Un intervalle de garde de durée A est inséré entre deux symboles symb OFDM successifs. Cet intervalle de garde permet d’absorber les échos provoqués par les réflexions multiples lors des transmissions radio par le canal qui est généralement l’air. Cet intervalle peut être utilisé pour effectuer une première synchronisation temporelle dite grossière du système (entre un émetteur et un récepteur). Il pout ainsi permettre à la réception de positionner la fenêtre FFT avant de démoduler le signal radio reçu. La mise en œuvre de la FFT en réception permet d’effectuer le traitement inverse de la IFFT mise en œuvre à l’émission i.e permet de démoduler les symboles OFDM reçus.

Les figures 3, 4 et 5 représentent un mappage respectivement sur une QPSK, une 16QAM ou une 64QAM respectant un codage de Gray. Le codage de Gray est tel qu’entre un point de la constellation et chacun des points les plus proches, les paquets de bits mappés sur ces deux points se distinguent par seulement un bit. Cette particularité a pour avantage de limiter le nombre de bits affectés p>ar une mauvaise évaluation en réception du point de constellation reçu.

Les figures 4 et 5 illustrent le fait que plus l’ordre m de modulation est élevé plus le système transmet d’informations binaires et pout atteindre un débit de transmission élevé et donc améliore l’efficacité spectrale du système. Toutefois, plus l’ordre de modulation est élevé et moins le système résiste aux perturbations liées au canal et au Bruit Blanc Additif Gaussien (BBAG).

Ainsi, le choix de l’ordre de modulation doit tenir compte de la qualité du lien de transmission pour espérer atteindre le débit maximal possible.

La Modulation d’ Amplitude sur deux porteuses en Quadrature (MAQ : Modulation d' Amplitude en Quadrature ou QAM - Quadrature Amplitude Modulation selon la terminologie anglo-saxonne) pout être dénommée comme un mappage « cartésien ». Ce mappage est généralement associé à un codage de Gray. Bien que pour un même système d’accès radio (RAN), plusieurs typos de mappage peuvent être spécifiés, le mappage MAQ est le plus utilisé. En effet, il assure une distance euclidienne uniforme entre les points de la constellation et il peut être décodé de manière simple avec des solutions à seuil. Un mappage MAQ permet ainsi de garantir des débits élevés. Un mappage MAQ est par exemple retenu dans les standards DVB-T, IEEE 802.11 (WiFi), 3GPP 4G (release et suivantes) et récemment dans le standard 5G du 3GPP (release 15 et suivantes).

Le codeur correcteur d’erreur COD dit aussi codeur canal met en œuvre un code généralement basé sur un code « mère » ou code de base auquel correspond un rendement de base. Ainsi, le code de base est de 1/2 pour un turbo code duo-binaire, il est plus souvent de 1/3 voire de 1/5 pour les nouveaux codes LDPC du standard 5G du 3GPP. La figure 6 illustre un turbocodeur de rendement 1/3. Le turbocodeur comprend un premier encodeur Encod I, un deuxième encodeur Encod II et un entrelaceur n. Les données de sortie comprennent une partie systématique composée des données d’entrée x _i et une partie redondance y _i . La partie redondance comprend les données codées et les données codées y ₂ . Les données codées y1 sont issues du codage par le premier encodeur Encod I des données d’entrée x _i . Les données codées y ₂ sont issues du codage par le deuxième encodeur Encod II des données d’entrée x _i entrelacées. Les données issues du codage canal sont par la suite poinçonnées pour s’adapter au rendement de codage souhaité (2/3, 3/4 . . .).

Le codage permet d’introduire de la redondance dans les données binaires pour lutter contre les perturbations introduites généralement par le canal de transmission et qui se traduisent par des effacements ou des erreurs dus en particulier aux phénomènes d’évanouissement (fading). Pour obtenir des systèmes de communications plus robustes, un moyen est de diminuer le rendement de codage (nombre de bits utiles / nombre de bits total). Le standard 5G a ainsi prévu des rendements de codage de l’ordre de (1/5, 1/10 et 1/20) pour adresser les nouveaux services dits « très robustes » URLLC (Ultra-Reliable Low-Latency Communication) qui doivent répondre en particulier aux exigences de la télémédecine. Pour obtenir ces rendements très faibles la solution adoptée par le standard 5G est une répétition des données issues du codeur de base.

La répétition des données codées est une solution simple et qui apporte des résultats satisfaisants en termes de robustesse du système pour un canal dit Gaussien.

Toutefois, certains scénarios envisagés liés aux nouveaux standards comme la 5G ou à des futurs standards tablent sur un débit toujours plus important ce qui nécessite de décaler ou d’élargir le spectre radio dans ou vers les bandes hautes i.e. millimétriques (autour des 26GHz en France) et dans un avenir proche (évolutions du standard 5G, standard 6G) dans des bandes encore plus élevées : les Térahertz.

Or, plus les fréquences de transmission augmentent plus les imperfections des oscillateurs sont importantes introduisant des variations de phase en plus de celles dues au Doppler lié au déplacement du récepteur. En outre, le nombre de bits de quantification limité pour les Convertisseurs Analogique-Numérique et Numérique-Analogique (CAN et CNA) entraine un rapport signal à bruit plus faible dans les Térahertz que pour des bandes de fréquence plus basses. Il existe donc un besoin pour un procédé de télécommunication prenant en compte des contraintes de robustesse liées aux variations de phase et pouvant être compatible d’une bande fréquentielle de transmission qui peut s’étendre au-delà du Giga Hertz.

