Die Erfindung betrifft ein .Verfahren der im Gattungsbe¬ griff des Patentanspruches 1 beschriebenen Art sowie eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens. -

Die bekannten Vorteile der digitalen Nachrichtenübertra¬ gung und -Vermittlung, zu denen beispielsweise die belie¬ bige Regenerierbarkeit der Signale, die Möglichkeit ihrer Be- und Verarbeitung mit der. Mitteln der modernen Co pu- tertechnologie sowie die Verfügbarkeit hochentwickelter und preiswerter .Digitalbau≤teine, aber auch die wesentli¬ che Strukturvereinfachung vermittlungstechnischer Anlagen gehören, haben zu der allenthalben zu beobachtenden Ein¬ führung digitaler Nachrichϋensystese geführt. Die neuer- dings gegebene Verfügbarkeit außerordentlich breitbandi-. ger Übertragungskanäle in Form von Lichtwellenleitern kommt der Tendenz zur Digi^aii≤ierung des elektrischen Machrichtenwesens entgege .

Da die Originalinformationen in den meisten Fällen, z.B. in der Fernsprechtechnik und bei der 3ildüberτ.ragung von Halbtonvorlagen, analoge GröSen sind, müssen sie mit Hil¬ fe geeigneter Anpassungseir.richtungen in digitale Signale umgewandelt werden. Diese Anpassungseinrichtungen ^' , die an den Eingängen der Systeme die Analog-Digital-Wandlung und

BADORIGINAL

an ihren Ausgängen die Digital-Anaiog-Wandlung auszufüh¬ ren haben, sind derzeit die problematischsten Bausteine der digitalen Nachrichtensysteme. Dies betrifft sowohl ihre Funktion als auch den von ihnen innerhalb eines Sy- ste s verkörperten geratetechnischen Aufwand, der z.B. bei digitalen Fernsprechvermittlungsanlagen etwa die Hälf¬ te des gesamten Hardware-Aufwandes ausmacht. Es ist offen¬ sichtlich, da jeder Fortschritt in der Entwicklung und Herstellung kostengünstiger Wandlerbausteine, die. den ge- stellten strengen Anforderungen genügen, die Wirtschaft¬ lichkeit des Gesamtsystems positiv beeinflußt.

Aus diesen Gründen kommt der Prüfung der im aligemeinen als mikroelektronische Schaltungen realisierten ^" Analog¬ Digital- und/oder Digital-Analog-Wandier bzw. der diese Wandler enthaltenden Bausteine eine besondere Bedeutung zu. Die Prüfung soll nicht ^' nur genauen -Aufschluß über die' Quali ikation des jeweils, geprü ten Exe piares- geben sondern auch Rückschlüsse auf systematische Fertigungs- ängel zulassen!

Die Prüfung digitaler Wandlerbausteine mit Hilfe her¬ kömmlicher Übertragungsmeßplätze erfordert vergleichs¬ weise lange Meß- und Prüfzeit- ^' , die unter anderem von dem Einschwingverhalten der vorhandenen Filter abhängig ist, so daß insbesondere die Messung der Quantisierungs- verzerrung relativ aufwendig ist.

Es sind Prüfeinrichtungen bekannt ("Fairchild Telecom Test Adapter", Prospekt 11/80 10 M 129000), bei denen die durch die zeitdiskrete Abtastung gewonnenen Signal¬ proben einer schnellen Fourier-Transformation unterwor¬ fen und dadurch aus dem Zeitbereich in den Frequenzbe¬ reich versetzt werden, so daß zur weiteren Untersuchung die spektralen Komponenten zur Verfügung stehen. Die Un¬ tersuchung der Signalproben erfolgt mit geeigneten athe-

matischen Verfahren durch einen Rechner.

Andere moderne Verfahren zur Prüfung von Wandlerbaustei¬ nen sind in der Zeitschrift "Der Elektroniker", 6—181 , Seite 5δ bis 58 und in dem Aufsatz "An Integrated analog/ digital Test System, 1981 Proceedings Electronic Co po- - nents Conference' S. 202 - 206 und "Real Time Mea≤uring Method for CODEC Characteristics Using Digital Signal Processing", FUJITSU Scientifi ^' c & Technical Journal Juni 1981, S. 15 - 33 beschrieben.

