【명세서】

【발명의 명칭】

다증 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이 * 위한 장치

【기술분야】

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서 , 보다 상세하게 다중 안테나 시스템 (특히 , 2차원 능동 안테나 시스템 ( 2D AAS : 2 dimensional active antenna system)을 지원하는 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 송수신하는 방법 및 이를 지원하는 장치에 관한 것이다.

【배경기술]

이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스에 대한 요구하므로 , 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.

차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연 ( End_ to- End Latency) , 고에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성 (Dual Connectivity) , 대규모 다중 입줄력 (Massive MIMO： Massive Multiple Input Multiple Output ) , 전이중 ( In-band Full Duplex) , 비직교 다중접속 (NOMA : Non-Orthogonal Multiple Access ) , 초광대역 ( Super wideband) 지원, 단말 네트워킹 (Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다. 【발명의 상세한 설명】

【기술적 과제】

본 발명의 목적은 다중 안테나 시스템 (특히 , 2D AAS )을 지원하는 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 송수신하는 방법을 제안한다.

또한, 본 발명의 목적은 프리코딩되지 않은 (non-precoded) CSI -RS와 범포밍된 (Beamformed) CSI -RS가 흔재 (즉, 조합)해서 사용되는 하이브리드 (Hybrid) CSI 보고 방법을 제안한다 .

또한 , 본 발명의 목적은 하이브리드 (Hybrid) CSI 보고를 위한 코드북 디자인 방법을 제안한다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

【기술적 해결방법】

본 발명의 일 양상은, 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 단말이 채널 상태 정보 ( CSI : Channel State Information)를 보고하는 방법에 있어서, 기지국으로부터 프리코딩 되지 않은 (non-precoded) CSI -RS 기반 CSI 보고와 빔포밍된 (beamformed) CSI— RS 기반 CSI 보고가 조합된 단일의 CSI 보고에 대한 설정 정보를 수신하는 단계 , 프리코딩 되지 않은 (non-precoded) CSI -RS 기반으로 도출된 제 1 프리코딩 행렬 지시자 ( PMI : Precoding Matrix Indicator) 및 /또는 제 1 랭크 지시자 (RI : Rank 工 ndicator)를 상기 기지국에게 보고하는 단계, 빔포밍된 (beamformed) CSI-RS 기반으로 채널 품질 지入 1자 (CQI: Channel Quality Indicator) , 제 2 ΡΜΙ 및 거 12 RI를 상기 기지국에게 보고하는 단계를 포함하고, 상기 제 1 RI의 값은 미리 청해진 세트 내 속한 값으로만 정해질 수 있다.

본 발명의 다른 일 양상은, 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information)를 보고하는 단말에 있어서 , 무선 신호를 송수신하기 위한 RF (Radio Frequency) 유닛 및 상기 RF 유닛을 제어하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는 기지국으로부터 프리코딩 되지 않은 (non— precoded) CSI-RS 기반 CSI 보고와 범 ί밍된— (beamf ormed) CSI- RS 기반 CSI 보고가 조합된 단일의 CSI 보고에 대한 설정 정보를 수신하고, 프리코딩 되지 않은 (non-precoded) CSI-RS 기반으로 도출된 제 1 프리코딩 행렬 지시자 (PMI: Precoding Matrix Indicator) 및 /또는 제 1 탱크 지시^ "(RI: Rank Indicator) ¾ ^■ 상기 기지국에게 보고하고, 빔포밍된 (beamformed) CSI-RS 기반으로 채널 품질 지入 1자 (CQI: Channel Quality Indicator) , 제 2 PMI 및 제 2 R工를 상기 기지국에게 보고하도록 구성되고, 상기 제 1 RI의 값은 미리 정해진 세트 내 속한 값으로만 정해질 수 있다.

바람직하게 , 상기 단말이 지원하는 최대 .레이어 (layer)의 수에 따라 상기 제 1 RI의 보고 여부가 정해질 수 있다.

바람직하게 , 상기 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수가 2 레이어인 경우, 상기 제 1 RI는 상기 기지국에게 보고되지 않을 수 있다.

바람직하게, 상기 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수가 2 레이어를 초과하는 경우, 상기 제 1 RI는 1 비트로 상기 기지국에게 보고될 수 있다.

바람직하게 _; 상기 단말이 지원하는 최대 레이어 ( layer)의 수가 2 레이어를 초과하는 경우, 상기 제 1 RI는 { 1 , 3 } 세트 내 속한 값으로 정해질 수 있다.

바람직하게, 미리 정해진 코드북 내에서 선택된 상기 제 1 PMI에 의해 프리코딩 행렬의 세트가 정해지고, 상기 범포밍된 CSI -RS는 상기 프리코딩 행렬의 세트 내 속한프리코딩 행렬이 적용될 수 있다.

바람직하게, 상기 기지국의 2 차원 ( 2 -dimension) 안테나 포트 어레이 내 어느 하나의 차원의 안테나 포트 또는 일부의 안테나 포트에 대한 코드북 내에서 상기 제 1 PM工가 선택될 수 있다.

바람직하게 , 위상 일치 ( co-phasing)가 없는 코드북 내에서 상기 제 1 PM工가 선택될 수 있다ᅳ

바람직하게 , 직교한 ( orthogonal )한 빔 (beam)을 형성하기 위한 프리코딩 행렬들로만 구성된 코드북 내에서 상기 제 1 PMI가 선택될 수 있다.

바람직하게, 상기 코드북에서 상기 보고된 RI에 상웅하는 개수의 프리코딩 행렬이 선택되어 상기 프리코딩 행렬의 세트가 구성될 수 있다.

바람직하게, 상기 기지국의 안테나 포트 어레이 내에서 상기 프리코딩 행렬의 세트가 매핑되지 않은 안테나 포트에 대한 프리코딩 행렬은 상기 프리코딩 행렬의 세트 내 속한 프리코딩 행렬의 선형 결합 ( linear combination)하여 도출될 수 있다.

바람직하게, 상기 기지국의 안테나 포트 어레이 내에서 상기 프리코딩 행렬의 세트가 매핑되지 않은 안테나 포트에 대한 프리코딩 행렬은 상기 프리코딩 행렬의 세트 내 속한 프리코딩 행렬 중 어느 하나로 정해질 수 있다.

I

바람직하게 , 상기 코드북을 꾸성하기 위한 오버샘플링 인자 (oversampling factor)는 상기 기지국의 2 차원 ( 2—dimension) 안테나 포트의 각 차원의 안테나 포트에 대한 오버샘플링 인자들 중 더 작은 값으로 제한될 수 있다.

바람직하게, 상기 코드북 내 상기 프리코딩 행렬의 세트 간의 간격은 2의 지수승으로 제한될 수 있다.

【유리한 효과】

본 발명의 실시예에 따르면, 다중 안테나 시스템 (특히 , 2D-AAS )을 지원하는 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 보고를 위한 피드백 오버헤드를 현저하게 감소시킬 수 있다.

본 발명의 실시예에 따르면 , 다중 안테나 시스템 (특히 , 2D-AAS )을 지원하는 무선 통신 시스템에서 단말의 위치, 이동 상태 등의 단말의 환경을 고려하여 보다 정확한 채널 상태 정보를 기지국에게 보고할 수 있다.

. 본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며 , 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

【도면의 간단한 설명】

본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다. 도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.

도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 ( resource grid)를 예시한 도면이다.

도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나 (MIM이 통신 시스템의 구성도이다. 도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.

도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.

도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다 .

도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 참조 신호가 매핑되는 자원을 예시하는 도면이다.

도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소 (antenna elements )를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다. 도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D ( 3 -Dimension) 빔 형성이 가능한 다수의 송 /수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다 . 도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파 ( cross polarization) ¾ ^■ (·지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다 .

도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다 .

도 14는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하이브리드 CSI - RS 기반 기법을 예시하는 도면이다.

도 15는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 32 -포트의 안테나 포트 레이아웃 ( layout )을 예시한다.

도 16 내지 도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 빔 그룹을 예시한다. 도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 직교한 2D 빔 세트 (그룹)을 예시한다. 도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 상태 정보 전송 방법을 예시하는 도면이다.

도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 상태 정보 보고 방법을 예시하는 도면이다.

도 22는 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다. ᅳ 【발명의 실시를 위한 형태】

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 증심으로 한 블톡도 형식으로 도시될 수 있다.

본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Station) '은 고정국 (fixed station) , Node B, eNB (evolved-NodeB) , BTS (base transceiver system) , 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말 (Terminal) '은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며 , UE (User Equipment) , MS (Mobile Station) , UT (user terminal) , MSS (Mobile Subscriber Station) , SS (Subscriber Station) , AMS (Advanced Mobile Station) , WT (Wireless terminal) , MTC (Machine -Type Communication) 장치, M2M (Machine- to-Machine) 장치, D2D(Device-to— Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다.

이하에서, 하향링크 (DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며, 상향링크 (UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다. 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

이하의 기술은 CDMA (code division multiple access) , FDMA (frequency division multiple access) , TDMA ( time division multiple access) , OFDMA (orthogonal frequency division multiple access) , SC- FDMA (single carrier frequency division multiple access) , NOMA (non- orthogonal multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다. CDMA는 UTRA (universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM (global system for mobile communications) /GPRS (general packet radio service) /EDGE (enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi) , IEEE 802.16 (WiMAX) , IEEE 802-20, E- UTRA (evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS (universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP (3rd generation partnership project) LTE ( long term evolution)은 E— UTRA를 사용하는 E— UMTS (evolved UMTS)의 일부로써 , 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC— FDMA를 채용한다. LTE-A (advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

설명을 명확하게 하기 위해 , 3GPP LTE/LTE-A* 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다. 본발명이 적용될 수 있는무선 통신 시스템 일반

도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.

3GPP LTE/LTE— A에서는 FDD ( Frequency Division Duplex)어】 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 ( radio frame ) 구조와 TDD (Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다 .

도 1에서 무선 프레임의 시간 영역에서의 크기는 T_s = l/ ( 15000 *2048 )의 시간 단위의 배수로 표현된다. 하향링크 및 상향링크 전송은 Tᅳ f = 307200 *T_s = 10ms의 구간을 가지는 무선 프레임으로 구성된다.

도 1의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다. 타입 1 무선 프레임은 전이중 ( full duplex) 및 반이중 (half duplex) FDD에 모두 적용될 수 있다.

무선 프레임 ( radio frame )은 10개의 서브프레임 ( subf rame )으로 구성된다. 하나의 무선 프레임은 T_slot = 15360 *Tᅳ s = 0 . 5ms 길이의 20개의 슬롯으로 구성되고, 각 슬롯은 0부터 19까지의 인덱스가 부여된다. 하나의 서브프레임은 시간 영역 (time domain)에서 연속적인 2개의 슬롯 (slot)으로 구성되고, 서브프레임 i는 슬롯 2i 및 슬롯 2i+l로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 ΪΤΙ (transmission time interval)이라 한다. 예를 들어 , 하나의 서브 프레임은 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.

FDD에서 상향링크 전송 및 하향링크 전송은 주파수 도메인에서 구분된다. 전이중 FDD에 제한이 없는 반면, 반이중 FDD 동작에서 단말은 동시에 전송 및 수신을 할 수 없다.

하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (RB: Resource Block)을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA# ( symbol period) 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록 (resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파 (subcarrier)를 포함한다.

도 1의 (b)는 타입 2 프레임 구조 (frame structure type 2)를 나타낸다.

타입 2 무선 프레임은 각 153600*T_s = 5ms의 길이의 2개의 하프 프레임 (half frame)으로 구성된다. 각 하프 프레임은 30720*T_s = lms 길이의 5개의 서브프레임으로 구성된다.

TDD 시스템의 타입 2 프레임 구조에서 상향링크―하향링크 구성 (uplink- downlink configuration)은 모든 서브프레임에 대하여 상향링크와 하향링크가 할당 (또는 예약)되는지 나타내는 규칙이다.

표 1은 상향링크-하향링크 구성을 나타낸다.

【표 1]

참조하면, 무선 프레임의 각 서브프레임 별로, 'D'는 하향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내고, 'U'는 상향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내며, ' S '는 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot) , 보호구간 (GP: Guard Period) , UpPTS (Uplink Pilot Time Slot) 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임 (special subframe)을 나타낸다.

DwPTS는 단말에서의 초기 샐 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. GP는 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.

각 서브프레임 i는 각 T_slot=15360*T_s = 0.5ms 길이의 슬롯 2i 및 슬롯 2i + l로 구성된다.

상향링크―하향링크 구성은 7가지로 구분될 수 있으며, 각 구성 별로 하향링크 서브프레임, 스페셜 서브프레임, 상향링크 서브프레임의 위치 및 /또는 개수가 다르다.

하향링크에서 상향링크로 변경되는 시점 또는 상향링크에서 하향링크로 전환되는 시점을 전환 시점 ( switching point )이라 한다. 전환 시점의 주기성 ( Switch— point periodicity)은 상향링크 서브프레임과 하향링크 서브프레임이 전환되는 양상이 동일하게 반복되는 주기를 의미하며, 5ms 또는 10ms가 모두 지원된다. 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 스페셜 서브프레임 ( S )은 하프-프레임 마다 존재하고, 5ms 하향링크- 상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 첫번째 하프—프레임에만 존재한다. 모든 구성에 있어서, 0번, 5번 서브프레임 및 DwPTS는 하향링크 전송만을 위한 구간이다. UpPTS 및 서브프레임 서브프레임에 바로 이어지는 서브프레임은 항상 상향링크 전송을 위한 구간이다.

이러한, 상향링크-하향링크 구성은 시스템 정보로써 기지국과 단말이 모두 알고 있을 수 있다. 기지국은 상향링크-하향링크 구성 정보가 바뀔 때마다 구성 정보의 인덱스만을 전송함으로써 무선 프레임의 상향링크-하향링크 할당상태의 변경을 단말에 알려줄 수 있다. 또한, 구성 정보는 일종의 하향링크 제어정보로서 다른 스케줄링 정보와 마찬가지로 PDCCH ( Physical Downlink Control Channel )를 통해 전송될 수 있으며 , 방송 정보로서 브로드캐스트 채널 (broadcast channel )올 통해 셀 내의 모든 단말에 공통으로 전송될 수도 있다.

표 2는 스페셜 서브프레임의 구성 (DwPTS/GP/UpPTS의 길이 )을 나타낸다.