Caractéristiques principales de l’invention

L’invention a pour objet un procédé de télécommunication comprenant un codage de rendement rl par un codeur binaire, un mappage de données par un mappeur sur des points d’une constellation pour obtenir des symboles, une modulation multi porteuses par un modulateur à N sous-porteuses avec mappage des symboles sur les N sous-porteuses et une transmission des symboles multi porteuses. Le procédé comprend : une répétition de symboles avant mappage sur les N sous-porteuses du modulateur.

La répétition des symboles issus du mappeur permet d’augmenter la robustesse de la transmission vis-à-vis des évanouissements introduits par le canal de propagation et vis-à-vis des bruits de phase. En outre, le procédé ne modifie pas l’énergie du signal multi porteuses ni son spectre tout en gardant une complexité très réduite.

L’invention a en outre pour objet un procédé de réception comprenant : une démodulation d’un symbole multi porteuses reçu pour estimer N symboles, un moyennage des répétitions d’un même symbole pour estimer un symbole d’une constellation, un démappage des symboles pour estimer des données mappées sur ces symboles de constellation, un décodage des données.

L’invention a en outre pour objet un équipement de télécommunication qui comprend : un codeur binaire de rendement r 1 , un mappeur pour mapper des données d’entrée sur des points d’une constellation et pour générer des symboles, un modulateur à N sous-porteuses pour moduler un bloc de N symboles constitué de L symboles et d’au moins une répétition d’au moins un des L symboles, les répétitions définissant un nouveau rendement r2=rlxL/N, pour générer des symboles multi porteuses, un émetteur pour transmettre un signal radio représentatif des symboles multi porteuses.

L’invention a en outre pour objet un équipement de télécommunication qui comprend : un démodulateur à N sous-porteuses pour démoduler un symbole multi porteuses reçu et estimer N symboles, un dé-répétiteur pour moyenner des répétitions d’un même symbole et estimer un symbole d’une constellation, un démappeur pour démapper L symboles de constellation et estimer des données mappées sur ces symboles de constellation, un décodeur pour décoder les données. L’invention a en outre pour objet un signal numérique émis ou reçu comprenant un symbole multi porteuses construit à partir de symboles d’une constellation polaire dont au moins un des symboles a été répété avant modulation multi porteuse pour former un motif de répétition, une constellation polaire comprenant un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire , dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes délimitant quatre quadrants, sont déterminées telles que nombre réel positif étant le pas en amplitude de la constellation.

Selon un mode de réalisation, un même nombre de répétitions est appliqué à tous les symboles avant mappage.

Selon un mode de réalisation, parmi les N symboles mappés sur les N sous-porteuses, au moins un symbole n’est pas répété ou son nombre de répétitions est différent du nombre de répétitions d’un autre symbole.

Selon un mode de réalisation, le nombre de répétitions est déterminé pour obtenir un rendement r2 inférieur à r1.

Selon un mode de réalisation, le procédé comprend en outre un entrelacement après répétition, des N symboles mappés sur les N sous-porteuses.

Selon un mode de réalisation, la constellation comprend un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes, sont déterminées telles que nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation.

Une constellation polaire selon l’invention comprend un ensemble de M points dont les coordonnées sont exprimées sous forme polaire

Un déphasage sur un ou plusieurs des points mappés sur les porteuses peut intervenir lors de la transmission, par exemple du fait d’un effet Doppler lié à un déplacement de l’émetteur et/ou du récepteur, ou du fait des imperfections des oscillateurs. Malgré cette variation, le récepteur peut avantageusement déterminer sans ambiguïté les points reçus de la constellation. En effet, la constellation polaire permet d’absorber jusqu’à une certaine valeur de déphasage déterminée par le nombre de points de la constellation sur un même cercle.

La constellation polaire utilisée permet en outre d’ augmenter la résilience du système vis-à-vis des variations de phase provoquées par les imperfections des oscillateurs, en particulier pour les fréquences hautes au-delà des 6 GHz.

Selon un mode de réalisation, le pas est un paramètre.

Ainsi, le procédé de télécommunication selon l’invention permet d’adresser différents contraintes vis-à-vis des variations d’amplitude (bruit) en modifiant la valeur du pas qui est paramétrable. Ce procédé est donc très souple et adaptable en fonction des contraintes de bruit.

Selon un mode de réalisation, les deux axes délimitent des quadrants et les coordonnées polaires sont déterminées par quadrant :

Ce mode permet d’utiliser des ordres de modulation importants pour répondre à la demande croissante de débit même en l’absence de pilotes tout en permettant d’absorber une variation de phase pouvant aller jusqu’à π/2 en limitant à quatre le nombre de points sur un même cercle.

Selon un mode de réalisation, pour chaque quadrant

La constellation polaire selon ce mode est définie par quadrant et répliquée entre les différents quadrants avec la particularité que la phase des points est la même au sein d’un quadrant. Ce mode permet d’utiliser des ordres de modulation moyens pour répondre à la demande croissante de débit même en l’absence de pilotes tout en permettant d’absorber une variation de phase pouvant aller jusqu’à π/2 en limitant le nombre de points sur un même cercle à quatre.