Der Erfindung liegt die A.uf abe zugrunde, ein Verfahren der im Gattungsbegriff des Patentanspruches 1 beschrie¬ benen Art anzugeben, bei dem auf- die Anwendung der- oben erwähnten schnellen Fourier-Transfor ation verzichtet wer¬ den kann, so daß der Aufwand ^* verringert wird und die prinzipbedingten Ungenauigkeiten vermieden sind. Das Verfahren gemäß der Erfindung soll ferner mit Hilfe eines einzigen- Meßvorganges die Gewinnung beliebig vieler Meß- werte ermöglichen, die für das Testen eines Prüflings . er- -forderliche Zeit verkürzen und eine hohe Genauigkeit lie¬ fern.

Das- Verfahren gemäß der Erfindung ist durch die im Patent- anspruch -1 beschriebenen Verfahrensschritte gekennzeich¬ net.

Vorteilhafte Ausgestaltungen des Verfahrens gemäß der Er¬ findung sowie eine Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens sind Gegenstand der Unteransprüche, auf die hiermit zur Verkürzung der Beschreibung ausdrücklich ver¬ wiesen wird. . .

Obwohl es bei dem Verfahren gemäß der Erfindung grund- sätzlich möglich ist, mit einer einzigen Pegeleins ei- lung, die sich z.B.'über den gesamten Aussteuerungsbe-

reich des Prüflings erstreckt und mit einer einzigen Me߬ frequenz, die den im kennzeichnenden Teil des Patentan¬ spruches 1 genannten Bedingungen entspricht, zu arbeiten, kann es zur Untersuchung bestimmter interessierender Quantisierungsbereiche und -stufen vorteilhaft sein, si¬ nusförmige Meßsignale unterschiedlicher Amplitude zu ver¬ wenden.

Die Beaufschlagung des Prüflings mit dem Meßsignal, des- sen Frequenz der im Patentanspruch 1 angegebenen Bezie¬ hung entspricht, liefert während des vorgesehenen Prüf- zeitraumes Signalproben, die sämtlich unterschiedlichen Argumentwerten des Meßsignals entsprechen. Diese lassen sich durch geeignete Sortierung zu einer Abbildung zu- sammensetzen, die einer gewissermaßen "stroboskopischen" Darstellung der Antwort des Prüflings auf das Meßsignal entspricht.. Das Verfahren ermöglicht beliebig große Auf¬ lösung in den. interessierenden Aussteuerun^sbereichen, z.B. in der Nähe des Nulldurchganges. Im Gegensatz zu be- kannten Verfahr-en, die sich der schnellen Fourier-Trans- formation bedienen, ermöglicht das Verfahren gemäß der Erfindung nicht nur eine pauschale Beschreibung der Wand¬ lerkennlinie sondern deren genaue Rekons ruktion. Da alle Meßwerte im eingeschwungenen Zustand des Prüflings gewσn- nen werden, müssen keine Ξinschwiήgzeiüen gegebenenfalls vorhandener fr quenzab ängiger Bauelemente abgewartet werden.

Das Verfahren gemäß der Erfindung ermöglicht - wie er- wähnt - eine beliebig genaue Rekonstruktion der tatsäch¬ lichen Übertragungskennlinie des jeweiligen Prüflings. Die einzelnen Quantisierungsstu en dieser übertragungs- kennlinie kennen durch einfache Regressionsrechnung aus de ermittelten Wertepaaren (Analcgwert und zugehöriger Digitalwert) bestimmt werden. Vorteilha erweise werden so viele Meßwerte vorgesehen, daß für jede Quantisierungs-

QE-E^

stufe z.3. zehn Wertepaare zur Verfügung stehen.

Mit Hilfe der aus den Meßwerten ermittelten übertragungs- • kennllnie lassen sich alle interessierenden Parameter des Prüflings, z.B. die pegelabhängige Dämp ungsVerzerrung und die pegelabhängige Quantisierungsverzerrung bestim¬ men.