【표 2 ]

Special Normal cyclic pref ix in Extended cyclic pref ix sub f rame downlink in downlink configuration DwPTS UpPTS DwPTS UpPTS

Normal Extended Normal Extended cyclic cyclic cyclic cyclic prefix prefix prefix prefix in in in in uplink uplink uplink u link

0 6592-7； 7680-7；

1 19760-7; 20480-7；

2192-7； 2560-7；

2 21952-7； 2192-7； 2560-7； 23040-7;

3 24144-7 25600-7;

4 26336-7； 7680-7；

5 6592-7; 20480-7； 4384 -r _s 5120-7

6 19760-7； 23040-7；

4384-7； 5120-7;

7 21952.7; - - -

8 24144-7； - - - 도 1의 예시에 따른 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다. 도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)를 예시한 도면이다. 도 2를 참조하면 , 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다. 자원 그리드 상에서 각 요소 (element)를 자원 요소 (resource element)하고, 하나의 자원 블록 (RB: resource block)은 12 X 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 N ^A DL은 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 종속한다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다. 도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 3을 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심블들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역 (control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH( Physical Downlink Shared Channel)이 할당되는 데이터 영역 (data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH (Physical Control Format Indicator Channel) , PDCCH (Physical Downlink Control Channel) , PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다.

PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수 (즉, 제어 영역의 크기 )에 관한 정보를 나른다. PHICH는 상향 링크에 대한 웅답 채널이고, HARQ (Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한

ACK (Acknowledgement) /NACK (Not -Acknowledgement ) 신호를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보 (DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 (Tx) 파워. 제어 명령을 포함한다.

PDCCH는 DL-SCH (Downlink Shared Channel)의 자원 할당 및 전송 포맷 (이를 하향링크 그랜트라고도 한다. ) , UL-SCH (Uplink Shared Channel)의 자원 할당 정보 (이를 상향링크 그랜트라고도 한다. ) , PCH( Paging Channel)에서의 페이징 (paging) 정보, DL-SCH에서의 入 1스템 정보, PDSCH에서 전송되는 랜덤 액세스 응답 (random access response) 같은 상위 레이어 (upper- layer) 제어 메시지에 대한 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내 개별 단말들에 대한 전송 파워 제어 명령들의 집합, VoIP (Voice over IP)의 활성화 등을 나를 수 있다. 복수의 PDCCH들은 제어 영역 내에서 전송될 수 있으며, 단말은 복수의 PDCCH들을 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 또는 복수의 연속적인 CCE (control channel elements)의 집합으로 구성된다. CCE는 무선 채널의 상태에 따른 부호화율 (coding rate)을 PDCCH에 제공하기 위하여 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹 (resource element group)들에 대응된다 . PDCCH의 포맷 및 1"용 가능한 PDCCH의 비트 수는 CCE들의 수와 CCE들에 의해 제공되는 부호화율 간의 연관 관계에 따라 결정된다.

기지국은 단말에게 전송하려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 CRC (Cyclic Redundancy Check)를 붙인다. CRC에는 PDCCH의 소유자 (owner)나 용도에 따라 고유한 식별자 (이를 RNTI (Radio Network Temporary Identifier)라고 한다. )가 마스킹된다. 특정의 단말을 위한 PDCCH라면 단말의 고유한 식별자, 예를 들어 C-R TI (Cell-RNTI) 7} CRC에 마스킹될 수 있다 . 또는 페이징 메시지를 위한 PDCCH라면 페이징 지시 식별자, 예를 들어 P-RNTI (Paging -RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 시스템 정보, 더욱 구체적으로 시스템 정보 블록 (SIB: system information block)를 위한 PDCCH라면 入 1스템 정보 식별자, SI-RNTI (system information RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 웅답인 랜덤 액세스 응답을 지시하기 위하여 , RA-R TI (random access- RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다 . 도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 4를 참조하면 , 상향링크 서브 프테임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH ( Physical Uplink Control Channel )이 할당된다. 더 H터 영역은 人 1"용只 1" 데이터를 나르는 PUSCH ( Physical Uplink Shared Channel )이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH을 동시에 전송하지 않는다.

하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록 (RB : Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다 . 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계 ( slot boundary)에서 주파수 도약 ( frequency hopping)된다고 한다.

MIMO (Multi - Input Multi -Output)

MIMO 기술은 지금까지 일반적으로 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 ^' 것에서 탈피하여 , 다중 송신 (Tx) 안테나와 다중 수신 (Rx) 안테나를 사용한다. 다시 말해서 , MIMO 기술은 무선 통신 시스템의 송신단 또는 수신단에서 다중 입출력 안테나를 사용하여 용량 증대 또는 성능 개성을 꾀하기 위한 기술이다. 이하에서는 ' MIMO '를 '다중 입출력 안테나 '라 칭하기로 한다 .

더 구체적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 하나의 완전한 메시지 ( total message )를 수신하기 위하여 한 개의 안테나 경로에 의존하지 않으며 , 여러 개의 안테나를 통해 수신한 복수의 데이터 조각을 수집하여 완전한 데이터를 완성시킨다. 결과적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 특정 시스템 범위 내에서 데이터 전송율을 증가시킬 수 있으며, 또한 특정 데이터 전송율을 통해 시스템 범위를 증가시킬 수 있다.

차세대 이동통신은 기존 이동통신에 비해 훨씬 높은 데이터 전송률을 요구하므로 효율적인 다중 입출력 안테나 기술이 반드시 필요할 것으로 예상된다. 이와 같은 상황에서 MIMO 통신 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신 기술이며, 데이터 통신 확대 둥으로 인해 한계 상황에 따라 다른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 기술로서 관심을 모으고 있다.

한편, 현재 연구되고 있는 다양한 전송효율 향상 기술 중 다중 입출력 안테나 ( MIM이 기술은 추가적인 주파수 할당이나 전력증가 없이도 통신 용량 및 송수신 성능을 획기적으로 향상시킬 수 있는 방법으로서 현재 가장 큰 주목을 받고 있다.

도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나 (MIMO ) 통신 시스템의 구성도이다. 도 5를 참조하면, 송신 안테나의 수를 N_T개로, 수신 안테나의 수를 N_R개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가하므로 , 전송 레이트 ( trans fer rate )를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 이 경우, 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송 레이트는 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트 (Rᅳ o )에 다음과 같은 레이트 증가율 ( R i )이 곱해진 만큼으로 이론적으로 증가할 수 있다. 【수학식 1】

R,. = ιηΐη (^ , ^ )

즉, 예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 ΜΙΜΟ 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다.

이와 같은 다중 입출력 안테나의 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티 ( spatial diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키는 공간 멀티플렉싱 ( spatial multiplexing) 방식으로 나눌 수 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻고자 하는 방식에 대한 연구도 최근 많이 연구되고 있는 분야이다.

각각의 방식에 대해 좀더 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.

첫째로, 공간 다이버시티 방식의 경우에는 시공간 블록 부호 계열과, 다이버시티 이득과 부호화 이득을 동시에 이용하는 시공간 트텔리스 (Trelis ) 부호 계열 방식이 있다. 일반적으로 비트 오류율 개선 성능과 부호 생성 자유도는 트렐리스 부호 방식이 우수하지만, 연산 복잡도는 시공간 블록 부호가 간단하다 . 이와 같은 공간 다이버서티 이득은 송신 안테나 수 (N_T)와 수신 안테나 수 (N_R)의 곱 (N— T X Nᅳ R)에 해당되는 양을 얻을 수 있다.

둘째로, 공간 멀티플렉싱 기법은 각 송신 안테나에서 서로 다른 데이터 열을 송신하는 방법인데, 이때 수신기에서는 송신기로부터 동시에 전송된 데이터 사이에 상호 간섭이 발생하게 된다. 수신기에서는 이 간섭을 적절한 신호처리 기법을 이용하여 제거한 후 수신한다. 여기에 사용되는 잡음 제거 방식은 MLD (maximum likelihood detection) 수신기 , ZF ( zero- forcing) 수신기 MMSE (minimum mean square error) 수신기 , D- BLAST (Diagonal -Bell Laboratories Layered Space -Time ) , V-BLAST (Vertical -Bell Laboratories Layered Space -Time ) 등이 있으며, 특히 송신단에서 채널 정보를 알 수 있는 경우에는 SVD ( singular value decomposition) 방식 등을 사용할 수 있다.

셋째로, 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 결합된 기법을 들 수 있다. 공간 다이버시티 이득만을 얻을 경우 다이버시티 차수의 증가에 따른 성능개선 이득이 점차 포화되며, 공간 멀티플렉싱 이득만을 취하면 무선 채널에서 전송 신뢰도가 떨어진다. 이를 해결하면서 두 가지 이득을 모두 얻는 방식들이 연구되어 왔으며 , 이 중 시공간 불록 부호 (Double - STTD) , 시공간 BICM ( STBICM) 등의 방식이 있다.

상술한 바와 같은 다중 입출락 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.

먼저, 도 5에 도시된 바와 같이 N_T개의 송신 안테나와 N_R개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다.

먼저, 송신 신호에 대해 살펴보면, 이와 같이 N_T개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 N_T개 이므로, 이를 다음과 같은 백터로 나타낼 수 있다.

【수학식 2】 한편, 각각의 전송 정보 sᅳ 1, _s ᅳ 2, s_N_T에 있어 전송 전력을 달리 할 수 있으며, 이때 각작의 전송 전력을 Pᅳ 1, Ρ_2, ... , P_N_T라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같은 백터로 나타낼 수 있다.

【수학식 3】

녜 ,… , s _Nr ] = [P^ , ,·.·, Ρ _Ντ S _NT

또한, 수학식 3의 전송 전력이 조정된 전송 정보를 전송 전력의 대각 행렬 P로 다음과 같이 나타낼 수 있다. _{I I}

【수학식 4】

한편, 수학식 4의 전송 전력이 조정된 정보 백터는 그 후 가중치 행렬 W가 곱해져 실제 전송되는 N_T개의 전송 신호 x_l, x_2, ... , ^χ _Ν_Τ를 구성한다 여기서, 가중치 행렬은 전송 채널 상황 등에 따라 전송 정보를 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송 신호 Xᅳ 1, X— 2

X— Ν_Τ를 백터 X를 이용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다 .

【수학식 5】

X, W,2 . 여기서 , w_ij는 i번째 송신 안테나와 j번째 전송 정보간의 가중치를 나타내며, W는 이를 행렬로 나타낸 것이다. 이와 같은 행렬 W를 가중치 행렬 (Weight Matrix) 또는 프리코딩 ( Precoding Matrix)라 부른다. 한편, 상술한 바와 같은 전송 신호 ( X )는 공간 다이버시티를 사용하는 경우와 공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우로 나누어 생각해 볼 수 있다.

공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우는 서로 다른 신호를 다중화하여 보내게 되므로, 정보 백터 s의 원소들이 모두 다른 값을 가지게 되는 반면, 공간 다이버시티를 사용하게 되면 같은 신호를 여러 채널 경로를 통하여 보내게 되므로 정보 백터 s의 원소들이 모두 같은 값을 갖게 된다.

물론, 공간 멀티플택싱과 공간 다이버시티를 흔합하는 방법도 고려 가능하다ᅳ 즉, 예를 들어 ₃ 개의 송신 안테나를 통하여 같은 신호를 공간 다이버시티를 이용하여 전송하고, 나머지는 각각 다른 신호를 공간 멀티플택싱하여 보내는 경우도 고려할 수 있다.

다음으로, 수신신호는 Nᅳ R개의 수신 안테나가 있는 경우, 각 안테나의 수신신호 y_l , y_2 , y_N_R을 백터 y로 다음과 같이 나타내기로 한다.

【수학식 6】

한편, 다중 입출력 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링하는 경우, 각각의 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분할 수 있으며, 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을 h— ij로 표시하기로 한다. 여기서, h_ij의 인텍스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다. 이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 백터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 백터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다.

도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.

도 6에 도시된 바와 같이 총 N_T개의 송신 안테나로부터 수신안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.

【수학식 7】

^[h _n ,h _i2 ,'-;h _iNr

또한, 상기 수학식 7과 같은 행렬 표현을 통해 N_T개의 송신 안테나로부터

N R개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다

【수학식 8】

H =

한편 , 실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H를 거친 후에 백색 잡음 (AWGN: Additive White Gaussian Noise) A 더해지게 되므로, N— R개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색 잡음 _n _i, _n _2, n_N_R^r 백터로 표현하면 다음과 같다.

【수학식 9】

n = ，" ₂ ，.니 상술한 바와 같은 전송 신호, 수신 신호, 채널, 및 백색 잡음의 모델링을 통해 다중 입출력 안테나 통신 시스템에서의 각각은 다음과 같은 관계를 통해 나타낼 수 있다..

【수학식 10】

한편, 채널의 상태를 나타내는 채널 행렬 Η의 행과 열의 수는 송수신 안테나 수에 의해서 결정된다. 채널 행렬 Η는 앞서 살펴본 바와 같이 행의 수는 수신 안테나의 수 N— R과 같아지고, 열의 수는 송신 안테나의 수 Ν_Τ와 같아 지게 된다. 즉, 채널 행렬 Η는 N_RXNJT 행렬이 된다.

일반적으로, 행렬의 랭크 (rank)는 서로 독립인 (independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 탱크는 행 또는 열의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H의 ¾크 ^31 (11) )는 다음과 같이 제한된다.

【수학식 11]

rank{jA)< min(N _T ,N _R )

또한, 행렬올 고유치 분해 (Eigen value decomposition)를 하였을 때 , 탱크는 고유치 (eigen value)들 중에서 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다 . 비슷한 방법으로 , 탱크를 SVD (singular value decomposition) 했을 때 0이 아닌 특이값 (singular value)들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서 , 채널 행렬에서 랭크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.

본 명세서에 있어 , MIMO 전송에 대한 '탱크 (Rank) '는 톡정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '레이어 ( layer)의 개수 '는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 탱크 수에 대응하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 랭크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.

이하, 앞서 설명한 MIMO 전송 기법들과 관련하여 , 코드북 기반 프리코딩 기법에 대하여 보다 구체적으로 살펴본다.

도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.

코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우, 송신단과 수신단은 전송 랭크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다.

즉, 피드백 정보가 유한한 ( f inite ) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다.

수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보 (즉 , 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어 , 수신단에서는 ML (Maximum Likelihood) 또는 MMSE (Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 7에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.

수신단요로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행 ( row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며 , 열 ( column)의 개수는 탱크 값과 동일하다. 탱크 값은 레이어의 개수와 동일하므로, 열 ( column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어, 전송 안테나의 개수가 4이고 레이어의 개수가 2인 경우에는 프리코딩 행렬이 4 X 2 행렬로 구성될 수 있다. 아래의 수학식 12는 이러한 경우의 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어에 매핑된 정보를 각각의 안테나에 매핑시키는 동작을 나타내는 것이다.

【수학식 12】

수학식 12를 참조하면 , 레이어에게 매핑된 정보는 x_l , x_2이고, 4 X 2 행렬의 각 요소 P_ij는 프리코딩에 사용되는 가중치이다. y_l , y_ ₂ , y_3 , yᅳ 4는 안테나에 매핑되는 정보로서 각 OFDM 전송방식을 사용하여 각각의 안테나를 통하여 전송될 수 있다.