Selon un mode de réalisation, M = 16, p = 1 et pour chaque quadrant avec a un entier naturel.

Ce mode de réalisation est particulièrement avantageux car les symboles obtenus peuvent être démodulés par un démodulateur classique, ils sont compatibles des démodulateurs adaptés à la modulation 16-QAM classique selon laquelle les quatre points d’un quadrant sont répartis selon un carré.

Selon un mode de réalisation, les deux axes délimitent des quadrants et les coordonnées polaires sont déterminées par ensemble de deux quadrants

Ce mode permet d’utiliser des ordres de modulation importants pour répondre à la demande croissante de débit même en l’absence de pilotes tout en permettant d’absorber une variation de phase pouvant aller jusqu’à π en limitant le nombre de points sur un même cercle à deux.

Selon un mode de réalisation, les deux axes délimitent des quadrants et pour deux quadrants pris . . ensemble

La constellation polaire selon ce mode est définie par bloc de deux quadrants et répliquée entre ces deux blocs avec la particularité que la phase des points est la même au sein d’un bloc.

Selon un mode de réalisation, les coordonnées polaires sont en outre déterminées telles que avec un réel non nul.

Ce mode utilise des constellations dites en spirale définies sur l’ensemble des quadrants i.e. 2n, c’est-à-dire que les quatre quadrants sont considérés comme un tout. Ce mode de réalisation du procédé permet d’introduire une variation de phase qui peut aller jusqu’à 2n sur n’importe quel point de la constellation. Bien qu’aucune transmission d’une information de rotation de phase au récepteur n’intervienne selon le procédé, le récepteur peut déterminer sans ambiguïté les points de constellation reçus puisque la constellation permet d’absorber toute rotation de phase jusqu’à 2n. Un tel mode est particulièrement adapté pour des systèmes confrontés à beaucoup de bruit de phase ce qui est le cas lorsque les communications interviennent dans la bande des TéraHz. En effet, les oscillateurs présentent beaucoup de bruit de phase à ces fréquences. Les constellations en spirale permettent d’obtenir aussi bien une bonne immunité au bruit qu’une bonne immunité aux variations de phase et sont donc particulièrement avantageuses pour les communications dans le domaine des TéraHz.

Ce mode présente une aussi bonne robustesse aux variations de phase qu’un mode selon lequel tous les points de la constellation ont la même phase mais en outre il augmente avantageusement la distance minimale euclidienne des points de la constellation.

Selon un mode de réalisation, les coordonnées polaires sont en outre déterminées telles que

La constellation polaire selon ce mode comprend des points ayant tous la même phase avec un pas d’amplitude constant entre deux pas voisins. Ce type de constellation polaire présente une grande immunité aux variations de phase i.e. pouvant aller jusqu’à 2n mais une immunité relativement faible au bruit.

Selon un mode de réalisation, la modulation est mise en œuvre par une transformée de Fourier inverse.

La transformée de Fourier inverse permet d’effectuer efficacement et simplement la transformation d’un domaine fréquentiel à un domaine temporel et d’obtenir un symbole OFDM.

Selon un mode de réalisation, le procédé comprend en outre : une estimation par symbole de constellation d’une erreur de phase en comparant des projections sur des axes en quadrature du symbole avec les points de la constellation, une correction des symboles de constellation d’une erreur de phase commune après moyennage des erreurs de phase estimées.

Les avantages des procédés sont aussi ceux des dispositifs et vice versa.

Liste des figures

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de modes de réalisation, donnés à titre de simples exemples illustratifs et non limitatifs, et des dessins annexés, parmi lesquels :

[Fig 1] La figure 1 est un schéma illustrant une chaîne de traitement en bande de base en émission selon F art antérieur,

[Fig 2] La figure 2 est une représentation classique temps-fréquence de symboles OFDM,

[Fig 3] La figure 3 est une représentation d’une constellation QPSK classique,

[Fig 4] La figure 4 est une représentation d’une constellation 16QAM classique,

[Fig 5] La figure 5 est une représentation d’une constellation 64QAM classique,

[Fig 6] La figure 6 est un schéma d’un turbocodeur de rendement 1/3,

[Fig 7] La figure 7 est une représentation d’une constellation polaire en spirale,

[Fig 8] La figure 8 est une illustration du résultat d’un écart en fréquence entre l’émetteur et le récepteur avec la constellation en spirale de la figure 7, [Fig 9] La figure 9 est une représentation d’une constellation polaire définie par quadrant de π/2 [Fig 10] La figure 10 représente le maximum de la variation de phase due par exemple à un effet Doppler que peut absorber la constellation de la figure 9,

[Fig 11] La figure 11 est un schéma simplifié d’une chaîne d’émission en bande de base selon un mode de réalisation de l’invention,

[Fig 12] La figure 12 est un schéma simplifié d’une chaîne de réception en bande de base selon un mode de réalisation de l’invention,

[Fig 13] La figure 13 est un schéma d’un mode de réalisation du traitement effectué sur les répétitions par le module DREP,