. Im allgemeinen wird man die pegelabhängige Dämpfungsver- * zerrung und die pegelabhängige Quantisierungsverzerrung für sinusförmige Signale ermitteln, da die -Feinstruktur der betreffenden Kurven eine besonders genaue Analyse der Qualität des Prüflings- und seiner Schwächen ermög¬ licht. Es ist im Rahmen des Verfahrens gemäß der Erfin- düng jedoch auch möglich ., die genannten pegelabhän- ^' gigen Verzerrungen auch für Rauschsignale zu berechnen, so daß Vergleichbarkeit mit anderen Verfahren zur Ver¬ zerrungsmessung gegeben ist.

Das Verfahren gemäß der Erfindung ermöglicht die Prüfung nicht nur der eigentlichen Wandler ^* sondern auch der mit ihnen verbundenen Übertragungselemente oder -abschnitte. Das können entweder die mit dem eigentlichen Wandler ver¬ bundenen bzw. nicht getrennt zugänglichen Filte sein oder aber auch ganze Leitungsabschnitte oder dergleichen- Die Wandler-können entweder in Kombination mit derarti¬ gen Übertragungsabschnitten geprüft werden, so daß sich das Verhalten der aus Wandler und beispielsweise Lei¬ tungsabschnitt bestehenden Ge≤amüanordnung ermitteln läßt, oder aber es können die Eigenscha ten von Übertra¬ gungsabschnitten oder allgemein von Vierpolen für sich ermittelt werden, wenn diese mit einem Wandler, kombi¬ niert sind, dessen Eigenscha en zuvor separat durch das Verfahren gemäß der Erfindung ermittelt worden sind (Normwandler).

Die periodische Meßspannung, deren Frequenz im Vergleich zur Abtastrate des digitalen Systems, so gewählt ist, daß die- Abtastproben - bezogen auf das Periodizitätsintervall der Meßspannung - sämtlich zu unterschiedlichen Argumen - 5 werten gehören, so daß sie in ihrer Gesamtheit-die Antwort des Wandlers repräsentieren, kann grundsätzlich beliebigen zeitlichen Verlauf ^* , haben, wenn nur sichergestellt ist, daß alle interessierenden Auslenkungswerte (Amplituden) in ihm auftreten. So bietet sich z.B. ein Dreiecksignal an, wel-

10 ches monoton bis zu einem z.B. der Aussteuerungsgrenze des Prüflings entsprechenden Spitzenwert ansteigt. Daß in der Praxis einem sinusförmigen Meßsignal_der Vorzug zu geben ist, hat vor allem zwei _. Gründe: Zum einen läßt sich ein sinusförmiges Signal über die erforderliche Periodenzahl

15 sehr genau realisieren, zum anderen kann ein sinusförmi¬ ges Signal die mit dem Wandler kombinierten frequenzab- • hängigen Bauteile, z.3. Filter, passieren wenn es innerhalb des von dem Wandler ^" zu verarbeiten¬ den Frequenzbandes liegt. -20

Im folgenden sei die Erfindung anhand der Zeichnungen nä¬ her erläutert:

Fig. ^' 1 zeigt das Blockschaltbild einer Anordnung zur Mes- 25 sung eines Prüflings in Analog-Digital-Richtung,

Fig. 2 zeigt das Blockschaltbild einer Anordnung zur Mes¬ sung eines Prüflings in Digital-Analog-Richtung,

30 Fig. 3 zeigt das ^" Blockschaltbild einer Anordnung zur Er¬ zeugung eines Meßsignals-mit definierter Frequenz- und Phasenlage,

Fig. -4- zeigt das Blockschaltbild einer Anordnung zur Mes- 35 sung eines Prüflings in Analcg-Digicai-Richtung und umge¬ kehrt,

OMPI

Fig. 5 zeigt schematisch den -zeitlichen Verlauf einiger Perioden eines Meßsignals sowie die relative Lage der Ab¬ tastzeitpunkte,