송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 u · I H = I (여기서 , ΙΓΗ는 행렬 υ의 에르미트 (Hermit) 행렬을 의미함)와 같은 유니터리 행렬 (U) 조건을 만족하는바 상술한 프리코딩의 역처리는 송선단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행¾ ( 의 에르미트 (Hermit) 행렬 (P ^A H)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.

또한, 프리코딩은 다양한 방식의 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 가질 것이 요구되므로, 코드북 설계에 있어서 다양한 안테나 구성에 대한 성능을 고려할 필요가 있다. 이하에서는 다중 안테나의 예시적인 구성에 대하여 설명한다.

기존의 3GPP LTE 시스템 (예를 들어 , 3GPP LTE 릴리즈 -8 또는 9 표준에 따른 시스템)에서는 하향링크에서 최대 4개의 전송 안테나를 지원하므로 4 전송 안테나에 대한 코드북이 설계되어 있다. 기존의 3GPP LTE의 진화인 3GPP LTE-A 시스템에서는 하향링크에서 최대 8 전송 안테나를 지원할 수 있다. 따라서, 최대 8 전송 안테나를 통한 하향링크 전송에 대하여 양호한 성능을 제공하는 프리코딩 코드북을 설계하는 것이 요구된다.

또한, 코드북 설계에 있어서는, 일정 계수 특성 (constant modulus property) , 유한 알파^ I (infinite alphabet) , 코드북 크기에 대한 게한, 네스티드 특성 (nested property) , 다양한 안테나 구성 (antenna configuration)에 대한 양호한 성능을 제공할 것 등이 일반적으로 요구된다. 일정 계수 특성이란, 코드북을 구성하는 프리코딩 행렬의 각각의 채널 요소 (channel component)의 크기 (amplitude)가 일정한 특성을 의미한다. 이러한 특성에 따르면, 어떤 프리코딩 행렬이 사용되는지에 무관하게, 모든 안테나 각각으로부터 전송되는 전력 레벨이 동일하게 유지될 수 있다. 이에 따라 전력 증폭기 ( p _ower Amplif ier) 사용의 효율성을 높일 수 있다.

유한 알파벳 ( f inite alphabet )이탄, 예를 들어 , 2 개의 전송 안테나의 경우에 프리코딩 행렬들을 스케일링 인자 ( scaling factor)를 제외하고 QPSK (Quadrature Phase Shif t Keying) 알파벳 (즉, ± 1 , 士 j ) 만을 사용하여 구성하는 것을 의미한다. 이에 따라, 프리코더에서 프리코딩 행렬을 승산 (multiplication)함에 있어서 계산의 복잡성을 완화할 수 있다.

코드북 크기는 소정의 크기 이하로 제한될 수 있다. 코드북의 크기가 클수록 다양한 경우에 대한 프리코딩 행렬들을 포함할 수 있으므로 채널 상태를 보다 정밀하게 반영할 수 있지만, 그에 따라 프리코딩 행렬 지시자 ( PMI : Precoding Matrix Indicator)의 비트수 7]· 증 ^하게 되고 이는 시그널링 오버헤드를 야기할 수 있기 때문이다.

네스티드 특성 (nested property)이란, 높은 랭크 프리코딩 행렬의 일부분이 낮은 탱크 프리코딩 행렬로 구성되는 것을 의미한다. 이와 같이 프리코딩 행렬이 구성되면, 단말로부터 보고된 Rl ( Rank 工 ndicator)에서 나타내는 채널 랭크보다 낮은 전송 랭크로 하향링크 전송을 하도록 기지국이 결정하는 경우에도, 적절한 성능을 보장할 수 있다. 또한, 이 특성에 따라 CQI iChannel Quality Information) 겨 )산의 복잡성도 감소할 수 있다. 왜냐하면, 상이한 ¾크에 대해 설계된 프리코딩 행렬들 중에서 프리코딩 행렬을 선택하는 동작을 할 때에, 프리코딩 행렬 선택을 위한 계산이 일부분 공유될 수 있기 때문이다.

다양한 안테나 구성 (antenna conf igurati이 i)에 대한 양호한 성능을 제공한다는 것은, 낮은 상관을 가친 안테나 구성, 높은 상관을 가진 안테나 구성 또는 크로스 -편극 안테나 구성 등의 다양한 경우에 대해서 일정 기준 이상의 성능을 제공할 것이 요구된다는 의미이다. 참조 신호 (RS : Reference Signal )

무선 통신 시스템에서 데이터는 무선 채널을 통해 전송되기 때문에, 신호는 전송 중에 왜곡될 수 있다. 수신단에서 왜곡된 신호를 정확하게 수신하기 위하여, 수신된 신호의 왜곡은 채널 정보를 이용하여 보정되어야 한다. 채널 정보를 검출하기 위하여 송신측과 수신측 모두 알고 있는 신호 전송 방법과 신호가 채널을 통해 전송될 때 왜곡된 정도를 이용하여 채널 정보를 검출하는 방법을 주로 이용한다. 상술한 신호를 파일럿 신호 또는 참조 신호 (RS : reference signal )라고 한다.

또한 최근 대부분의 이동통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피, 다중송신안테나와 다중수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 사용한다. 다중 입출력 안테나를 이용하여 데이터를 송수신할 때, 신호를 정확하게 수신하기 위하여 송신 안테나와 수신 안테나 간의 채널 상태가 검출되어야 한다. 따라서 각 송신 안테나는 개별적인 참조 신호를 가져야 한다. 이동 통신 시스템에서 RS는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 채널 상태 정보 획득을 위한 목적의 RS와 데이터 복조를 위해 사용되는 RS가 있다. 전자는 UE가 하향 링크로의 채널 상태 정보를 획득하는데 그 목적이 있으므로, 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 UE라도 그 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 또한 이는 핸드 오버 등의 무선 자원 무선 자원 관리 (RRM _: . Radio Resource Management ) 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크 ¾ 보낼 때 해당 리소스에 함께 보내는 RS로서, UE는 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.

하향 참조 신호는 셀 내 모든 단말이 공유하는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등의 측정 등을 위한 하나의 공통 참조 신호 ( CRS : common RS )와 특정 단말만을 위하여 데이터 복조를 위해 사용되는 전용 참조 신호 (dedicated RS )가 있다. 이와 같은 참조 신호들을 이용하여 복조 (demodulation)와 채널 측정 ( channel measurement ) 위한 정보를 제공할 수 있다. 즉, DRS는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다사용된다.

수신 측 (즉, 단말)은 CRS로부터 채널 상태를 측정하고, CQI ( Channel Quality Indicator) , PMI ( Precoding Matrix Index) 및 /또는 RI (Rank Indicator)와 같은 채널 품질과 관련된 지시자를 송신 측 (즉, 기지국)으로 피드백한다. CRS는 샐 특정 기준신호 ( cell— specif ic RS )라고도 한다. 반면, 채널 상태 정보 ( CSI : Channel State Information)≤1 피드백과 관련된 참조 신호를 CSI -RS라고 정의할 수 있다.

DRS는 PDSCH 상의 데이터 복조가 필요한 경우 자원 요소들올 통해 전송될 수 있다. 단말은 상위 계층을 통하여 DRS의 존재 여부를 수신할 수 있으며, 상웅하는 PDSCH가 매핑되었을 때만 유효하다 . DRS를 단말 특정 참조 신호 (UE- specific RS) 또는 복조 참조 신호 (DMRS: Demodulation RS)라고 할 수 있다.

도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.

도 8을 참조하면, 참조 신호가 매핑되는 단위로 하향링크 자원 블록 쌍은 시간 영역에서 하나의 서브 프레임 X 주파수 영역에서 12개의 부 반송파로 나타낼 수 있다. 즉, 시간 축 (X축) 상에서 하나의 자원 블록 쌍은 일반 순환 전치 (normal CP: normal Cyclic Prefix) 인 경우 14개의 OFDM 심볼의 길이를 가지고 (도 8 (a)의 경우) , 확장 순환 전치 (extended CP: extended Cyclic Prefix)인 경우 12개의 OFDM 심볼의 길이를 가진다 (도 8 (b)의 경우) . 자원 블록 격자에서 ' 0 ' , '1' , '2' 및 '3 '으로 기재된 자원 요소들 (REs)은 각각 안테나 포트 인덱스 ' 0 ' , '1' , '2< 및 '3 '의 CRS의 위치를 의미하며, 'D'로 기재된 자원 요소들은 DRS의 위치를 의미한다.

이하 CRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, CRS는 물리적 안테나의 채널을 추정하기 위해 사용되고, 샐 내에 위치한 모든 단말에 공통적으로 수신될 수 있는 참조 신호로써 전체 주파수 대역에 분포된다. 즉, 이 CRS는 cell- specified 시그널로, 광대역에 대해서 매 서브 프레임마다 전송된다. 또한, CRS는 채널 품질 정보 (CSI) 및 데이터 복조를 위해 이용될 수 있다.

CRS는 전송 측 (기지국)에서의 안테나 배열에 따라 다양한 포맷으로 정의된다. 3GPP LTE 시스템 (예를 들어 , 릴리즈 -8)에서는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS가 전송된다. 하향링크 신호 송신 측은 단일의 송신 안테나, 2개의 송신 안테나 및 4개의 송신 안테나와 같이 3 종류의 안테나 배열을 가진다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우, 0번과 1번 안테나 포트에 대한 CRS가 전송되고 네 개인 경우 0 3 번 안테나 포트에 대한 CRS가 각각 전송된다. 기지국의 송신 안테나가 4개일 경우 한 RB 에서의 CRS 패턴은 도 8과 같다.

기지국이 단일의 송신 안테나를 사용하는 경우, 단일 안테나 포트를 위한 참조 신호가 배열된다.

기지국이 2개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 2개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 시분할 다중화 (TDM : Time Division Multiplexing) 및 /또는 주파수 분할 다중화 ( FDM Frequency Division Multiplexing) 방식을 이용하여 배열된다. 즉, 2개의 안테나 포트를 위한 참조 신호는 각각이 구별되기 위해 서로 다른 시간 자원 및 /또는 서로 다른 주파수 자원이 할당된다. 게다가, 기지국이 4개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 4개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 TDM 및 /또는 FDM 방식을 이용하여 배열된다. 하향링크 신호의 수신 측 (단말)에 의하여 측정된 채널 정보는 단일의 송신 안테나 전송, 송신 다이버시티 , 폐쇄 루프 공간 다증화 ( closed- loop spatial multiplexing) , 개방 루프 공간 다중화 (open- loop spatial multiplexing) 또는 다중 사용자—다중 입출력 안테나 (Multi -User MIMO)와 같은 전송 방식을 이용하여 전송된 데이터를 복조하기 위하여 사용될 수 있다. 다중 입출력 안테나가 지원되는 경우 참조 신호가 특정의 안테나 포트로부터 전송될 때, 상기 참조 신호는 참조 신호의 패턴에 따라 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되며, 다른 안테나 포트를 위해 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되지 않는다. 즉, 서로 다른 안테나 사이의 참조 신호는 서로 겹치지 않는다.

이하 DRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, DRS는 데이터를 복조하기 위하여 사용된디- . 다중 입출력 안테나 전송에서 특정의 단말을 위해 사용되는 선행 부호화 (precoding) 가중치는 단말이 참조 신호를 수신하였을 때 각 송신 안테나에서 전송된 전송 채널과 결합되어 상웅하는 채널을 추정하기 위하여 변경 없이 사용된다.

3GPP LTE 시스템 (예를 들어 , 릴리즈 - 8 )은 최대로 4개의 전송 안테나를 지원하고, 랭크 1 빔포밍 (beamforming)을 위한 DRS가 정의된다. 탱크 1 빔포밍을 위한 DRS는 또한 안테나 포트 인텍스 5 를 위한 참조 신호를 나타낸다.

LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원할 수 있도록 디자인되어야 한다. 따라서 최대 8개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서 하향 링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS만 정의되어 있으므로, LTE— A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대 8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되고 디자인되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS는 위에서 설명한 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가 모두 디자인되어야 한다.

LTE-A 시스템을 디자인 함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 하위 호환성 (backward compatibility) , 즉 LTE 단말이 LTE-A 시스템에서도 아무 무리 없이 잘 동작해야 하고, 시스템 또한 이를 지원해야 한다는 것이다. RS 전송 관점에서 보았을 때 , LTE에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브 프레임마다 전송되는 시간—주파수 영역에서 추가적으로 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS 패턴을 매 서브 프레임마다 전 대역에 추가하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다.

따라서 LTE-A 시스템에서 새로이 디자인되는 RS는 크게 두 가지 분류로 나누게 되는데, MCS , PMI 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS ( CSI -RS : Channel State Inf ormation-RS , Channel State Indication-RS 등)와 8개의 전송 안테나로 전송되는 데이터 복조를 위한 RS (DM-RS _: Data Demodulation-RS )이다 .

채널 측정 목적의 CSI -RS는 기존의 CRS가 채널 측정, 핸드 오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리 채널 측정 위주의 목적을 위해서 디자인되는 특징이 있다. 물론 이 또한 핸드 오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI -RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로 CRS와 달리 매 서브 프레임마다 전송되지 않아도 된다 . CSI -RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI -RS는 시간 축 상에서 간헐적으로 전송된다.

데이터 복조를 위해서 해당 시간-주파수 영역에서 스케줄링 된 UE에게 전용적 (dedicated)으로 DM-RS가 전송된다. 즉, 특정 UE의 DM— RS는 해당 UE가 스케줄링 된 영역, 즉 데이터를 수신 받는 시간-주파수 영역에만 전송되는 것이다.

LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS를 매 서브 프레임마다 대역에 전송하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다. 따라서 LTE-A 시스템에서는 MCS , PMI 등의 선택을 위한 CSI 측정 목적의 CSI -RS와 데이터 복조를 위한 DM— RS로 분리되어 두 개의 RS가 추가되었디 · . CSI = RS는 RRM 측정 등의 목적으로도 사용될 수는 있지만 CSI 획득의 주목적을 위해서 디자인되었다. CSI -RS는 데이터 복조에 사용되지 않으므로 매 서브 프레임마다 전송될 필요는 없다 . 그러므로 CS工 RS의 오버해드를 줄이기 위하여 시간 축 상에서 간헐적으로 전송하도록 한다ᅳ 즉,

CSI— RS는 한 서브 프레임의 정수 배의 주기를 가지고 주기적으로 전송되거나 특정 전송 패턴으로 전송될 수 있다. 이 때 CSI-RS가 전송되는 주기나 패턴은 eNB가 설정할 수 있다.

데이터 복조를 위해서는 해당 시간-주파수 영역에서 스케줄링 된 UE에게 dedicated하거 1 DM-RS가 전송된다. 즉, 특정 UE의 DM-RS는 해당 UE가 스케줄링 된 영역, 즉 데이터를 수신 받는 시간—주파수 영역에만 전송된다.