[Fig 14] La figure 14 est un schéma pour un mode FDD de la correction effectuée par un module Δφ du récepteur d’un utilisateur UE1,

[Fig 15] La figure 15 est un schéma pour un mode FDD de la correction effectuée par un module Δφ d’une station de base qui reçoit plusieurs utilisateurs,

[Fig 16] La figure 16 est un schéma simplifié d’une chaîne de réception en bande de base pour un mode TDD avec une correction de phase effectuée dans le domaine temporel selon un mode de réalisation de l’invention,

[Fig 17] La figure 17 est un schéma de la structure simplifiée d’un mode de réalisation d’un équipement selon l’invention apte à mettre en œuvre un procédé de télécommunication selon l’invention,

[Fig 18] La figure 18 est un schéma de la structure simplifiée d’un mode de réalisation d’un équipement selon l’invention apte à mettre en œuvre un procédé de réception selon l’invention, [Fig 19] La figure 19 présente des courbes qui illustrent les performances obtenues en termes de taux d’erreur binaire (TEB) en fonction du rapport signal à bruit blanc additif gaussien (SNR) obtenues avec une technique conventionnelle dans le cas d’une constellation 16QAM,

[Fig 20] La figure 20 présente des courbes qui illustrent les performances obtenues en termes de taux d’erreur binaire (TEB) en fonction du rapport signal à bruit blanc additif gaussien (SNR) obtenues avec un procédé selon l’invention dans le cas d’une constellation 16QAM,

[Fig 21] La figure 21 présente des courbes qui illustrent les performances obtenues en termes de taux d’erreur binaire (TEB) en fonction du rapport signal à bruit blanc additif gaussien (SNR) obtenues avec un procédé selon l’invention dans le cas d’une constellation polaire à 16 points, [Fig 22] La figure 22 présente des courbes qui donnent le niveau de SNR minimal en fonction du Doppler pour obtenir un taux d’erreur binaire inférieure à 5.10 ^-5 en sortie du système obtenues avec un procédé selon l’invention pour les lignes formées des carrés et obtenues avec un procédé conventionnel pour les courbes formées de croix.

Description de modes de réalisation particuliers

Le principe général de l’invention repose sur la répétition de symboles issus d’un codage binaire à symbole et avant leur modulation par un modulateur multi porteuses. Les symboles correspondent à des points de la constellation utilisée à l’émission. L’invention permet ainsi d’introduire de la redondance plus près de la modulation que ne le fait un codeur de canal et de lutter plus efficacement vis-à-vis des perturbations (évanouissements) introduites par le canal ou vis-à-vis du bruit de phase. Tous les symboles issus du mappeur peuvent être répétés en un nombre identique ou en des nombres différents entre les symboles. Lorsqu’au moins un nombre de répétition( s) est différent des autres, le procédé peut consister à répéter d’un même nombre R tous les symboles puis à supprimer les copies de symboles en trop pour atteindre le ou les nombres respectifs de répétition(s). La suppression peut alors s’apparenter à un poinçonnage des symboles pour atteindre le nombre de répétition(s) défini par symbole issu du mappeur. Le nombre de répétition(s) et l’éventuelle suppression de répétition(s) sont conformes à un motif mot qui détermine un rendement. Ainsi, en ajustant les nombres de répétition(s) pour les différents symboles issus du mappeur, le procédé permet d’obtenir des rendements très variables sur une large étendue. A un rendement peut correspondre plusieurs motifs. A un motif correspond un seul rendement. L’exemple suivant est basé sur une constellation QAM. Les points Qi de la constellation sont complexes et peuvent s’exprimer sous la forme : Qi = ai + jbi. Les valeurs ai et bi de chaque point de constellation en sortie du mappeur dépendent des données binaires di du flux en entrée du mappeur. Le flux binaire comprend typiquement des données ayant été codées en amont dans la chaîne d’émission par un codeur canal.

Considérons que la sortie du mappeur est la suivante : QO, Ql, Q2, Q3 pour un rendement de base q

La répétition de certains symboles selon l’invention permet d’obtenir des rendements différents. Par exemple : un rendement q/2 peut être obtenu avec le motif : QO, QO, Ql, Ql, Q2, Q2, Q3, Q3 un rendement q/3 peut être obtenu avec le motif : QO, QO, QO, Ql, Ql, Ql, Q2, Q2, Q2, Q3, Q3, Q3 un rendement q/4 peut être obtenu avec le motif : QO, QO, QO, QO, Ql, Ql, Ql, Ql, Q2, Q2, Q2, Q2, Q3, Q3, Q3, Q3 un rendement 2q/5 peut être obtenu avec le motif : QO, QO, QO, Ql, Ql, Q2, Q2, Q2, Q3, Q3 La ou les répétitions d’un même symbole de sortie du mappeur peuvent être contigües comme illustré ci-dessus ou non contigües. Un entrelacement peut être effectué sur la succession des symboles avec répétition(s) contigüe(s) pour obtenir une suite des symboles dans laquelle au moins une répétition voire toutes les répétitions ne sont pas contigües. Cet entrelacement peut intervenir simultanément avec le mappage des symboles sur les sous-porteuses.