Fig. 6 zeigt eine durch zeitrichtige Zusammensetzung der Abtastproben aus Fig. 5 gewonnene Hüllkurve der dem Meßsi¬ gnal entsprechenden Antwort- des Prüflings,

Fig. 7 bis 13 zeigen Kurven und Diagramme, die mit Hilfe des Verfahrens gemäß der Erfindung ^" für einen Analog-Digi¬ tal-Wandler gewonnen wurden. Im einzelnen zeigen

Fig. 7 die Übertragungskennlinie des Prüflings,

Fig. 8- einen Ausschnitt der Überϋragungskennlinie gemäß Fig. 7 in vergrößertem Maßstab,

Fig. 9 eine der Darstellung gemäß Fig. _^ β entsprechende Dar¬ stellung der digitalisierten und dekodierten Antwort des Prüflings auf das sinusförmige Meßsignal,

Fig. 10 die pegelabhängige Dämpfungsverzerrung bei sinus¬ förmigem Signal,

Fig. 11 die pegelabhängige Quantisierungsverzerrung für ein sinusförmiges Signal,

Fig. 12 die pegelabhängige Dämpf ngs erzerrung für ein Rauschsignal und

Fig. 13 die pegelabhängige QuantisierungsVerzerrung für ein Rausch≤ignal.

Die in Fig. 1 dargestellte Meßanordnung beinhaltet einen durch einen Quarz Q gesteuerten Generator 1 zur Erzeugung eines Signals vorgegebener Frequenz, aus welchem in dem

Signalgenerator 2 das eigentliche Meßsignal abgeleitet wird. Der Ausgang des Signalgenerators 2 ist mit dem Ana- log ^' -Eingang des mit 3 bezeichneten Prüflings verbunden. Der Digital-Ausgang des Prüflings 3 steht über einen Se- rien-Parallel-Wandler 4 mit einem Speicher in Verbindung. Letzterer ist mit einem Interface 6 verbunden, über wel¬ ches ein.Rechner 7 _. erreichbar ist. Der Generator 1 steu¬ ert außer dem Signalgenerator 2 einen weiteren Generator .8 zur Erzeugung der Systemabtastimpulse sowie die mit 9 bezeichnete Steuereinrichtung zur taktgerechten Ansteu- erung des Serien-Parallel-Wandlers und des Interface 6. Hierdurch ist die Synchronisierung von Meßsignal, Prüf¬ ling und Speicher gewährleistet.

Die aus der Quarzfrequeπz abgeleitete Frequenz des Signal¬ generators- 2 einerseits und die in dem Signalgenerator 8 erzeugte Taktfrequenz andererseits sind so gewählt, daß alle Abtastzeitpunkte, die innerhalb eines sich über eine Vielzahl ^' von Perioden des Meßsignais erstreckenden Prüf- Zeitraumes liegen, relativ zu dem Periodizitätsintarvall des Meß≤ignals unterschiedliche Zeitslagen innehaben, d.h. daß jeder Abtastzeitpunkt; einem anderen (genau definier¬ ten) Argumentwert innerhalb des PeriodizitätsIntervalls des Meßsignal≤ entspricht. Auf diese Weise lassen sich be- liebig viele Signalpro ^' ben gewinnen, die in ihrer Gesamt¬ heit das Verhalten des Prüflings beschreiben. Die diesen Signalproben entsprechenden Digitaiwcrter werden in dem Speicher 5 abgelegt. Sie stehen somit für eine Weiterver¬ arbeitung durch den Rechner 7 zur Verfügung- Die Signal- ^* proben können beispielsweise nach ihrer relativen zeitli¬ chen Lage im Periodizitätsintervali des Meßsignals sor¬ tiert und zu einer "Hüllkurve" des Meßsignals zusammenge¬ setzt werden, da die zugehörigen Argumentwerte (d.h. die Zeitlage im Periodizitätsin-ervall) genau bekannt sind.