CSI— RS를 측정하기 위해서 UE는 반드시 자신이 속한 샐의 각각의 CSI -RS 안테나 포트에 대한 CSI -RS의 전송 서브 프레임 인덱스, 전송 서브 프레임 내에서 CSI -RS 자원 요소 (RE) 시간—주파수 위치 , 그리고 CSI -RS 시퀀스 등에 대한 정보를 알고 있어야 한다.

LTE-A 시스템에 eNB는 CSI -RS를 최대 8개의 안테나 포트에 대해서 각각 전송해야 한다. 서로 다른 안테나 포트의 CSI— RS 전송을 위해 사용되는 자원은 서로 직교 (orthogonal )해야 한다. 한 eNB가 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI -RS를 전송할 때 각각의 안테나 포트에 대한 CSI -RS를 서로 다른 RE에 맵핑함으로써 FDM/TDM방식으로 이들 자원을 orthogonal하게 할당할 수 있다. 또는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI -RS를 서로 orthogonal한 코드에 맵핑시키는 CDM방식으로 전송할 수 있다.

CSI— RS에 관한 정보를 eNB가 자기 셀 UE에게 알려줄 때, 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI RS가 매핑되는 시간-주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다. 구체적으로, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 번호들, 또는 CSI-RS가 전송되는 주기, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 오프셋이며, 특정 안테나의 CSI-RS RE가 전송되는 OFDM 심볼 번호, 주파수 간격 (spacing) , 주파수 축에서의 RE의 오프셋 또는 쉬프트 값 등이 있다.

CSI-RS는 1개, 2개, 4개 또는 8개의 안테나 포트를 통해 전송된다. 이때 사용되는 안테나 포트는 각각 p=15, p=15,16, p=15, ... ,18, p=15 ,22이다. CSI RS는 서브캐리어 간격 Δ f = 15kHz에 대해서만 정의될 수 있다.

CSI-RS 전송을 위해 설정된 서브프레임 내에서, CSI-RS 시퀀스는 아래 수학식 13과 같이 각 안테나 포트 (p) 상의 참조 심볼 (reference symbol)로서 이용되는 복소 변조 심볼 (complex- valued modulation symbol) a— k, 1 (p)에 매핑된다 .

【수학식 13】

ak ^P l = ^w l" - ^r l,n _s ( ^m ')

ᅳ 0 for p {l 5,16}, normal cyclic prefix

-6 for p G {l 7,18}， normal cyclic prefix

ᅳ 1 for p G {l 9，20}， normal cyclic prefix

ᅳ 7 for p e {21,22}, normal cyclic prefix

k = k'+l2m +

ᅳ0 for p≡ {l 5,16}, extended cyclic prefix

-3 for p e {l 7,18}, extended cyclic prefix

-6 for p e {l 9，20}， extended cyclic prefix

-9 for p G {21,22}, extended cyclic prefix

B L一 al configurations 0-19， normal cyclic prefix

ᅡ」

o al configurations 20 - 31 , normal cyclic prefix

al configurations 0 - 27， extended cyclic prefix

m ^: 0,1,.., _B ^L -1

max,DL

N RB -N

m m +

2 상기 수학식 13에서, (k' , 1' ) (여기서, k'는 자원 블록 내 부반송파 인텍스이고, 1'는 슬롯 내 OFDM 심볼 인덱스를 나타낸다. ) 및 n_s의 조건은

H

아래 표 3 또는 표 4와 같은 CSI— RS 설정 (configuration)에 따라 _t 결정된다. 표 3는 일반 CP에서 CSI-RS 구성으로부터 (k' , 1' )와매핑을 예시한다. 【표 3】

CSI reference Number of CSI reference signals

signal configured

configuration 1 or 2 4 8

(k',r) n _s mod 2 (k',r) n _s mod 2 n _s mod 2 ω 0 (9, 5) 0 (9,5) 0 (9, 5) 0

1 (11,2) 1 (11,2) 1 1 - ⁾

2 (9,2) 1 (9,2) 1 (9,2) 1

3 (7,2) 1 (7,2) 1 (7, 2) 1

^ C

4-> ¾ 4 (9,5) 1 (9,5) 1 (9, 5) 1

¾ a 5 (8,5) 0 (8,5) 0

^

• , 6 1 (10,2) 1

m ^M 7 (8,2) 1 (8,2) 1

a) 8 (6,2) 1 (6,2) 1

i-l 9 (8,5) 1 (8,5) 1

10 (3,5) 0 Ftt 2 trame suceeruryp 11 (2, 5) 0

tt _l srcuu ony 12 (5,2) 1

t reype 13 (4,2) 1

14 (3,2) 1

15 (2,2) 1

16 (1,2) 1

17 (0,2) 1

18 (3,5) 1

19 (2,5) 1

20 (11, 1) 1 (11, 1) 1 (11, 1) 1

21 (9, 1) 1 (9, 1) 1 (9, 1) 1

22 (7,1) 1 (7, 1) 1 (7, 1) 1

O

23 1 (10, 1) 1

24 (8,1) 1 (8,1) 1

25 (6, 1) 1 (6, 1) 1

26 (5, 1) 1

27 (4, 1) 1

28 (3,1) 1

29 (2, 1) 1

30 (1, 1) 1

31 (0, 1) 1

표 4는 확장 CP에서 CSI-RS 구성으로부터 (k' , 1' )의 매핑을 예시한다.

【표 4】

CSI reference Number of CSI reference signals

signal configured

configuration 1 or 2 4 8

(k' ') n _s mod 2 (k',r) n _s mod 2 n _s mod 2

0 (11,4) 0 (11,4) 0 (11,4) 0

CN

1 (9,4) 0 (9,4) 0 (9,4) 0

Ό

α 2 (10,4) 1 (10,4) 1 (10,4) 1

3 (9,4) 1 (9,4) 1 (9,4) 1

H

4 (5,4) 0 (5,4) 0

ω

5 (3,4) 0 (3,4) 0

6 (4,4) 1 (4,4) 1

7 (3,4) 1 (3,4) 1

！니 8 (8,4) 0

u 9 (6,4) 0

10 (2,4) 0

ω 11 (0,4) 0

12 (7,4) 1

ε 13 (6,4) 1

14 (1,4) 1

(¾

15 (0,4) 1

16 (11,1) 1 (11, 1) 1 (11, 1) 1

17 (10, 1) 1 (10,1) 1 (10, 1) 1

18 (9, 1) 1 (9, 1) 1 (9, 1) 1

19 (5, 1) 1 (5,1) 1 20 (4,1) 1 (4,1) 1

21 (3,1) 1 (3,1) 1

22 (8,1) 1

23 (7,1) 1

24 (6,1) 1

25 (2,1) 1

26 (1,1) 1

27 (0,1) 1

표 3 및 표 4를 참조하면, CSI-RS의 전송에 있어서, 이종 네트워크 (HetNet: heterogeneous network) 환경을 포함하여 멀티 셀 환경에서 셀간 간섭 (ICI: inter-cell interference)을 줄이기 위하여 최대 32개 (일반 CP 경우) 또는 최대 28개 (확장 CP 경우)의 서로 다른 구성 (configuration)이 정의된다.

CSI-RS 구성은 셀 내의 안테나 포트의 개수 및 CP에 따라 서로 다르며, 인접한 셀은 최대한 서로 다른 구성을 가질 수 있다. 또한, CSI— RS 구성은 프레임 구조에 따라 FDD 프레임과 TDD 프레임에 모두 적용하는 경우와 TDD 프레임에만 적용하는 경우로 나눠질 수 있다. 표 3 및 표 4를 기반으로 CSI-RS 구성에 따라 (k' ,1' ) 및 n_s가 정해지고, 각 CSI-RS 안테나 포트에 따라 CSI-RS 전송에 이용하는 시간- 주파수 자원이 결정된다. 도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 참조 신호가 매핑되는 자원을 예시하는 도면이다. 도 9 (a)는 1개 또는 2개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의한 CSI-RS 전송에 사용 가능한 20가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이고, 도 9(b)는 4개의 CSI- RS 안테나 포트들에 의해 사용 가능한 10가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이며 , 도 9(c)는 8개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의해 CSI-RS 전송에 사용 가능한 5가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이다.

이와 같이 , 각 CSI-RS 구성에 따라 CSI-RS가 전송되는 무선 자원 (즉, RE 쌍〉이 결정된다 .

특정 셀에 대하여 CSI— RS 전송을 위해 1개 혹은 2개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9 (a)에 도시된 20가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다.

마찬가지로, 특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 4개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9(b)에 도시된 10가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다. 또한, 특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 8개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9(c)에 도시된 5가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다.

2개의 안테나 포트 별 (즉, {15,16}, {17,18}, {19, 20} , {21, 22})로 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS는 동일한 무선 자원에 CDM되어 전송된다. 안테나 포트 15 및 16를 예를 들면, 안테나 포트 15 및 16에 대한 각각의 CSI-RS 복소 심볼은 동일하나, 서로 다른 직교 코드 (예를 들어 , 왈시 코드 (walsh code) 7} 곱해져서 동일한 무선 자원에 매핑된다 . 안테나 포트 15에 대한 CSI-RS의 복소 심볼에는 [1, 1]이 곱해지고, 안테나 포트 16에 대한 CSI-RS의 복소 심볼에는 [1 -1]이 곱해져서 동일한 무선 자원에 매핑된다. 이는 안테나포트 {17,18}, {19,20}, {21, 22}도 마찬가지이다.

UE는 전송된 심볼에 곱해진 코드를 곱하여 특정 안테나 포트에 대한 CSI- RS를 검출할 수 있다 . 즉, 안테나 포트 15에 대한 CSI-RS를 검출하기 위해서 곱해진 코드 [1 1]을 곱하고, 안테나 포트 16에 대한 CSI— RS를 검출하기 위해서 곱해진 코드 [1 ᅳ 1]을 곱한다.

도 9(a) 내지 (c)를 참조하면 , 동일한 CSI-RS 구성 인덱스에 해당하게 되면, 안테나 포트 수가 많은 CSI-RS 구성에 파른 무선 자원은 CSI— RS 안테나 포트 수가 적은 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원을 포함한다. 예를 들어, CSI- RS 구성 0의 경우, 8개 안테나 포트 수에 대한 무선 자원은 4개 안테나 포트 수에 대한 무선 자원과 1 또는 2개의 안테나 포트 수에 대한 무선 자원을 모두 포함한다.

하나의 셀에서 복수의 CSI-RS 구성이 사용될 수 있다. 넌—제로 전력 (NZP: non-zero power) CSI-RS는 0개 또는 1개 CSI-RS 구성만이 이용되고, 제로 전력 (ZP: zero power) CSI-RS는 0개 또는 여러 개의 CSI-RS 구성이 이용될 수 있다,

상위 계층에 의해 설정되는 16 비트의 비트맵인 ZP CSI- RS(ZeroPowerCSI-RS)에서 1로 설정된 각 비트 별로, UE는 위의 표 3 및 표 ₄ 의 ₄ 개의 CSI— RS 열 (column)에 해당하는 RE들에서 (상위 계층에 의해 설정된 NZP CSI-RS를 가정하는 RE와 중복되는 경우를 제외) 제로 전송 전력을 가정한다. 최상위 비트 (MSB: Most Significant Bit)는 가장 낮은 CSI-RS 구성 인덱스에 해당하고, 비트맵 내에서 그 다음의 비트는 순서대로 다음의 CSI-RS 구성 인덱스에 해당한다.

CSI-RS는 위의 표 3 및 표 4에서 (n_s mod 2)의 조건을 만족하는 하향링크 슬롯 및 CSI-RS 서브프레임 구성을 만족하는 서브프레임에서만 전송된다.

프레임 구조 타입 2(TDD)의 경우, 스페셜 서브프레임, 동기 신호 (SS) , PBCH 또는 SIB 1 (SystemlnformationBlockTypel) 머 1入 1지 전송과 충돌되는 서브프레임 또는 페이징 메시지 전송을 위해 설정된 서브프레임에서 CSI-RS는 전송되지 않는다.

또한, 안테나 포트 세트 S(S={15}, S={15,16}, S={17,18}, S={19,20} 또는 S={21,22}) 내 속하는 어떠한 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 전송되는 RE는 PDSCH 또는 다른 안테나 포트의 CSI-RS 전송에 사용되지 않는다.

CSI-RS 전송에 사용되는 시간-주파수 자원들은 데이터 전송에 사용될 수 없으므로, CSI— RS 오버헤드가 증가할수톡 데이터 처리량 (throughput)이 감소하게 된다 . 이를 고려하여 CSI-RS는 매 서브프레임마다 전송되도록 구성되지 않고, 다수의 서브프레임에 해당하는 소정의 전송 주기마다 전송되도록 구성된다. 이 경우, 매 서브프레임마다 CSI-RS가 전송되는 경우에 비하여 CSI- RS 전송 오버헤드가 많이 낮아질 수 있다 .

CSI-RS 전송을 위한 서브프레임 주기 (이하, 'CSI 전송 주기'로 지칭함) (T— CSI-RS) 및 서브프레임 오프셋 (A_CSI-RS)은 아래 표 5과 같다. 표 5은 CSI— RS 서브프레임 구성을 예시한다 .

【표 5】

표 5을 참조하면, CSI-RS 서브프레임 구성 (I CSI-RS)에 따라 CSI-RS 전송 주기 (T— CSI-RS) 및 서브프레임 오프셋 (Δᅳ CSI-RS)이 결정된다.

표 5의 CSI-RS 서브프레임 구성은 앞서 'SubframeConfig' 필드 및 ¹ zeroTxPo erSubfratneConf ig' 필드 종 어느 하나로 설정될 수 있다. CSI- RS 서브프레임 구성은 NZP CSI-RS 및 ZP CSI-RS에 대하여 개별적으로 (separately) 설정될 수 있다.

CSI-RS를 포함하는 서브프레임은 아래 수학식 14를 만족한다,

【수학식 14】

(l0n _f + A _CSI _ _RS )mod r _CSI _ _RS = 0

수학식 14에서 T_CSI-RS는 CSI— RS 전송 주기, A_CSI-RS는 서브프레임 오프셋 값, n_f는 시스템 프레임 넘버, n_s는 슬롯 넘버를 의미한다.

서빙 셀에 대해 전송 모드 9 (transmission mode 9)7} 설정된 UE의 경우, UE는 하나의 CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다. 서빙 셀에 대해 전송 모드 10 (transmission mode 10)이 설정된 UE의 경우, UE는 하나 또는 그 이상의 CSI-RS 자원 구성 (들)이 설정될 수 있다.