Selon un mode de réalisation, la constellation est une constellation polaire. Une constellation polaire est définie par M points répartis sur des cercles concentriques avec un pas p constant entre les cercles. Ces constellations ont l’avantage d’être moins sensibles aux variations de phase issues du Doppler ou issues des imperfections des oscillateurs que d’autres constellations classiques telles que des constellations QAM.

La constellation polaire s’appuie sur une base polaire et non cartésienne pour être invariant aux variations de phase.

Constellations polaires selon l’invention.

Le pas p est un nombre réel positif non nul. Les points de la constellation sont donc répartis sur au moins deux cercles distincts. Les M points ont des coordonnées exprimées sous forme polaire dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes délimitant quatre quadrants de taille π/2 , avec pour contrainte que est l’amplitude d’un point, φ _m est la phase de ce point. M est l’ordre de la modulation.

Pour exemple, une modulation 16QAM a un ordre M = 16.

La constellation a pour particularité qu’il y a au maximum un point sur chaque cercle par quadrant considéré pour l’expression sous forme polaire de la constellation. Lorsque la constellation est déterminée sur un quadrant de taille 2n, soit le quadrant alors il y a au maximum un point par cercle. Lorsque la constellation est déterminée par quadrant de taille it , soit pour les quadrants alors il y a au maximum un point par demi-cercle. Lorsque la constellation est déterminée par quadrant de taille n/2 , soit pour les quadrants alors il y a au maximum un point par quart de cercle.

Les coordonnées cartésiennes (x, y) avant normalisation correspondant aux coordonnées polaires des points de la constellation s’expriment sous la forme : avec

En paramétrant un pas p = 1 et en considérant que l’amplitude du premier point vaut un alors :

La figure 7 représente une première configuration d’une constellation polaire utilisée selon l’invention, dite en spirale. Cette première configuration a la particularité que les points sont répartis sur un quadrant qui représente [0 — 2π [. La configuration représentée correspond à une constellation d’ordre M = 16. Chaque point a pour coordonnées : et une phase φ _m avec un écart de phase déterminé entre deux points successifs i.e. sur deux cercles successifs, par exemple un écart constant de points successifs de la constellation en spirale ont ainsi un écart constant aussi bien en amplitude qu’en phase. Donc, contrairement à des configurations non illustrées, la phase φ _m n’est pas constante mais varie entre les points successifs. Cette première configuration est particulièrement avantageuse vis-à-vis des variations de phase car la démodulation en réception peut être réalisée sur uniquement une détection d’amplitude des points de constellation reçus. Toute variation de phase lors de la transmission entre l’émetteur et le récepteur n’impacte pas la démodulation. La figure 8 illustre le résultat d’un écart en fréquence entre l’émetteur et le récepteur avec la constellation définie ci-dessus sur plusieurs symboles OFDM consécutifs. La figure 8 illustre un exemple de la variation de phase pouvant impacter les points de la modulation dite en spirale, illustrée par la figure 7, qui reste acceptable pour l’obtention d’une démodulation correcte. Cette structure en « spirale » permet de résister à de fortes variations de phase entre l’émetteur et le récepteur du système. Ce mode de réalisation est particulièrement adapté pour des systèmes fonctionnant dans les TéraHertz pour lesquels il y a un bruit de phase très important dus à des oscillateurs peu performants.

La figure 9 représente une deuxième configuration d’une constellation polaire utilisée selon l’invention. Cette constellation est d’ordre M = 16. Elle a la particularité que le motif des points est reproduit entre les quatre quadrants, chaque quadrant représentant [0, π/2 [. Chaque point d’un quadrant a pour coordonnées : . Ainsi, pour chaque quadrant, il n’y a qu’un point par cercle concentrique et la phase φ _m du point m est choisie selon un critère déterminé, par exemple avec un pas constant de π/8 entre deux points ou un pas de zéro entre les deux points sur les cercles les plus éloignés dans un même quadrant. Ce deuxième mode est robuste face au bruit blanc additif gaussien car la distance minimale entre les points émis est grande. Selon l’exemple illustré de ce deuxième mode, la phase φ _m est un multiple de π/12 et plus particulièremen Ce deuxième mode de réalisation tel qu’illustré est très avantageux car il est compatible de nombreux démodulateurs OFDM existants capables de démoduler une modulation OFDM/16QAM. En effet, pour chaque quadrant, les points sont proches de ceux d’une constellation 16QAM classique telle que représentée en figure 4.

Fa figure 10 représente le maximum de la variation de phase due par exemple à un effet Doppler pouvant impacter les points de la modulation, illustrée par la figure 9, lors de la transmission, qui reste compatible de l’obtention d’une démodulation correcte en réception. Dans la limite de ce maximum i.e. tant que la variation de phase reste dans la limite de +TT/4 par rapport à la phase du point émis, le récepteur peut démoduler les points de la modulation reçus malgré la variation de phase entre l’émetteur et le récepteur et ceci sans ambiguïté.

Cette deuxième configuration d’une constellation polaire permet d’optimiser la robustesse vis-à-vis du bruit blanc additif gaussien avec une robustesse liée aux variations de phase moindre que pour la première configuration.

Le choix du pas p et de la phase φ _m des points de la constellation permet d’obtenir différentes constellations qui permettent de privilégier la robustesse vis-à-vis des variations de phase ou la robustesse vis-à-vis du bruit blanc additif Gaussien.