In einer praktisch ausgeführten Meßanordnung für PCM-Co-

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decs mit der Systemabtastfrequenz von 3kHz, einer Abtast¬ periodendauer von 125 us, besitzt das Meßsignal eine Fre¬ quenz von etwa 81 Hz. Damit ergeben sich nach wenig mehr als einer Sekunde etwa 1000 Schwingungen, die jeweils durch etwa 10 Abtastperioden erfaßt sind. Alle Signalpro¬ ben besitzen unterschiedliche relative Zeitlagen im Peri- odizitätsintervall des Meßsignals. Die den Abtastproben entsprechenden Digitalwörter werden - wie erwähnt - über den Serien-Parailel-Wandler 4 in den Speicher 5 gegeben. Die feste und bekannte Zuordnung von Frequenz und Phasen¬ lage -des- Abtast- und Meßsignal≤ ermöglicht eine exakte An¬ gabe darüber,- an welchem Speicherplatz sich die den ^* ein¬ zelnen Werten des Antwortsignals entsprechenden PCM-Wör- ter befinden.

In Fig. 5 ist die zeitliche Lage der Abtastproben inner¬ halb verschiedener Perioden des Meßsignals angedeutet,wo¬ bei die Abtastprσben in unterschiedlichen Perioden durch, verschiedene Stricharten versinnbildlicht ≤ind.

Aus Fig. 6 ist erkennbar, wie diese Abta≤tproben, die un¬ terschiedlichen Perioden des Meßsignals angehören, zeitge¬ recht, d.h. mit dem ihnen entsprechenden Argumentwert, zu ^■ der erwähnten Ξüllkurve zusammengesetzt sind. Zu diesem Zweck werden die einzelnen PCM-Wörϋer mittels eines geeig¬ neten Programms aus dem Speicher 5 ausgelesen und' sor¬ tiert. Fig. 9 zeigt ein der Fig. 6 entsprechendes mit Hil¬ fe eines Plotters erstelltes Diagramm, das die Antwort eines realen Codecs auf das sinusförmige Meßsignal wie- dergibt.

Fig. 7 und 8 zeigen die ebenfalls mit Hilfe eines Plot¬ ters erstellten übertragung≤kennlinien des Codecs-, die au3 der Zuordnung der digitalen Antwortsignale auf die in der oben beschriebenen Weise erzeugten Abtastproben des Meßsignals ermittelt wurden. Auf der Abszissenachse

8AD_ORIG.NA

ist das analoge Eingangssignal des Prüflings aufgetragen, während auf der Ordinatenachse das digitale A wortssignal angegeben ist. Fig. 7 zeigt die Übertragungskennlinie über den gesamten Aussteuerbereich des Codecs, während Fig. 8 einen um den ^' Faktor 20 vergrößerten Ausschnitt wiedergibt. Die unterschiedliche Stufengröße der einzelnen Quantisie- ruπgsintervalle entspricht der (durch einzelne Segmente approximierten) logarithmischen Kompandierungskennlinie des Analog-Digital-Wandlers.

Da der zeitliche Verlauf des von dem Signalgenerator 2 ab¬ gegebenen Meßsignals und seine mathematische Beschreibung genau bekannt-sind, -ist die rechnerische Behandlung der von dem Prüfling 3 erzeugten Meßwerte, die in dem Speicher 5 abgelegt sind, sehr einfach. Dadurch lassen sich system- und exemplarbedingte Abweichungen- zwischen dem bekannten Meßsignal und der Antwort des Prü lings, d.h. das Sodier- verhalten des Prüflings unter betriebsähnlichen Bedingun¬ gen in eingeschwungenen Zustand schnell prüfen, ohne daß - wie bei bekannten Verfahren - ein problematischer Ab¬ gleich von Ko paratoren o.a. erforderlich ist. Insbeson¬ dere ergeben sich wegen der festen Zuordnung der Meßwerte zu den Originalsignalen einfachere Rechenregeln, eine ge¬ ringere Anzahl von Rechenschrit en, exaktere Ergebnisse und wesentlich kürzere Rechenzeichen als bei bekannten Prüfverf hren- _.