현재 LTE 표준에서 CSI-RS 구성은 안테나 포트 개수 (antennaPortsCount) , 서브프레임 구성 (subframeConf ig) , 자원 구성 (resourceConfig) 등으로 구성되어 있어 , CSI-RS가 몇 개의 안테나 포트에서 전송되는지 , CSI-RS가,전송될 서브프레임의 주기 및 오프셋이 어떻게 되는지 , 그리고 해당 서브프레임에서 어떤 RE 위치 (즉, 주파수와 OFDM 심볼 인덱스)에서 전송되는지 알려준다

구체적으로 각 CSI— RS (자원) 구성을 위한 아래와 같이 파라미터가 상위 계층 시그널링을 통해 설정된다. - 전송 모드 10이 설정된 경우, CSI-RS 자원 구성 식별자

― CSI-RS 포트 개수 (antennaP rtsCount)： CSI-RS 전송을 위해 사용되는 안테나 포트의 개수를 나타내는 파라미터 (예를 들어 , 1 CSI-RS 포트, 2 CSI-RS포트, 4 CSI— RS 포트, 8 CSI-RS 포트)

- CSI-RS 구성 (resourceConf ig) (표 3 및 표 4 참조)： CSI-RS 할당 자원 위치에 관한 파라미터

- CSI-RS 서브프레임 구성 (subframeConf ig, 즉 I— CSI-RS) (표 5 참조)： CSI— RS가 전송될 서브프레임 주기 및 /또는오프셋에 관한 파라미터

- 전송 모드 9가 설정된 경우, CSI 피드백을 위한 전송 파워 (P_C) : 피드백을 위한 참조 PDSCH 전송 파워에 대한 UE의 가정과 관련하여 , UE가 CSI 피드백을 도출하고 1 dB 단계 크기로 [-8, 15] dB 범위 내에서 값을 취할 때, P— C는 PDSCH RE 당 에너지 (EPRE: Energy Per Resource Element)와 CSI-RS EPRE의 비율로 가정된다.

- 전송 모드 10이 설정된 경우, 각 CSI 프로세스에 대하여 CSI 피드백을 위한 전송 파워 (Pᅳ C) . CSI 프로세스에 대하여 CSI 서브프레임 세트들 C_CSI,0 및 C_CSI,1가 상위 계층에 의해 설정되면, P_C는 CSI 프로세스의 각 CSI 서브프레임 세트 별로 설정된다.

- 임의 랜덤 (pseudo-rnadom) 시퀀스 발생기 파라미터 (n_ID)

- 전송 모드 10이 설정된 경우, QCL (QuasiCo-Located) 타입 B UE 가정을 위한 QCL 스크램블링 식별자 (qcl-Scramblingldentity— rll) , CRS 포트 ^l"운트 (crs— PortsCount-rll) , MBSFN 서브프레임 설정 리스트 (mbsfn- SubframeConf igList-rll) 파라미터를 포함하는 상위 계층 파라미터 ('qcl- CRS-Info-rll ' )

UE가 도출한 CSI 피드백 값이 [ 8, 15] dB 범위 내의 값을 가질 때, P_C는 CSI-RS EPRE에 대한 PDSCH EPRE의 비율로 가정된다. 여기서 , PDSCH EPRE는 CRS EPRE에 대한 PDSCH EPRE의 비율이 p— A인 심볼에 해당한다.

서빙 셀의 동일한 서브프레임에서 CSI-RS와 PMCH이 함께 설정되지 않는다 . 프레임 구조 타입 2에서 4개의 CRS 안테나 포트가 설정된 경우, UE는 일반 CP의 경우 [20— 31] . 세트 (표 3 참조) 또는 확장 CP의 경우 [16-27] 세트 (표 4 참조)에 속하는 CSI-RS 구성 인덱스가 설정되지 않는다.

UE는 CSI-RS 자원 구성의 CSI-RS 안테나 포트가 지연 확산 (delay spread) , 도플러 확산 (Doppler spread) , 도플러 쉬프트 (Doppler shift) , 평균 이득 (average gain) 및 평균 지연 (average delay)어 1 대하여 QCL 관계를 가진다고 가정할 수 있다.

전송 모드 10 그리고 QCL 타입 B가 설정된 UE는 CSI-RS 자원 구성에 해당하는 안테나 포트 0-3과 CSI-RS 자원 구성에 해당하는 안테나 포트 15- 227} 도플러 확산 (Doppler spread) , 도플러 쉬프트 (Doppler shift)에 대하여 QCL 관계라고 가정할 수 있다.

전송 모드 1-9가 설정된 UE의 경우, 서빙 셀에 대하여 UE는 하나의 ZP

CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다. 전송 모드 10이 설정된 UE의 경우, 서빙 샐에 대하여 UE는 하나 또는 그 이상의 ZP CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다. 상위 계층 시그널링을 통해 ZP CSI-RS 자원 구성을 위한 아래와 같은 파라미터가 설정될 수 있다.

- ZP CSI-RS 구성 리스트 (zeroTxPᄋ werResourceConf igList) (표 3 및 표 4 참조)： 제로 -파워 CSI RS 구성에 관한 파라미터

- ZP CSI-RS 서브프레임 구성 (eroTxPowerSubframeConf ig, 즉 Iᅳ CSI-RS) (표 5 참조) : 제로 -파워 CSI-RS가 전송되는 서브프레임 주기 및 /또는 오프셋에 관한 파라미터

서빙 셀의 동일한 서브프레임에서 ZP CSI-RS와 PMCH가 동시에 설정되지 않는다.

전송 모드 10이 설정된 UE의 경우, 서빙 셀에 대하여 하나 또는 그 이상의 CSI- IM (Channel -State Information - Interference Measurement ) 자원 구성이 설정될 수 있다.

상위 계층 시그널링을 통해 각 CSI-IM 자원 구성을 위한 아래와 같은 파라미터가 설정될 수 있다.

- ZP CSI-RS 구성 (표 3 및 표 4 참조)

- ZP CSI RS 서브프레임 구성 (工ᅳ CSI-RS) (표 5 참조)

CSI-IM 자원 구성은 설정된 ZP CSI-RS 자원 구성 중 어느 하나와 동일하다.

서빙 샐의 동일한 서브프레임 내 CSI-IM 자원과 PMCH가 동시에 설정되지 않는다. 매시브 MIMO (Massive MIMO)

다수의 안테나를 가지는 MIMO 시스템을 매시브 MIMO (Massive MIMO) 시스템으로 지칭할 수 있으며, 스펙트럼 효율 (spectral efficiency) , 에너지 효율 (energy efficiency) , 프로세싱 복잡도 (processing complexity)를 향상 시키기 위한 수단으로써 주목 받고 있다.

최근 3GPP에서는 미래의 이동 통신 시스템의 스펙트럼 효율성에 대한 요구사항을 만족시키기 위하여 매시브 MIMO 시스템에 대한 논의가 시작되었다. 매시브 MIMO는 전—차원 MIMO ( FD-MIMO : Full -Dimension MIMO)로도 지칭된다.

LTE 릴리즈 (Rel : release ) - 12 이후의 무선 통신 시스템에서는 능동 안테나 시스템 (AAS : Active Antenna System)의 도입이 고려되고 있다.

신호의 위상 및 크기를 조정할 수 있는 증폭기와 안테나가 분리되어 있는 기존의 수동 안테나 시스템과 달리, AAS는 각각의 안테나가 증폭기와 같은 능동 소자를 포함하도록 구성된 시스템을 의미한다 .

AAS는 능동 안테나 사용에 따라 증폭기와 안테나를 연결하기 위한 별도의 케이블, 커넥터 , 기타 하드웨어 등이 필요하지 않고, 따라서 에너지 및 운용 비용 측면에서 효율성이 높은 특징을 갖는다. 특히, AAS는 각 안테나 별 전자식 범 제어 ( electronic beam control ) ¾ ^" 식을 지원하기 때문에 빔 ¾ ^" 향 및 빔 폭을 고려한 정교한 빔 패턴 형성 또는 3차원 범 패턴을 형성하는 등의 진보된 MIMO 기술을 가능하게 한다.

AAS 등의 진보된 안테나 시스템의 도입으로 다수의 입출력 안테나와 다차원 안테나 구조를 갖는 대규모 MIMO 구조 또한 고려되고 있다 . 일례로 , 기존의 일자 형 안테나 배열과 달리 2차원 ( 2D : 2 -Dimension) 안테나 배열을 형성할 경우, AAS의 능동 안테나에 의해 3차원 범 패턴을 형성할 수 있다.

도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소 ( antenna elements )를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다. 도 10에서는 일반적인 2차원 ( 2D : 2 Dimension) 안테나 배열을 예시하고 있으며 , 도 10과 같이 N_t=N_v · N_h개의 안테나가 정방형의 모양을 갖는 경우를 고려할 수 있디ᅳ . 여기서, N_h는 수평 방향으로 안테나 열의 개수를 N— V는 수직 방향으로 안테나 행의 개수를 나타낸다.

이러한 2D 구조의 안테나 배열을 이용하면, 3차원 공간에서 전송 빔을 제어할 수 있도록 무선 파장 ( radio wave)이 수직 방향 (고도 (elevation) ) 및 수평 방향 (방위각 ( azimuth) )으로 모두 제어될 수 있다. 이러한 타입의 파장 제아메커니즘을 3차원 범포밍으로 지칭할 수 있다.

도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D ( 3 -Dimension) 범 형성이 가능한 다수의 송 /수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다 .

도 11은 앞서 설명한 예를 도식화한 것으로서 , 2차원 안테나 배열 (즉, 2D-AAS )를 이용한 3D MIMO시스템을 예시한다 .

송신 안테나 관점에서 상기 3차원 범 패턴을 활용할 경우, 범의 수평 방향뿐만 아니라 수직 방향으로의 준 -정적 또는 동적인 범 형성을 수행할 수 있으며 일례로 수직 방향의 섹터 형성 등의 응용을 고려할 수 있다.

또한, 수신 안테나 관점에서는 대규모 수신 안테나를 활용하여 수신 빔을 형성할 때 , 안테나 배열 이득 (antenna array gain)에 따른 신호 전력 상승 효과를 기대할 수 있다. 따라서, 상향링크의 경우, 기지국이 다수의 안테나를 통해 단말로부터 전송되는 신호를 수신할 수 있으며, 이때 단말은 간섭 영향을 줄이기 위해 대규모 수신 안테나의 이득을 고려하여 자신의 송신 전력을 매우 낮게 설정할 수 있는 장점이 있다. 도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파 ( cross polarization) # 가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다.

편파 ( P이 arization)를 고려한 2D 평면 배열 안테나 (planar antenna array) 모델의 경우, 도 12와 같이 도식화할 수 있다.

수동적 안테나 (passive antenna)어 1 따른 기존의 MIMO 시스템과 달리 , 능동 안테나에 기반한 시스템은 각 안테나 요소에 부착된 (또는 포함된) 능동 소자 (예를 들어 , 증폭기 )에 가중치를 적용함으로써 안테나 요소의 이득 (gain)을 동적으로 조절할 수 있다. 방사 패턴 ( radiation pattern)은 안테나 요소의 개수, 안테나 간격 ( spacing) 등과 같은 안테나 배치 ( arrangement )에 의존하므로 , 안테나 시스템은 안테나 요소 레벨에서 모델링될 수 있다.

도 12의 예시와 같은 안테나 배열 모델을 (M, N, P)로 나타낼 수 있으며 , 이는 안테나 배열 구조를 특징 짓는 파라미터에 해당된다.

M은 각 열 (즉, 수직 방향에서 )에서 같은 편파 (polarization)를 가지고 있는 안테나 요소 ( antenna element )의 개수 (즉, 각 열에서 +45 ^° 경사 ( slant )를 가지고 있는 안테나 요소의 개수 또는 각 열에서 - 45 ^° 경사 ( slant )를 가지고 있는 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.

N은 수평 방향의 열의 개수 (즉, 수평 방향에서 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.

P는 편파 (polarization)의 차원 (dimension)의 개수를 나타낸다 . 도 12의 경우와 같이 교차 편파 ( cross polarization)의 경우 P=2이나, 동일 편파 ( Co— polarization)의 경우 P=l이다 . 테 ( antenna port ) ¾리적 ¾：테ᅪ ϋ (physical antenna element )로 매핑될 수 있다. 안테나 포트 ( antenna port )는 해당 안테나 포트와 관련된 참조 신호에 의해 정의될 수 있다. 예를 들어, LTE 시스템에서 안테나 포트 ᄋ는 CRS ( Cell - specif ic Reference Signal )와 관련되고, 안테나 포트 6는 PRS ( Positioning Reference Signal )와 관련될 수 있다. 일례로, 안테나 포트와 물리적 안테나 요소 간은 일대일 매핑될 수 있다. 단일의 교차 편파 ( cross polarization) 안테나 요소가 하향링크 MIMO 또는 하향링크 전송 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0는 하나의 물리적 안테나 요소에 매핑되는 반면, 안테나 포트 1은 다른 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.

다른 일례로, 단일의 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 범포밍 (beamforming)을 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 범포밍은 다중의 물리적 안테나 요소를 이용함으로써, 하향링크 전송이 특정 단말에게 향하도록 할 수 있다 . 일반적으로 다중의 교차 편파 ( cross polarization) 안테나 요소의 다중의 열 ( column)로 구성되는 안테나 배열 (antenna array)를 사용하여 이를 달성할 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 단일의 안테나 포트로부터 발생된 단일의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 CRS와 관련되고, 또 다휸 하나는 안테나 포트 1을 위한 CRS와 관련된다. 즉, 안테나 포트는 기지국에서 물리적 안테나 요소로부터 전송된 실제 하향링크 전송이 아닌 단말 입장에서의 하향링크 전송을 나타낸다.

다론 일례로, 다수의 안테나 포트가 하향링크 전송喜 위해 사용되나, 각 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우는 안테나 배열이 하향링크 MIMO 또는 하향링크 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0 및 1은 각각 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.

FD-MIMO 에서는, 데이터 스트림의 MIMO 프리코딩은 안테나 포트 가상화, 트랜스시버 유닛 (또는 송수신 유닛) ( TXRU : transceiver unit ) 가상화, 안테나요소 패턴을 거칠 수 있다.

안테나 포트 가상화는 안테나 포트 상의 스트림이 TXRU 상에서 프리코딩된다 . TXRU 가상화는 TXRU 신호가 안테나 요소 상에서 프리코딩된다 . 안테나 요소 패턴은 안테나 요소로부터 방사되는 신호는 방향성의 이득 패턴 (directional gain pattern)을 가질 수 있다.

기존의 송수신기 ( transceiver) 모델링에서는, 안테나 포트와 TXRU 간의 정적인 일대일 매핑이 가정되고, TXRU 가상화 효과는 TXRU 가상화 및 안테나 요소 패턴의 효과모두를 포함하는 정적인 ( TXRU) 안테나 패턴으로 합쳐진다. 안테나 포트 가상화는 주파수-선택적인 방법으로 수행될 수 있다. LTE에서 안테나 포트는 참조 신호 (또는 파일렷)와 함께 정의된다. 예를 들어, 안테나 포트 상에서 프리코딩된 데이터 전송을 위해, DMRS가 데이터 신호와 동일한 대역폭에서 전송되고, DMRS와 데이터 모두 동일한 프리코더 (또는 동일한 TXRU 가상화 프리코딩 )로 프리코딩된다. CSI 측정을 위해 CSI-RS는 다중의 안테나 포 E를 통해 전송된디 ^ᅵ . CSI-RS 전송에 있어서, 단말에서 데이터 프리코딩 백터를 위한 TXRU 가상화 프리코딩 행렬을 추정할 수 있도록 CSI-RS 포트와 TXRU 간의 매핑을 특징짓는 프리코더는 고유한 행렬로 설계될 수 있다.