Fa figure 11 est un schéma simplifié d’une chaîne d’émission en bande de base représentant les étapes essentielles d’un procédé 10 selon l’invention. Ee codeur COD effectue un codage 11 de canal selon des techniques connues. La chaîne peut comprendre un entrelaceur pour entrelacer les données codées. Le flux binaire en entrée du mappeur est mappé 12 selon des techniques connues sur les points d’une constellation. La répétition 13 intervient entre le codeur binaire à symbole dit aussi mappeur MAP et le modulateur MOD qui génère 14 des symboles multi porteuses X _0fdm . Le modulateur MOD de type OFDM met classiquement en œuvre une FFT de taille N correspondant au nombre de sous-porteuses.

La figure 12 est un schéma simplifié d’une chaîne de réception en bande de base représentant les étapes essentielles d’un procédé 20 de réception selon l’invention.

Les symboles multi porteuses reçus Xr _Ofdm sont démodulés 21 par un démodulateur DEMOD qui effectue l’opération inverse du modulateur à l’émission. Un démodulateur de type OFDM met classiquement en œuvre une IFFT de taille N correspondant au nombre de sous-porteuses. Après démodulation, les symboles sont classiquement égalisés 22 c’est-à-dire qu’ils sont pondérés avec les coefficients du canal de transmission H qui sépare l’émetteur du récepteur. Connaissant le motif de répétition utilisé à l’émission, un symbole et ses répétitions sont ajoutés ensemble et normalisés 23 par le module DREP avant d’être transmis au démappeur DEMAP qui effectue 24 la fonction inverse du mappeur MAP.

La figure 13 est un schéma d’un exemple d’exploitation des répétitions effectuée par le module DREP. Ce module DREP connaît le motif de répétition utilisé à l’émission. L’exemple est relatif à une répétition avec un rendement q/4 qui correspond par exemple à l’exemple donné précédemment d’une répétition à l’émission avec le motif : QO, QO, QO, QO, Ql, Ql, Ql, Ql, Q2, Q2, Q2, Q2, Q3, Q3, Q3, Q3.

A la réception, les quatre occurrences d’un même symbole reçu sont sommées et la somme est normalisée i.e. divisée par quatre pour obtenir le symbole Qr^, par exemple Cette sommation normalisée permet de gagner sur le rapport sur bruit.

Dans le cas des constellations polaires utilisées en émission selon un mode de réalisation de l’invention, il est possible d’améliorer encore les performances en réception par rapport aux constellations QAM en déterminant 25 une erreur de phase par le module Δφ représenté en traits pointillés sur la figure 12.

Les coordonnées sur les axes Re(z) et Im (z) des points de constellation reçus peuvent s’écrire sous la forme :

Avec bx et by des bruits blancs additifs gaussien sur les voies I (Re(z)) et Q(Im (z)).

Pour une constellation polaire, le récepteur de type OFDM peut démoduler les données de la constellation en déterminant uniquement l’amplitude (ar(i)) du point reçu pour un quadrant. Par exemple pour la constellation en spirale illustrée par la figure 7, le quadrant vaut 2n, il n’y a qu’un point sur un cercle. En comparant l’amplitude ar(i) d’un point reçu avec l’amplitude des différents points de la constellation polaire, le module Acp peut déterminer le point dont l’amplitude est la plus proche, ce point est celui émis à l’origine, noté par exemple La phase du point d’origine est donc connu, il s’agit de φ ₍₁₎ .

Les projections sur les axes Re(z) et Im(z) du point reçu, par exemple Qr (1), donnent :

L estimation de cpr est donnée par :

L’estimation de Terreur de phase sur le point reçu Qr(1) est alors donnée par : avec bφ (1) du bruit sur l’estimation.

Pour la constellation illustrée par la figure 9 les opérations décrites précédemment pour la constellation en spirale (quadrant de 2π) sont réalisées pour un quadrant de π/4 après avoir identifié le quadrant auquel appartient le point reçu.

Pour un symbole multi porteuses reçu l’estimation d’erreur de phase peut être répétée par le module Δφ pour chacun des points issus du module DREP :

En effectuant la somme des différentes estimations d’erreur de phase pour plusieurs des points, ceci permet d’obtenir une amélioration de l’estimation de l’erreur de phase et de diminuer l’influence du bruit blanc : avec N _p le nombre de points utilisés pour estimer cette erreur de phase commune.

Le nombre N _p peut être égal au nombre de points en sortie du module DREP dans le cas d’une transmission en mode TDD (Time Division Duplex). En effet dans un mode TDD, un symbole multi porteuses Xr _Ofdm est destiné à un seul utilisateur i.e. un seul récepteur. Dans ce cas, si le récepteur est en mouvement il n’y a qu’un effet Doppler qui affecte le symbole multi porteuses Xr _Ofdm et donc tous les points en sortie du module DREP.

Le nombre N _p peut correspondre à un sous ensemble des sous porteuses réservées au sens descendant ou montant en mode FDD (Frequency Division Duplex). Par exemple dans le cas du standard 4G, N _p se déduit d’un multiple de 12 sous-porteuses puisque chaque utilisateur servi par une même station de base bénéficie d’un multiple de 12 sous-porteuses. La moyenne sur les estimations d’erreur de phase intervenant après la moyenne sur les répétitions, le nombre N _p est inférieure au nombre de sous porteuses attribuées à un utilisateur.