^' Fig. 10 zeigt in normierter Darstellung die pegei bhängige Dämpfungsverzerrung eines Codecs in Analog-Digical-Rich- für sinusförmige Signale. Die Zeichnung wurde wieder mit Hilfe eines Plotters erstellt. Die in durchgezogenenen Li¬ nien eingetragenen treppenfδrmigen Kurven veranschauli¬ chen die Toleranzgrenzen. Es zeigt sich, daß die Dämpfungs¬ verzerrung des-gemessenen Prüflings im Pegelbereich von etwa - 30 dbmO außerhalb des zulässigen Toleranzbereiches - liegt.

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Es sei noch erwähnt, daß sich bei der Ermittlung der pe¬ gelabhängigen Dämpfungsverzerrung die "Entscheidungs¬ schwellen" bei dem Verfahren gemäß der Erfindung sowohl in dem Bereich der positiven als auch der negativen Halb- welle getrennt bewerten lassen. Die dargestellte Kurve entspricht beispielsweise den positiven Halbwellen des Meßsignals. Wenn man auch die den negativen Halbwellen entsprechenden Werie auftragen läßt, erhält man zusätz¬ lich eine Kurve, die einer Spiegelung der dargestellten Kurve an der Ordinatenachse. entspricht, falls der Prüf¬ ling vollkommen "symmetrisch" arbeitet.

Fig. 11 zeigt die pegelabhängige Quantisierungsverzerrung desselben Codecs wiederum in Analog-Digital-Richtung^ Da- bei ist der Codec, wiederum mit einem sinusförmigen Ein¬ gangssignal beaufschlagt.

Fig.. 12 und.13 zeigen die egelab-hängige DämpfungsVerzer¬ rung bzw. die pegelabhängige' Quantisierungsverzerrung wie- derum desselben -Codecs, diesmal jedoch für Rauschsignale. Man erkennt, daß im Vergleich zu Fig. 10 bzw. 11 die Fein¬ struktur der Kurven infolge der den Rauschsignalen inne¬ wohnenden, breiteren Streuung der Wahrscheinlichkeitsver¬ teilung verwischt ist. Obwohl die in Fig. 12 und 13 dar- gestellten Kurven den Codec ausführliclier "beschreiben" als die entsprechenden Kurven für Rauschsignale, ist es nützlich, auch diese darzustellen, da somit Vergleichs¬ möglichkeiten gegeben sind mit den Ergebnissen anderer Meßverfahren, die ebenfalls mit Rauschsignalen arbeiten.

Die in Fig. 2 dargestellte Anordnung dient zur Messung eines Digital-Anaiαg-Wandlers bzw. eines Codecs in Digi- tal-Analog-Richtung. Es ist ein Digitalwortgenerator 10 vorgesehen, der eine Wortfolge liefert, die beispielswei- se den Abtastwerten eines sinus örmigen Meßsignals ent¬ spricht, dessen Frequenz wieder die gleiche Relation zur

Systemabtastfrequenz aufweist wie bei der vorangehenden Beschreibung. Die von dem Generator 10 erzeugte Wortfolge wird dem Digitaleingang des mit 11 bezeichneten Prüflings zugeführt. Dessen Analog-Ausgang steht mit dem Analog-Ξin- gang eines mit 12 bezeichneten Normkodierers in Verbindung. Der Digital-Ausgang des Normkodierers 12 ist - analog zu der Anordnung gemäß Fig. 1 - mit einem Serien-Parallel- Wandler 4 verbunden, dem sich die gleichen Baugruppen bzw. Geräte anschließen wie bei der Anordnung gemäß Fig. 1. Alle Schaltungsteile stehen wieder gemeinsam unter dem ko¬ ordinierenden Einfluß einer Steuervorrichtung, die wieder¬ um mit 9 bezeichnet ist. Das Verhalten des Normkodierers 12 wird zweckmäßigerweise durch eine Anordnung gemäß Fig. 1 geprüft und gegebenenfalls einer Fehlerkorrektur unter- zogen. Fig. 4 zeigt eine entsprechende Anordnung. Der dort in seiner Gesamtheit mit 13 bezeichnete Generator ist in Fig. 3 im einzelnen dargestellt. Er besteht aus einem Di'gitalwortgeneratcr 10, der wiederum mit 10 be¬ zeichnet ist und dessen Ausgang zu einem Digital-Analog- Wandler 14 führt ^" , der seinerseits einen Sinusgenerator steuert, der wie in Fig. 1 mit 2 bezeichnet ist. Die in Fig. 3 gezeigte Schaltungsanordnung gewährleistet eine exakte Synchronisation zwischen Meßsignal und Abtastsi¬ gnal..