TXRU 가상화 방법은 1차원 TXRU 가상화 (ID TXRU virtualization)와 2차원 TXRU 가상화 (2D TXRU virtualization) °1 논의되며 , 이에 대하여 아래 도면을 참조하여 설명한다.

도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다 .

ID TXRU 가상화에 있어서, M_TXRU 개의 TXRU은 동일한 편파 (polarization)을 가지는 단일의 열 (column) 안테나 배열로 구성되는 M개의 안테나 요소와 관련된다.

2D TXRU 가상화에 있어서, 앞서 도 12의 안테나 배열 모델 구성 (M, N, P)에 상웅하는 TXRU 모델 구성은 (M_TXRU, N, P)로 나타낼 수 았다 . 여기서 , M_TXRU는 2D 같은 열 , 같은 편파 (polarization)에 존재하는 TXRU의 개수를 의미하며 , MJTXRU < M을 항상 만족한다 . 즉 , TXRU의 총 개수는 M_TXRUXNXP와 같다.

TXRU 가상화 모델은 안테나 요소와 TXRU와의 상관 관계에 따라 도 13 (a)와 같이 TXRU 가상화 (virtualization) 모델 읍션 1: 서브—배열 분할 모델 (sub-array partition model)과 도 13 (b)와 같이 TXRU '가상화 모델 옵션— 2: 전역 연결 (full_connection) 모델로 구분될 수 있다. 도 13 (a)를 참조하면 , 서브 -배열 분할 모델 (sub-array partition model)의 경우, 안테나 요소는 다중의 안테나 요소 그룹으로 분할되고, 각 TXRU는 그룹 중 하나와 연결된다.

도 13 (b)를 참조하면, 전역 연결 (full-connection) 모델의 경우, 다중의 TXRU의 신호가 결합되어 단일의 안테나 요소 (또는 안테나 요소의 배열)에 전달된다.

도 13에서 q는 하나의 열 (column) 내 M개의 같은 편파 (c으 polarized)를 가지는 안테나 요소들의 송신 신호 백터이다. w는 광대역 TXRU 가상화 가중치 백터 (wideband TXRU virtualization weight vector)이며 W는 광대역 TXRU 가상화 가중치 행렬 (wideband TXRU virtualization weight matrix)이다. x는 M— TXRU 개의 TXRU들의 신호 백터이다 .

여기서 , 안테나 포트와 TXRU들과의 매핑은 일대일 (1-to-l) 또는 일대다 (1— to-many)일 수 있다.

도 13에서 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑 (TXRU -to -element mapping)은 하나의 예시를 보여주는 것일 뿐이고, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며 하드웨어 관점에서 이 밖에 다양한 형태로 구현될 수 있는 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑에도 본 발명이 동일하게 적용될 수 있다.

전송 모드 4, 5 및 6의 경우, 프리코딩 피드백은 채널 종속적인 코드북 기반 프리코딩을 위해 사용되고, PMI를 보고하는 UE (들)에 의존한다. 전송 모드 8의 경우, UE는 PM工를 보고한다. 전송 모드 9 및 10의 경우, PMI/RI 보고가 설정되고 CSI-RS 포트가 1 보다 크면 UE는 PMI를 보고한다. UE는 피드백 모드에 기반하여 PM工를 보고한다. 다른 전송 모드의 경우, PMI 보고는 지원되지 않는다.

2개의 안테나 포트의 경우, 각 PMI 값은 아래 표 6과 코드북 인덱스에 해당한다.

- 2개의 안테나 포트가 {0, 1} 또는 {15, 16}이고, 관련된 RI 값이 1인 경우, PMI 값은 아래 표 6에서 ^ϋ =1일 때의 코드북 인덱스 η에 해당한다 (" ⁰ ' ¹ , ² ^) .

- 2개의 안테나 포트가 {0, 1} 또는 {15, 16}이고, 관련된 RI 값이 2인 경우, ΡΜΙ 값은 아래 표 6에서 ^υ =2일 때의 코드북 인덱스 η+1에 해당한다 ("^ ⁰ ， ) .

표 6은 안테나 포트 {0, 1} 상에서 전송을 위한 그리고 안테나 포트 {0, 1} 또는 {15, 16} 기반 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다.

【표 6】

4개의 안테나 포트가 {0, 1, 2, 3} 또는 {15, 16, 17, 18}인 경우, 각 PMI 값은 다음과 같이 아래 표 7에서 주어진 코드북 인덱스에 해당하거나, 아래 표 8 내지 표 11에서 주어진 코드북 인덱스들의 쌍에 해당한다. - PMI 값은 연관된 RI 값과 동일한 υ에 대하여 아래 표 7에서 주어진 코드북 인덱스 _η 에 해당할 수 있다 ("^ ⁰ ， ¹ ，…， ¹⁵ )) .

- 또는, 각 ΡΜΙ 값은 표 8 내지 표 11에서 주어진 코드북 인덱스들의 쌍에 해당할 수 있다. 여기서 , 표 8 및 표 11에서 , 및 는 아래 수학식 15와 같다.

【수학식 15] φ _η = e ^jml1

φ = e ^jZm/32

ν = [l e^ ¹ ' ¹ ] 제 1 PMI 값 _{ )은 각각 연관된 RI 값과 동일한 에 대하여 표 j에서 주어진 코드북 인덱스 및 ' ² 에 해당한다. 여기서 , 에^, ⁴ ), = {16,16,1,1} 및 g( ) = {16,16,16,16}일 때 각각 j는 8, 9, 10, 11에 해당한다. 표 10 및 표 11에서 ^ 는 " ^:7 - ² """"/"""""으로부터 세트 W에 의해 주어진 열들에 의해 정의되는 행렬을 나타낸다. 여기서, / 는 4x4 단위 행렬이고, 백터 ""는 표 7에서 정해진다. 그리고, " ^{= /2} 이다.

경우에 따라, 코드북 서브샘플링 (subsampling)이 지원된다.

표 7은 안테나 포트 {0, 1,2,3} 상에서 전송을 위한 그리고 안테나 포트 {0,1,2,3} 또는 {1 ⁵ ,1 ⁶ , 1 ⁷ , 1S} 기반 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다.

표 8은 안테나 포트 0 내지 3 또는 15 내지 18을 이용한 1 레이어 CSI 보고를 위한코드북을 예시한다

표 9는 안테나 포트 0 내지 3 또는 15 내지 18을 이용한 2 레이어 CSI 보고를 위한코드북을 예시한다 . 【표 9】

'Ί 2

0 1 2 3

0 - 15 8,1

'ι >2

표 10은 안테나 포트 15 내지 18을 이용한 3 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 .

표 11은 안테나 포트 15 내지 18을 이용한 4 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 .

안테나 포트의 경우, 각 PMI 값은 아래 표 12 내지 표 19에서 주어진 인덱스들의 쌍에 해당한다 . 여기서 , ^φη 및 ^V w 는 아래 수학식 16과 【수학식 16】

Ψη = ^3/2

v„, = 1 e ^J2mn ^ ² e ^j4m,/32 _e ^j6m " ^{ln Γ}

8 안테나 포트 {1 ⁵ ,1 ⁶ '1 ⁷ ,1 ⁸ ,1 ⁹ ， ² 0, ₂ ^ } 의 경우, 제工 皿 값 ( / _{ι ε} {0,1,···,/(υ)-ΐ} ) 및 게 _{2 ρΜΙ} 값 ( ₂ e{0,l _r ",g(")-l} )은 각각 연관된 _RI 값과 동일한 "에 대하여 표 j에서 주어진 코드북 인덱스 및 ^에 해당한다 . 여기서 , j = U이고, /(") = {1 ⁶ ,16， ⁴ , ⁴ ， ⁴ , ⁴ , ⁴ ,1}이며, g(u) = {l ⁶ ,l ⁶ ,l ⁶ , ⁸ ,l,l,U}이다. 경우에 따라, 코드북 서브샘플링 (subsampling)이 지원된다.

표 12는 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 1 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 .

【표 12】

표 13은 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 2 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 .

【표 13

Ί

8 9 10 11

0 - 15 ^2(,,2,+l,0 ^2^2 , +1,1 "2|+l,2/,+2,0 " 2/, +1,2/, +2,1

12 13 14 15

0 - 15 ^2 ,, 2/, +3,0 "2/, ,2/, +3,1 2 +1,2^+3,0 w "2 ⁱ² ,+ ⁾ l,2; ₁ +3,l

_W (2) _ 1「 ^V _" , ^V -' 1

"세 „ — V J

표 14는 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 3 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 . 【표 14】

표 15는 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 4 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 . 【표 15】

'2

Ί

0 1 2 3

0 - 3 "8/, ,8/, +8,0 "8, ,8/, +8,1 "8 _| +2,8/, +10,0 " 8,^+2,8,, +10,1

'\ h

4 5 6 7

0 - 3 "8, +4,8/, +12,0 "8, +4,8/, +12,1 ^r Si, +6,8/, +14,0 "8, +6,8/, +14,1

표 16은 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 5 레이어 CS工 보고를 위한 코드북을 예시한다. 、

【표 16】

표 17은 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 6 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 .

【표 17]

표 18은 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 7 레이어 CSI 보고를 위한 북을 예시한다.

【표 18]

표 19는 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 8 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 .

【표 19】 하이브리드 (hybrid) CSI 보고 방법 및 이를 위한 코드북 구성 방법

FD(Full Dimension) -MIMO (또는, 매시브 (Massive) -MIMO , 진보된 (enhanced) =MIMO, 대규모 안테나 시스템 (Large-Scale Antenna System) , 매우 큰 (Very Large) MIMO, 하이퍼 (Hyper) -MIMO 등으로 지칭될 수 있음)가 도입 되면서 , 기지국은 N(N>>1) 안테나 포트 (또는 특정 포트-대ᅳ 요소 (port— to— element) 가상화 (virtualization)어 1 따라서 "element"가 해당될 수도 있으며 , 이하에서는 설명의 편의상 "port"로 통칭함)를 이용하여 D-범포밍 등을 수행함으로써 시스템의 수율 (throughput)을 높일 수가 있다. 현재 3GPP Rel-13에서는 클래스 (Class) A로 정의되는 프리코딩되지 않은 방식 (non— precoded scheme)의 CSI-RS 동작 (또는 CSI 보고 동작) (각 CSI 프로세스가 하나의 CSI-RS 자원과 하나의 CSI-IM 자원과 연관될 수 있음)과 Class B로 정의되는 빔포밍된 방식 (beamformed scheme)의 CSI-RS 동작 (또는 CSI 보고 동작) (각 CSI 프로세스는 하나 또는 그 이상의 CSI-RS 자원과 하나또는 그 이상의 CSI-IM 자원과 연관될 수 있음)을 정의한다.

Class A의 경우, 단말이 N개의 안테나 포트를 측정하고, 이를 이용하여 N-port 프리코더 (precoder)를 선택하여 이와 관련된 CSI (PMI, CQI, RI 등)을 기지국에 보고하게 된다. 하지만, N이 증가할수록, 단말의 채널 측정을 위한 CSI— RS 또한 증가하여야 하며, 이와 관련된 코드북 크기도 증가하여, 결과적으로 피드백 오버헤드 (feedback overhead) 또한 증가하게 된다.

반면에, Class B의 경우, CSI-RS 포트 수는 기지국의 안테나 포트 수보다는 단말의 최대 랭크 (rank)와 관련되어 있어 , 기지국의 안테나포트 수가 증가해도 CSI-RS의 큰 증가 없이 사용할 수 있는 장점이 있다. 다만, 기지국에서 범 선택 (selection)을 실시해야 하므로, 단말의 이동성 (mobility)가 높은 환경과 기지국의 범이 좁은 (narrow) 환경에서는 범포밍의 강인성이 약화될 수 있는 단점이 있다.

이러한 두 개의 기법의 단점을 보완하기 위하여, Class A와 B를 조합해서 사용하는 하이브리드 (hybrid) CSI-RS 기반 기법 ( scheme) (또는 CSI 보고 기법 )을 고려할 수 있다.

이처럼, 단일의 CSI 프로세스 구성 (CSI process configuration) 내 2개 (혹은 그 이상)의 CSI 보고를 위한 프로세스가 결합되는 것을 'hybrid CSI'라고 지칭할 수 있다. 즉, hybrid CSI는 단일의 CSI process 내 2개 (혹은 그 이상)의 CSI-RS configuration을 포함하는 CSI 보고 타입을 의미할 수 있다. 이때 각각의 CSI-RS configuration의 타입은 앞서 설명한 Class A 및 Class B 중 어느 하나로 설정될 수 있다. 예를 들어, 해당 CSI-RS configuration에 대하여 RRC 파라미터 ' eMIMO-Type '이 · non-precoded '≤ - 셋팅되면 Class A의 CSI-RS configuration에 해당하고, ' eMIMO-Type '이 ' beamf ormed '≤. 셋팅되면 Class B의 CSI-RS configuration에 해당할 수 있다.

즉, 단일의 CSI process 내 2개의 CSI-RS configuration을 게 1 CSI-RS configuration 및 제 2 CSI-RS configuration!- 포함할 수 있다. 도 14는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하이브리드 CSI- RS 기반 기법을 예시하는 도면이다. 도 14에서는 하이브리드 CSI-RS 기법을 예시한다. 도 14에서 실선은 장기 (long-term)의 주기를 가지고 기지국의 CSI-RS 전송과 단말의 feedback 동작을 나타내며 , 실선은 단기 (short-term) (즉, long-term CSI— RS에 비하여 상대적으로 짧은)의 주기를 가지고 기지국의 CSI-RS 전송과 단말의 feedback 동작을 나타낸다.

Long-term CSI— RS는 Class A에 기반한 CSI-RS (즉, 제 1 CSI-RS configuration)은 Class A로 설정되고, long-term 채널 방향 정보 (CDI: channel direction information)를 측정하기 위한 용도로 사용된다. 단말은 Long-term CSI-RS를 이용하여, 자신의 위치 및 이동성을 고려하여 선호하는 (preferred) CDI를 기지국에 보고할 수 있다. 여기서, CD工는 수평 도메인 (horizontal domain)과 수직 도데인 (vertical domain)의 정보를 통합적으로 포함하거나 흑은 독립적으로 포함할 수 있다.