Les N _p points d’un symbole multi porteuses Xr _Ofdm peuvent ensuite être corrigés de l’estimation de l’erreur de phase commune. Cette correction peut se faire dans le domaine fréquentiel par le module Δφ comme représenté sur la figure 12.

La figure 14 est un schéma pour un mode FDD de la correction effectuée par un module Δφ d’un utilisateur UE1 auquel est destiné N _q sous-porteuses parmi les N sous porteuses d’un symbole multi porteuses X _O fdm transmis par une station de base. Après le module DREP il y a N _pl points à considérer pour l’estimation d’erreur de phase et pour le calcul de la moyenne pour obtenir l’erreur de phase commune Chaque point est pondéré de l’erreur de phase commune pour obtenir un point corrigé

La figure 15 est un schéma pour un mode FDD de la correction effectuée par un module Δφ d’une station de base qui reçoit plusieurs utilisateurs, trois selon l’exemple, UEj j=l, 2 ou 3, dans un même temps symbole multi porteuses.

Chaque utilisateur UEj se voit attribuer N _q j sous porteuses parmi les N sous porteuses. Après le module DREP il y a N _p j points à considérer par utilisateur UEj pour l’estimation d’erreur de phase et pour le calcul de la moyenne pour obtenir l’erreur de phase commune Pour l’utilisateur UE1, chaque point parmi les points Qui lui sont destinés est pondéré de l’erreur de phase commune pour obtenir un point corrigé Pour l’utilisateur UE2, chaque point parmi les points qui lui sont destinés est pondéré de l’erreur de phase commune pour obtenir un point corrigé Pour l’utilisateur UE3, chaque point parmi les points Qui lui sont destinés est pondéré de l’erreur de phase commune p _Our obtenir un point corrigé

Dans le cas d’une transmission en mode TDD (Time Division Duplex) la correction d’erreur de phase commune peut se faire dans le domaine fréquentiel comme pour le mode FDD mais aussi dans le domaine temporel par le multiplieur ® comme représenté sur la figure 16. Cette correction temporel nécessite une chaîne de réception avec deux branches, une première branche qui permet de déterminer l’erreur de phase commune en mettant en œuvre les étapes 21, 22, 23 et 25 déjà décrites en regard de la figure 12, une deuxième branche qui comprend le multiplieur ®, un autre démodulateur DEMO identique à celui de la première branche, le démappeur DEM AP et le décodeur DECOD. Cet autre démodulateur met en œuvre une démodulation 21 dont la sortie alimente le démappeur qui effectue le démappage 24. La sortie du démappeur peut alimenter un décodeur DECOD qui met en œuvre le décodage 26.

La structure simplifiée d’un mode de réalisation d’un équipement selon l’invention apte à mettre en œuvre un procédé de télécommunication selon l’invention est illustré par la figure 17. Cet équipement DEV_E peut tout aussi bien être une station de base qu’un terminal mobile. L’équipement DEV_E comprend un émetteur (non représenté), un microprocesseur pP dont le fonctionnement est commandé par l'exécution d’un programme Pg dont les instructions permettent la mise en œuvre d’un procédé de télécommunication 10 selon l’invention. L’équipement DEV_E comprend en outre un codeur COD, un mappeur MAP, un répéteur REP, un modulateur MOD, une mémoire Mem comprenant une mémoire tampon. Un modulateur MOD de type OFDM est classiquement réalisé en mettant en œuvre une transformée de Fourier inverse IFFT.

A l’initialisation, les instructions de code du programme Pg sont par exemple chargées dans la mémoire tampon Mem avant d’être exécutées par le processeur pP. Le microprocesseur pP contrôle les différents composants : codeur COD, mappeur MAP, répéteur REP, modulateur MOD, émetteur.

Le paramétrage de l’équipement comprend au moins le type de modulation et son ordre, le motif mot des répétitions ou le rendement et un éventuel paramètre d’entrelacement et/ou d’un éventuel paramètre de poinçonnage. L’ordre de la modulation détermine le nombre de points de la constellation. Lorsque le mappeur met en œuvre une constellation polaire, le paramétrage de l’équipement comprend en outre au moins le pas de la constellation ainsi que la valeur de a^.

Ainsi en exécutant les instructions, le microprocesseur pP pilote : le codage des Bits d’entrée, le mappage des données codées sur les points de la constellation pour générer des symboles, la répétition des symboles selon le motif mot et le mappage des symboles répétés sur les N sous-porteuses du modulateur pour obtenir après modulation des symboles multi porteuses, transmettre par l’émetteur le signal radio représentatif des symboles multi porteuses.

Lorsque la constellation est polaire, en exécutant les instructions, le microprocesseur pP : détermine les coordonnées polaires des points de la constellation : telles que

La structure simplifiée d’un mode de réalisation d’un équipement selon l’invention apte à mettre en œuvre un procédé de réception selon l’invention est illustré par la figure 18. Cet équipement DEV_R peut tout aussi bien être une station de base qu’un terminal mobile.