Das (analoge) Ausgangssignal des Generators 10 kann bei der Anordnung gemäß Fig. 4 durch entsprechende Umschal¬ ter wahlweise entweder dem Analog-Eingang des Prüflings 3 oder dem Analog-Eingang des Normkodierers 12 zugeführt werden. .Auf diese Weise kann letzterer überprüft und einer Fehlerüberwachung unterworfen werden. Eine mit 15 bezeich¬ nete Leitung dient zur Eingabe von Werten des Digitalwort¬ generators zum Zwecke der Fehlerkcrrektur. Zur Fehlereli- minierung können die Werte mit einer berechneten Ideal- kurve in Beziehun _* gesetzt werden.

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OK-IPI

Im folgenden sei die Funktionsweise der Anordnung gemäß Fig. 4 kurz angedeutet:

Mit der gezeigten Schalterstellung dient die Anordnung ' zur Überprüfung des Normkodierers 12. Er wird ebenso behandelt wie der Prüfling 3 in der Anordnung gemäß Fig.1. Das Ergebnis dieser Prüfung ist gegebenenfalls Anlaß zu einer Korrektur,

Wenn der ^' it dem Analo -Eingang des Normkodierers 12 ver¬ bundene Umschalter betätigt wird, entspricht die Anord¬ nung in ihrer Wirkungsweise derjenigen von Fig. 2. Tief¬ paß und sin x/x-Ξntzerrer, die zwischen Prüfling und Norm¬ kodierer vorgesehen ^' sind, sind der Übersichtlichkeit hal- ber nicht eingezeichnet.

Wenn der mit dem Analog-Ausgang des Generators 13 verbun¬ dene Schalter betätigt wird, arbeitet die Anordnung in gleicher Weise w;Le die Meßanordnung gemäß Fig. 1.

Aus den in dem Speicher abgelegten Daten können die ein¬ gangs aufgezählten und in Fig. 7 bis 13 beispielhaft dar¬ gestellten Parameter des Prüflings ohne großen Rechenauf¬ wand und in sehr kurzer Zeit ermittelt werden. Um von soe- ziellen Anfangsbedingungen unabhängig zu sein und die Mes¬ sung im eingeschwungenen Zustand durchführen zu können, kann die Analyse der Di italwör r beispielsweise in fol¬ gender Weise durchgeführt werden: Der Rechner 7 ermittelt in dem Speicher 5 das erstmalige Auftreten des den hδch- sten Amplitudenwert beschreibenden Digitalwcr-es. Dieser Wert wird als Scheitelpunkt des (sinusförmigen) Signals betrachtet. Anschließend wird unter Zugrundelegung des ge¬ gebenen festen Zusammenhanges zwischen Abta≤t- und Meßfre¬ quenz nach dem den kleinsten Amplitudenwert beschreibenden Digitalwort gesucht. Wenn der Prüfling niche übersteuere ist und unter der Annahme, daß sein O set-Fehier gleich

Null ist, muß das den kleinsten Amplitudenwert beschrei¬ bende Digitalwort bei einem "A_rgumentwert erscheinen, der gegenüber dem Argumentwert für den höchsten Amplituden- wert um 1772 phasenverschoben ist. ^" Ausgehend von diesem Argumentwert wird die tatsächliche Lage des Nulldurchgan¬ ges ermittelt. Hieraus und aus der Lage des den maximalen Amplitudenwert mit negativem Vorzeichen beschreibenden Digitalwortes läßt sich der Offset-Fehler bestimmen, so daß die charakteristischen Punkte für die in Fig. 6 bzw. 9 dargestellte Kurve fixiert sind.