Short-term CSI-RS (즉, 제 2 CSI-RS configuration)의 경우, 기지국은 Long-term으로 획득한 CI)I를 활용하여, 단말에게 특정된 beamforming을 구성한다 . 그리고 , 이를 단말에게 short— term CSI— RS를 이용하여 알려주고, 단말은 범 선택 (beam selection) , 위상 일치 (co- phasing) , RI 정보 등을 sh :t-term으로 피드백 할 수 있다. 본 발명에서는 이러한 hybrid scheme을 위하여 CDI 코드북 구성 방법을 제안한다. hybrid CSI로 설정된 단일의 CSI process 내 포함된 제 1 CSI-RS configuration에 대한 CSI 보고를 위한 코드북 구성 방법을 제안한다.

이러한 hybrid CS工ᅳ RS를 사용 여부는 상위 계층 시그널링 (예를 들어, RRC 시그널링〉를 통하여 단말에 알려 줄 수 있다 .

하나의 실시예로서 , 단말에게 _C i _ass c (예를 들어 , 상위 계충 파라미터인 eMIMO-Type이 ' hybrid ' or 'Class C S. 셋팅됨)가 설정되면, 단발은 이를 hybrid based scheme임을 인지하여, CSI 보고 등의 동작을 수행할 수 있다.

Hybrid scheme에서 CD工 코드북의 용도는, 단말의 채널 방향성을 알기 위함이므로, 이를 추정하기 위하여 기지국의 모든 안테나 포트를 사용하는 전체ᅳ 포트 (full— port) 방식과, 기지국 안테나 중 일부만을 사용하여 CDI를 추정하는 부분 -포트 (partial-port) 방식을고려할 수 있다.

이하, 본 발명의 설명에 있어서, 별도의 설명이 없는 한, CDI, 빔 인덱스 (BI: Beam Index) 또는 CSI-RS 자원 지시자 (CRI: CSI-RS Resource Indicator) , ΡΜΙ 등의 용어는 다른 용어를 통칭하는 의미로 해석될 수 있다.

만약, hybrid CSI 내 제 1 CSI-RS conf iguration°l Class A로 설정된 경우, 기지국은 하나의 CSI-RS 자원 상에서 다수의 안테나 포트를 이용하여 CSI-RS를 단말에게 전송하고, 단말은 수신한 CSI-RS 자원에서 전송된 CSI-RS에 기반하여 미리 정의된 코드북에서 선호하는 프리코딩 행렬을 선택하고, 선택된 프리코딩 행렬에 상웅하는 PMI (이때, PMI는 제 1 PMI (W1 또는 i_l)와 제 2 PMI (W2 또는 i_2)로 구성될 수 있음) (또는 RI도 함께 보고)를 기지국에게 보고할 수 있다 .

만약, hybrid CSI 내 거 ll CSI-RS configuration ⁰ ] Class B로 설정된 경우, 제 1 CSI-RS configuration은 K (> 1) 개의 CSI— RS 자원 (즉, 빔포밍된 CSI-RS가 매핑되는 CSI-RS 자원)을 가지는 Class B CSI-RS configuration 어] 해당할 수 있다. 즉, 기지국은 단말에게 K개의 CSI-RS 자원에 각각 범포밍된 CSI-RS를 매핑하여 전송하고, 단말은 수신한 K개의 CSI- RS 자원 (즉, K개의 빔포밍된 CSI-RS) 중 선호하는 어느 하나의 CSI— RS 자원 (즉, 빔)을 선택하고, CRI (또는 CDI, BI)를 기지국에 보고할 수 있다. 도 15는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 32-포트의 안테나 포트 레이아웃 (layout)을 예시한다.

예를 들어, FD-MIMO에서 고려하고 있는 N개의 포트로 이루어진 1D(1- dimension) 혹은 2D (2 -dimension) 안테나 ^' 레이 ⁰ ]"웃 (antenna layout)을 고려한다. 도 15에서는 N=32(N1=4, N2=4, Nl , Ν2는 각각 안테나 포트의 (동일한 편파 (polarization)를 가지는) 열과 행의 개수를 나타낸다. )의 예시를 나타낸다.

이하, 본 발명의 설명에 있어서, 설명의 편의 상 N1은 수평 도메인 (horizontal domain)을 N2는 수직 도메인 (vertical domain)을 나타내며 , 경우에 따라서 , N1이 수직 도메인 (vertical domain) , Ν2가 수평 도메인 (horizontal domain)에 해당될 수도 있다. 또한, ID layout은 N2 = l 혹은 Nl = l인 경우를 나타냄은 자명하다.

A. 교차 편파 (cross polarization)을 가지는 2D antenna layout에 상응하는 이산 푸리에 변환 (DFT: Discrete Fourier Transform) 기반 코드북이 이용될 수 있다.

1. 레가시 이중 (dual) 코드북 구조의 재사용 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북은 아래 수학식 17과 같이 만들 수 있다 【수학식 17】

1 e 'ᅳ ᅳ m, = 0,1,···, o.N, - 1

(17-b) (17-c) 예 -A (17-d) 앞서 수학식 ₁₇ 에서 예시한 수식을 이용하여 CDI 코드북을 구성하는 경우, 전체 코드북의 사이즈는 ⁽ ¥ 로 결정될 수 있다ᅳ 여기서, L은 (17- d)에서 예시된 위상 일치 (co-phasing)의 크기를 나타낸다.

여기서 , port layout 정보 및 오버샘플링 인자 (ᄋ versampling factor)인 ,0\,o ₂ 는 기지국이 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , _RRC 시그널링 )으로 단말에게 알려 줄 수 있다. 또 다른 실시 예로, ，^의 정보만 기지국이 상위 계층 시그널링 (예를

RRC 시그널링)으로 단말에게 알려주고 , 고정된 (예를 들어,

_0| =4,o ₂ =4 혹은 _0| =8,ο ₂ =8 ) 혹은 _oversampling 이 없는 0^1,^=1 가 사용될 수도 있다 . 또한, CDI 피드백 오버해드를 즐이기 위하여 , co- phasing에 상응하는 (17-d)를 {1, j} 등과 같이 축소되어 사용될 수도 있다. 단말은 상기 코드북을 이용하여 , 가장 선호하는 (prefer) 인덱스 (ΒΙ) (즉, 단말이 코드북 내에서 선택한 프리코딩 행렬에 상응하는 PMI)를 기지국에 보고하고, 기지국은 보고된 BI (또는 CDI)를 이용하여 , 빔포밍 기법 (beamformed scheme)에 적합한 범포밍을 수행할 수 있다.

죽, 기지국은 단말로부터 보 -고된 BI (또는 CDI)를 이용하여 빔 그룹의 범포밍 계수를 계산하고, 계산된 빔포밍 계수를 이용하여 범포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 수 있다. 다시 말해, 단말이 보고한 PMI에 의해 프리코딩 행렬 세트 (그룹)가 정해지고, 기지국은 프리코딩 행렬 세트 (그룹) 내 속한 프리코딩 행렬을 각 CSI-RS에 적용함으로써, 빔포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 수 있다.

2. Horizontal domain과 vertical domain 별 CDI 코드북

단말이 위치한 환경 (실내 (Indoor) , 실외 (outdoor) , 단말 이동성 (UE mobility) (즉, 이동 중) 등)에 의하여 , horizontal domain의 CE ⁾ I가 주로 변화하는 경우도 존재할 수 있으며, 혹은 vertical domain의 CI ⁾ 工가 주로 변화하는 경우도 존재할 수 있다.

이 경우, 앞서 설명한 방식 1과 같이 단말이 두 도메인의 채널 (channel)을 결합 (joint)하여 측 하고 보고 (report)하는 경우보다는 어느 하나의 도메인에 대한 C이를 report하는 경우가 피드백 오버헤드 측면에서 더 바람직할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에 따른 코드북은 아래 수학식 18 또는 수학식 19와 같이 구성될 수 있다.

【수학식 18】

【수학식 19】

단말은 자신의 주위 환경 (예를 들어 , 자신의 위치 , 이동성 여부 등)을 고려하여, 수학식 18 또는 수학식 19으로 구성된 코드북 중에서 특정 채널이 이전 채널에 비하여 상대적으로 많이 변화한 채널에 상응하는 코드북을 이용하여 CDI 인덱스 (즉, 단말이 코드북 내에서 선택한 프리코딩 행렬에 상웅하는 PMI)를 long-term report 주기에 맞춰 기지국에 feedback할 수 있다.

이 경우, 단말은 각 domain에 대하여 레가시 코드북 (즉, 3GPP Rel-12 4TX 코드북 (예를 들어 , 앞서 표 6 내지 표 11 참조) , Rel_10 8Tx 코드북 (예를 들어 , 앞서 표 12 내지 표 19 참조) )의 W1 (즉, 제 1 ΡΜΙ 값 iᅳ 1)을 사용할 수도 있다 .

또한, 단말은 수학식 18 또는 수학식 19를 이용하여, 각 도메인에 적합한 코드북을 보고할 수 있다. 이때 , 각 도메인 (즉, 단말이 선택 (보고)하는 도메인)에 대한 정보는 1-비트 지시자를 이용하여 구분될 수 있다.

또는, 단말은 두 도메인을 통합하여 조인트 (joint)하게 보고할 수 있다. 즉, 각각의 도메인에 대한 CDI 인덱스를 보고할 수도 있다.

기지국은 단말로부터 보고된 BI (또는 CDI)를 이용하여 빔 그룹의 범포밍 계수를 계산하고, 계산된 범포밍 계수를 이용하여 _빔포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 수 있다. 다시 말해, 단말이 보고한 PMI에 의해 프리코딩 행렬 세트 (그룹)가 정해지고, 기지국은 프리코딩 행렬 세트 (그룹) 내 속한 프리코딩 행렬을 각 CSI-RS에 적용함으로써 , 범포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 수 있다.

3. co-phasing이 없는 CDI 코드북

Co-phasing 없는 CDI 코드북을 이용하는 하나의 일례로 Rel-13에서 정의되는 W2 (즉, 제 2 PMI 값 i_2)만의 피드백 (W2 only feedback)을 이용하는 Class B CSI reporting에 대한 코드북 구성 (즉, 계층 파라미터 'PMI-Config'가 1로 셋팅되거나 또는

' 2alternativeCodebookEnabledCLASSB_Kl '이 ' TRUE '로 셋팅된 경우)이 이용될 수 있다.

W2는 빔 선택 (beam selection)과 co— phasing으로 이루어져 있기 때문에, 이 방식을 이용하는 경우, co-phasing을 CDI 코드북에서 고려하지 않아도 된다.

이 경우, 앞서 설명한 A-1의 방식 기반 CDI 코드북은 아래 수학식 20과 같다.

【수학식 20】 이와 유사하게, 앞서 설명한 A-2 방식 기반의 CDI 코드북은 아래 수학식 21 및 수학식 22와 같다.

【수학식 21】

【수학식 22】

W _mi,n =-^u _mi , m ₂ =0,\,-,o ₂ N ₂ -\ 상기 코드북을 이용하여 기지국이 범포밍을 구성할 때, 빔포밍으로 구성되는 빔 그룹에 대하여 아래 도면을 참조하여 설명한다 .

도 16는 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 빔 그룹을 예시한다.

도 16에서는 인 경우, _2D 범 그룹의 지역형 (localized case)과 분산형 (distributed case)을 예시한다.

앞서 수학식 ₂₁ 또는 수학식 ₂₂ 에 의해 구성된 코드북을 이용하여 범포밍으로 구성되는 범 그룹들은 도 16에서 예시된 바와 같이 localized 범 혹은 distributed 범으로 그룹핑될 수 있다. 즉, 기지국은 빔포밍된 CSI- RS를 단말에게 전송할 때, 도 16에서 예시된 localized 빔 그룹 혹은 distributed 범 그룹이 이용될 수 있다.

여기서 , localized 빔그룹의 경우, 각도 확산 (angular spread)이 작은 경우에 유리하며, distributed 범 그룹의 경우, angular spread가 큰 경우에 유리하다.

따라서, 단말은 채널을 측정하여, 단말에게 대한 유리한 범그룹을 설정 받을 수 있도록, 기지국에게 CI I와 함께 코드북 구성 정보를 통합적 혹은 독립적으로 보고할 수 있다. 보다 구체적으로 설명하면, 단말은 기지국과 localized와 distributed된 코드북을 사전에 합의하고, 사전에 합의된 localized와 distributed 코드북 중에서 어느 하나를 지시하는 정보를 CD工와 통합적으로 흑은 독립적으로 보고할 수 있다.

또는 , 주어진 범 그룹내의 범들의 분포된 정보 (예를 돌어 , 빔 그룹의 빔 스페이싱 (beam spacing) (pi, p2)에 관한 정보, 여기서 , beam spacing 정보는 (1st domain beam spacing, 2nd domain beam spacing)로 표현될 수도 있으며, 또는 미리 (1st domain beam spacing, 2nd domain beam spacing)들에 각각 인덱성이 부여된 후 beam spacing 정보는 인덱스로 표현될 수도 있음)를 기지국에게 CDI와 통합적으로 혹은 독립적으로 보고할 수 있다.

또한, Rel-13 코드북을 사용하는 경우 (즉, W2 (즉, 제 2 PMI 값 i_2)만의 피드백 (W2 only feedback)을 위한 코드북)에도 상기 방식이 적용될 수 있다.

혹은, Rel— 13에서 정의된 W2(즉, 제 2 PMI 값 i_2 )만의 피드백 (W2 only feedback)을 위한 코드북이 shor-term reporting에 人 ]·용되는 경우, 단말은 4개의 Prai-Conf ig 중에서 자신에 preferred한 Pmi— Config를 기지국에 report할 수 있다.

기지국은 단말로부터 보고된 CDI (즉, 단말이 코드북 내에서 선택한 프리코딩 행렬에 상응하는 PMI)를 이용하여 빔포밍 계수를 계산하고, 계산된 범포밍 계수를 이용하여 범포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 수 있다. 다시 말해, 단말이 보고한 코드북 구성 정보에 의해 코드북의 구성이 정해지고, 단말이 보고한 PMI에 의해 해당 코드북 구성에 상웅하는 프리코딩 행렬 세트 (그룹)가 정해지고, 기지국은 프리코딩 행렬 세트 (그룹) 내 속한 프리코딩을 각 CSI-RS에 적용함으로써, 범포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 수 있다.

도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 빔 그룹을 예시한다.

도 17에서는 32 -port의 antenna port layout에서 어느 하나의 편파 (polarization) (즉, 슬랜트 (slant) , 도 17에서 "/")만을 이용하는 경우를 예시한다.

상기 A-3의 방식의 경우, 도 17에서 예시된 바와 같이, cross polarization 안테나에서 하나의 슬랜트 (slant)를 사용하는 경우와 실질적으로 (effective) 동일하게ᅳ가정할 수 있다. 따라서 , 기지국은 단말에서 CDI 측정을 위하여, 동일한 polarization을 가지는 안테나 포트 만을 이용하여 CSI-RS를 전송할 수 있다.