L’équipement DEV_R comprend un récepteur (non représenté), un microprocesseur pP dont le fonctionnement est commandé par l'exécution d’un programme Pg dont les instructions permettent la mise en œuvre d’un procédé de réception 20 selon l’invention. L’équipement DEV_R comprend en outre un démodulateur DEMOD, un égaliseur EGA, un dé-répétiteur DREP, un démappeur DEMAP, un décodeur DECOD, une mémoire Mem comprenant une mémoire tampon. Lorsque le démodulateur DEMOD est de type OFDM il met classiquement en œuvre une transformée de Fourier FFT. Lorsque la constellation est polaire l’équipement DEV_R peut en outre comprendre un correcteur d’erreur de phase Δφ ..

A l’initialisation, les instructions de code du programme Pg sont par exemple chargées dans la mémoire tampon Mem avant d’être exécutées par le processeur pP. Le microprocesseur pP contrôle les différents composants : démappeur DEMAP, démodulateur DEMOD, récepteur. Le récepteur reçoit un signal radio représentatif de symboles multi porteuses. Le démodulateur DEMOD effectue l’opération inverse du modulateur MOD. Le démappeur DEMAP effectue l’opération inverse du mappeur MAP.

Le paramétrage de l’équipement comprend au moins le type de modulation et son ordre, le motif mot des répétitions ou le rendement et un éventuel paramètre d’entrelacement et un éventuel paramètre de poinçonnage. Lorsque le mappeur met en œuvre une constellation polaire, le paramétrage de l’équipement comprend en outre au moins le pas p de la constellation ainsi que la valeur de α ₁ .

Ainsi en exécutant les instructions, le microprocesseur pP contrôle les différents composants pour : recevoir le signal radio représentatif des symboles multi porteuses, que le démodulateur DEMOD démodule les symboles multi porteuses pour estimer les symboles mappés sur les différentes porteuses, que l’égaliseur EGA pondère les symboles des coefficients du canal de transmission, que le dé-répétiteur DREP moyenne les répétitions d’un même symbole connaissant le motif de répétition (ou connaissant le rendement et un éventuel paramètre d’entrelacement et un éventuel paramètre de poinçonnage), que le démappeur DEMAP démappe les symboles de la constellation pour estimer les données Bit.

Lorsque la constellation est polaire, en exécutant les instructions, le microprocesseur pP : détermine les coordonnées polaires des points de la constellation : telles que contrôle le correcteur Δφ d’erreur de phase pour estimer l’erreur de phase pour calculer la moyenne et obtenir l’erreur de phase commune Aφ _p et pour corriger les symboles de la constellation avant démappage.

En conséquence, l'invention s'applique également à un programme d'ordinateur ou plusieurs, notamment un programme d'ordinateur sur ou dans un support d'informations, adapté à mettre en œuvre l'invention. Ce programme peut utiliser n'importe quel langage de programmation, et être sous la forme de code source, code objet, ou de code intermédiaire entre code source et code objet tel que dans une forme partiellement compilée, ou dans n'importe quelle autre forme souhaitable pour implémenter un procédé selon l'invention.

Le support d'informations peut être n'importe quelle entité ou dispositif capable de stocker le programme. Par exemple, le support peut comporter un moyen de stockage, tel qu'une ROM, par exemple un CD ROM ou une ROM de circuit microélectronique, ou encore un moyen d'enregistrement magnétique, par exemple une clé USB ou un disque dur.

D'autre part, le support d'informations peut être un support transmissible tel qu'un signal électrique ou optique, qui peut être acheminé via un câble électrique ou optique, par radio ou par d'autres moyens. Le programme selon l'invention peut être en particulier téléchargé sur un réseau de type Internet.

Alternativement, le support d'informations peut être un circuit intégré dans lequel le programme est incorporé, le circuit étant adapté pour exécuter ou pour être utilisé dans l'exécution du procédé en question.

Les courbes des figures 19, 20 et 21 illustrent les performances obtenues en termes de taux d’erreur binaire (TEB) en fonction du rapport signal à bruit blanc additif gaussien (SNR) pour des rendements de codes de 1/2 qui est le code mère d’un turbo code duo-binaire (1504 bits), de 1/4 et de 1/8. Ces courbes sont obtenues avec respectivement une technique conventionnelle et le procédé selon l’invention dans le cas d’une constellation 16QAM et dans le cas d’une constellation polaire à 16 points. La comparaison des courbes montre que les résultats sont comparables voire même légèrement meilleurs avec un procédé selon l’invention et une 16QAM et bien meilleurs avec un procédé selon l’invention et une constellation polaire.

Les courbes de la figure 22 donnent le niveau de SNR minimal en fonction du Doppler pour obtenir un taux d’erreur binaire inférieure à 5.10 ^-5 en sortie du système. Les lignes formées des carrés sont obtenues avec un procédé selon l’invention dans le cas d’une constellation polaire à 16 points (ordre 16) pour des rendements de 1/4 et 1/8. Les courbes formées de croix sont obtenues avec un procédé conventionnel et une constellation polaire pour des rendements de 1/2, 1/4 et 1/8. En combinant le procédé selon l’invention et une constellation polaire, le gain en termes de SNR est bien plus important que pour un procédé conventionnel. Après 70Hz de décalage du au Doppler les performances obtenues avec le procédé selon l’invention sont bien meilleures qu’avec un procédé conventionnel.