Abschließend seien einige A.spe te des Verfahrens gemäß der Erfindung och einmal kurz zusammengef ßt:

Alle Meßwerte werden im eingeschwungenen Zustand des Prüf¬ lings ermittelt und können aus einer einzigen Messung ab¬ geleitet werden. Aus praktischen Gründen kann es jedoch vorteilhaft sein, an Stelle eines einzigen Meßsignals mit einer der Aussteuerungsgrenze des Prüflings entsprechen- den Amplitude deren mehrere zu verwenden.

Die Meßzeit ist kurz; sie beträgt für die oben angegebe¬ nen Werte von Abtast- und Meßfrequenz charakteristisch etwa 1 bis maximal 2 s. Bei geeigneter Gestaltung der Meßanordnung kann jeweils ein- e Vorgang bearbeitet wer¬ den, während die nächsten Abtastproben ^" gewonnen werden.

Die Signalantwort des Prüflings entsteht gewissermaßen "stroboskopi≤ch". Dadurch können beliebig viele Meßpunk- te ^* definierter Zeitlage im interessierenden Bereich er¬ mittelt und somit jede gewünschte Auflösung erzielt wer¬ den.

Da alle Berechnungen mit solchen mathematischen Cpera- tionen durchgeführt werden, die ür das gegebene, vor¬ zugsweise sinusförmige, Meßsignal bekannt sind, verein-

BAD ORIGINAL

facht sich die rechnerische Behandlung gegenüber der schnellen Fourier-Transfor ation außerordentlich. Auf¬ grund der exakten zeitlichen Zuordnung ist es nur bei der Berechnung der Quantisierungsverzerrung erforderlich, von Wahrscheinlichkeitsdichten auszugehen.

Wenn das in Fig. 9 dargestellte Diagramm aus den während der Meßzeit von z.B. 1 oder 2 s gewonnenen Signalproben zusammengesetzt wird, ergibt sich bei einer Abtastrate von 8 kHz eine Auflösung von z.B. 0,0125 %. Eine derart hohe Auflösung ist jedoch allenfalls in der Nähe des Null¬ durchganges erforderlich, während im Bereich der höchsten Amplitude, d.h. in der Nähe der Aussteuerungsgrenze, ^' die - Zahl der für die rechnerische Behandlung zu untersuchen- den Abtastproben drastisch reduziert werden kann.

Das Verfahren gemäß ^' der Erfindung eignet sich nicht nur für die Prüfung von Analog-Digital- un /oder Digital-Ana- log-Wandlern, sondern auch ür die Prüfung von Gesamtan- Ordnungen, die außer den Wandlern weitere aktive und/oder passive übertragungselemen~e oder -Streckenabschnitte be¬ inhalten. z.s isz auch möglich, solche Elemente oder Strec¬ kenabschnitte separat zu prüfen, wenn das Verhalten der Wandler bekannt ist bzw. zuvor getrennt ermittelt wurde.

Beim Verfahren gemäß der Erfindung entstehen - anders als bei den derzeit üblichen Verfahren - die Schaubilder "pe¬ gelabhängige DämpfungsVerzerrung" und "Quantisierungsver¬ zerrung" quasi als geschlossener Kurvenzug, der aus- 127 aneinandergefügten Punkten besteht, statt aus z.B. 10 oder 12 Meßpunkten, die untereinander durch Geraden ver¬ bunden sind, ohne jedoch den dazwischenliegenden tatsäch¬ lichen Dämpfungsverlauf darzustellen. Der Zeitaufwand für die Gewinnung der Schaubilder liegt trotzdem etwa bei 1/100 im Vergleich zu den bisher praktizierten Verfahren.

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Die erforderliche Synchronisation kann auch rechnerisch erfolgen, wenn Meßsignal und Taktquelle durch einen Fre¬ quenzmesser überwacht werden.

15 Patentansprüche 13 Figuren

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