또한, 제안하는 방법은 동일한 편파 (co-polarization)을 가지는 안테나 포트 환경에도 적용될 수 있다.

4. 부분 포트 (partial port) CDI 피드백

기지국은 전체 antenna port에서 CDI 측정을 위한 일부의 antenna port만을 이용하여 CSI-RS를 전송하고, 단말은 CSI-RS가 전송되는 일부 antenna port에 상웅하는 코드북으로부터 CDI (즉, 단말이 코드북 내에서 선택한 프리코딩 행렬에 상웅하는 PMI)를 기지국에게 보고할 수.있다.

도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 범 그룹을 예시한다 .

도 18에서는 CDI 측정을 위하여 partial port를 사용하는 경우를 예시한다 . 도 18에서 N1'와 N2'는 CDI 측정을 위하여 , 실제적으로 사용되는 안테나 포트의 열과 행의 수를 각각 나타낸다 . 이는 단말에게 추가적으로 (또는 별도의 ) 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 시그널링 )로 설정될 수 있다.

또한, 앞서 도 17과 같이 하나의 polarization을 사용하는 경우도 존재하므로, polarization에 관한 정보 P=l 혹은 2의 값이 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 시그널링 )으로 단말에게 설정 될 수 있다.

Partial port를 사용하는 것의 장점은, CDI feedback overhead!- 크게 줄일 수 있으며, 또한, antenna port 간 spacing이 증가로 인하여 antenna port 간의 상관 (correlation) 특성이 약해지므로 채널 측정 성능이 향상될 수 있다.

따라서, Partial port를 설정하는 하나의 예로서, antenna correlation을 최대한 감소시킬 있도록, 전체 antenna port에서 균둥 (uniform)하게 빔이 분포되도록 설정될 수 있다.

또 다른 실시 예로서 , 상기 예제 (ΝΙ' , Ν2' )를 레가시 코드북 (legacy codebo이 )에서 人]"용되는 antenna port lay it으로 한정될 수도 있다. 즉, legacy codebook에서 1"용하는 2, 4, 8, 12, 16 port에 상응하도록, N1'와 N2'가 설정될 수 있다. 이 경우, 단말은 N1'와 N2'에 상웅하는 (예를 들어, N1' =4, N2'=l인 경우, 레가시 8Tx(8 antenna port) codebook) legacy codebook을 사용하여, CDI 정보를 기지국에게 보고할 수 있다. 이때, 단말은 RI의 정보도 함께 기지국에게 보고할 수도 있다.

Partial port를 이용하여 CI I를 구성하는 경우는 앞서 제안한 방법, A- 1, A-2, A-3에 나타난 방법에서, N1를 N1'로 치환하고, N2를 N2 '로 치환함으로써 적용할 수 있다.

기지국은 단말로부터 보고된 BI (또는 CDI)를 이용하여 빔 그룹의 빔포밍 계수를 계산하고, 계산된 범포밍 계수를 이용하여 빔포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 수 있다. 다시 말해, 단말이 보고한 PMI에 의해 프리코딩 행렬 세트 (그룹)가 정해지고, 기지국은 프리코딩 행렬 세트 (그룹) 내 속한 프리코딩을 각 CSI-RS에 적용함으로써 , 범포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 수 있다. 앞서 제안한 A— 1 내지 A-4의 방식을 이용하는 경우, 본 발명에서는 단말이 _preferred 한 _c 이를 선택하는 방법을 제안한다.

1) 신호 세기 (Signal power) 기반 방법

단말은 기지국과 단말 간의 수신된 신호 세기 (received signal power) (예를 들어, 참조 신호 수신 세기 (RSRP: Reference Signal Received Power) 또는 참조 신호 수신 품질 (RSRQ: Reference Signal Received Quality) )를 기반으로 가장 좋은 CDI 인덱스를 선택할 수 있다.

2) 신호 대 간섭 잡음 비 (SINR: signal- to- interference-plus - noise ratio) 기반 방법

단말은 기지국과 단말 간에 SINR 기반으로 가장 좋은 CDI 인텍스를 선택할 수 있다. n번째 레이어 (n-th layer)에 대한 SINR은 아래 수학식 23과 같이 표시할 수 있다.

【수학식 23】

여기서 , ^ 는 간섭 , 노이즈 분산 행렬이며, _w _ _n 은 n-th layer의 선형 수신 필터를 나타낸다. h_m은 기지국과 단말 간의 채널을 나타낸다.

3) 우세한 고유 백터 (Dominant eigen vector) 기반 방법

기지국과 단말 사이의 채널을 H 로 정의하자. 이 채널의 공분산 (covariance) 정보를 고유값 분해 (EVD: Eigen Value Decomposition)를 이용하여 분해하면 아래 수학식 24와 같다.

【수학식 24】

ΉΗ ^Η = υ∑υ"

여기서 , ∑는 고유값 (eigen value)들로 구성된 대각행렬이며, U는 각 eigen value에 상웅하는 고유 백터 (eigen vector)들로 구성된 단위 행렬 (unitary matrix)이다.

eigen value들이 크기가 큰 순으로 내림차순 정렬이 되었다고 가정하면 , 단말은 가장 큰 eigen value, 혹은 내림차순으로 큰 K (K>1)개의 eigen value, 혹은 단말의 랭크 (rank)에 상웅하는 고유 백터 (eigen vector) (들) , 혹은 이에 상응하는 CDI 인덱스를 선택하고, 기지국에게 보고할 수 있다. 기지국은 eigen value들의 개수가 단말의 rank에 상응하기 때문에, 단말이 보고하는 eigen vector들은 단말의 rank로 해석할 수도 있다.

4) 앞서 설명한 1) 내지 3)의 방법 중, 기지국은 단말에게 어떠한 방식 (metric)으로 선호하는 C이를 선택할 지에 대하여 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 시그널링 ) 혹은 반정적 (semi-static)으로 단말에게 알려 줄 수 있다. 단말들은 셀 반경 내에서 균등 (uniform)하게 분포될 수 있으며 흑은 특정 확률의 특징을 가지고 분포되어 있기 때문에, 단말마다 선호하는 탱크가 상이할 수 있다.

따라서 , 이러한 rank에 대한 정보 (즉, RI )를 CDI 코드북에 포함하여 보고하거나, 혹은 C이와 RI를 별도로 보고하는 경우도 고려할 수 있다.

1 ) 단말이 최적인 (best ) CI I와 Rank를 보고하는 경우

기지국은 다양한 rank의 빔들을 설정하기 위하여, 상기 설명한 방법 중, distributed한 범 그룹으로 범포밍을 구성할 수 있다. 즉, 기지국은 빔포밍된 CSI -RS를 단말에게 전송할 때, 도 16에서 예시된 distributed 빔 그룹이 이용되고, 단말이 보고한 PMI에 의해 distributed 빔 그룹에 상응하는 프리코딩 행렬 세트 (그룹)가 정해질 수 있다.

혹은, 기지국은 단말의 rank를 보장하기 위하여, beamformed scheme (즉, Class B)으로 short term으로 CSI -RS를 전송할 때 , rank 수만큼 직교한 빔 (orthogonal beam)을 반드시 포함하도록 빔 그룹 (또는 프리코딩 행렬 세트)이 제한될 수도 있다.

2 ) 단말이 최적인 (best ) K ( K>1 ) C이를 report하는 경우

단말은 K 개의 CDI를 기지국에게 보고할 수 있으며, 기지국은 단말이 보고한 K 개의 빔을 rank로 인지할 수 있다. 즉, 기지국은 단말이 보고한 CDI의 수를 rank의 수로 인지할 수 있다. 그리고, 기지국은 빔포밍된 CSI - RS를 단말에게 전송할 때, 단말이 보고한 K 개의 C이의 전체 또는 일부를 범포밍에 포함하여 사용할 수 있다. 즉, 기지국이 빔포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 때 , 단말이 보고한 K 개의 PMI에 따른 프리코딩 행렬들의 전체 혹은 일부가 해당 빔포밍된 CSI-RS에 적용되는 프리코딩 행렬 세트 (혹은 그룹)에 포함될 수 있다.

3) 기지국이 단말에 보고할 CD工의 수를 알려주는 경우

기지국이 단말이 보고할 C이의 수 K를 단말에게 알려줄 수 있다. 이 경우, 단말은 앞서 설명한 3가지의 '단말이 preferred한 CDI를 선택하는 방법' 중 하나를 사용하여 최적인 (best) K개의 CD工를 보고할 수 있다. 이하, Class A + Class B의 Hybrid CSI-RS 동작에서 Class A 동작 시 , 단말의 CDI 및 RI를 함께 보고하는 경우에 대하여 살펴본다.

현재 LTE-A에서 지원되고 있는 이증-코드북 (dual-codebook) (즉, 장기 (long— term) /광대역 (wideband) 성격의 W1 (즉, 제 1 PMI 값 i— 1)과 단기 (short— term) /서브밴드 (subband) 성격의 W2 (즉, 게 2 PMI 값 i_2)로 구성 , 대표적으로 Rel-13 Class A 코드북)의 경우, rank에 따라서 구성되는 W1이 상이하다.

즉, rank 1-2와 rank 3— 4를 구성할 때, W1의 범 그룹이 상하게 구성된다. 따라서, Class A + B Hybrid CSI-RS의 경우, RI가 CE)I와 연계하여 보고될 때의 CDI 코드북 구성을 제안한다.

CDI 코드북이 Rel-13의 Class A 코드북 혹은 이 코드북의 확장 (여기서 , 코드북의 확장이란, 코드북 (RRC) 파라미터 중 antenna port layout Nl, N2 및 /또는 oversampling factor 01, 02이 확장 적용된 것을 의미함)이 사용되는 경우를 살펴본다 .

Rank 2의 경우, 왈시 코드 (Walsh code) ( [1 1] 및 [1 -1] )를 이용하여 두 개의 직교 (orthogonal) 범이 생성되므로, W1의 범그룹 내에 존채하는 1개 혹은 4개의 빔이 서로 orthogonal할 필요가 없다.

하지만, Rank 3과 4의 경우, 2D (예를 들어, horizontal 및 vertical) 도메인 상에 존재하는 코드워드 중에서 최소 orthogonal한 범 두 개를 선택하여 Rank 3 코드북을 구성하게 된다. 또한, 이와 비슷하게 Rank 5 -6의 경우, orthogonal한 빔 3개가 필요하며, Rank 7-8의 경우 4개의 orthogonal 범이 필요하게 된다.

따라서, 본 발명에서 제안하는 CDI 코드북의 경우, W1의 범 그룹이 4개의 orthogonal한 빔으로 구성될 수 있다.

도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 직교한 2D 빔 세트 (그룹)을 예시한다. 도 19에서는 ( ， ，^ ₂ )^^^ ² , ⁴ ^)인 경우, 주어진 특정 ₍₀ , 0) (즉, 특정 빔을 (제 1 도메인 빔 인덱스, 제 2 도메인 빔 인덱스)로 표현)과 orthogonal한 2D 빔 세트를 예시한다 .

본 발명에서 제안하는 방법의 하나의 실시예로서 , (0,0)을 기준으로 (4,0) , (8,0) , (12,0)의 빔 세트 (그룹)으로 코드북이 구성될 수 있다.

이 방법에 따르면, 코드북은 아래 수학식 26 또는 수학식 27와 같이 구성될 수 있다. 수학식 25에서는 교차 편파 안테나에 대한 코드북을 예시하고, 수학식 26에서는 단일 편파 안테나에 대한 코드북을 예시한다 .

【수학식 25】 where ^m i =°^-^ ^N > = 0,1,· · -,o ₂ N ₂ -1 , φ _η ={\,],-\ -]}

【수학식 26】 [b ₀ b, b ₂ b ₃ ] w ,here m ¹ , =0,,1,,···,, o.ιN,ι -1 m ₂ -0,l,---,o,N ₇ -1

여기서, 수학식 25는 co-phasing 정보를 Wl에 포함하는 특징을 가지고 있다. 수학식 26의 경우, CO— phasing 정보가 없기 때문에, 각 polarization 별로 동일한 빔을 적용하거나 특정 co-phasing 인자를 사용할 수 있다.

수학식 25에서는 제 1 도메인 상에서의 범 간의 간격 (spacing)이 0_1 (흑은 0_1의 정수 배)인 빔 세트 (그룹)로 구성되는 코드북을 예시한다. 이와 마찬가지로, 제 2 도메인 상에서의 빔 간의 간격 (spacing)이 0— 2 (혹은 0—2의 정수 배)인 범 세트 (그룹)로 코드북이 구성될 수도 있다.

이러한 코드북을 이용하는 경우, 기지국은 보고받은 C이와 RI를 이용하여, RI에 맞는 orthogonal 빔을 선택하여, Class B 동작 入 1 범포밍 계수 (beamforming coefficient)를 다음과 같이 계산할 수 있다.

1) 단말로부터 보고된 RI에 맞게 CDI 코드북에서 순차적으로 빔을 선택하여 해당 빔을 beamforming coefficient로 사용함으로써, Class B 동작 시 빔포밍을 구성할 수 있다.

예를 들어, Class B Κ=1, Ν1 = 8으로 동작하는 경우에, Class A 동작에서 RI = 3인 경우, 기지국은 X pol (cross polarization)로 구성된 안테나 포트 3개에 각각 CDI 코드북에서 보고된 1-3 열에 해당하는 범 coefficient를 이용하여 범포밍을 구성할 수 있다. 즉, 기지국이 범포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 때, CDI 코드북에서 보고된 1-3 열에 해당하는 프리코딩 행렬을 각 CSI-RS에 적용함으로써, 범포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 수 있다.

그리고, 나머지 1개의 X pol 안테나의 경우, 기지국은 CDI 코드북의 첫 번째 열에 해당하는 범과 두 번째 열에 해당하는 빔과의 선형 결합 (linear combination) 형태로 빔 계수를 계산할 수 있다. 즉, CDI 코드북의 첫 번째 열에 해당하는 프리코딩 행렬과 두 번째 열에 해당하는 프리코딩 행렬의 선형 결합 (linear combination) 형태로 프리코딩 행렬이 계산될 수 있다.

예를 들어, 수학식 25 또는 수학식 26에서, (Y^ +b ₂ )/ 로 구성되는 빔이 사용될 수 있다.

이때, linear combination의 계수는 1"전에 기지국과 단말 간에 약속하거나 기지국에서 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 시그널링 )으로 단말에게 시그널링할 수 있다.

이를 일반화하여, 기지국은 Class A 동작 시 보고된 ml, m2에 상응하는 CDI 코드북의 4개의 빔 중, RI에 부합하는 수만큼을 선택하여 빔포밍 계수를 계산한다. 즉, CDI 코드북의 4개의 프리코딩 행렬 중에서 RI 수만큼의 프리코딩 행렬이 선택될 수 있다.

그리고, N1 (또는 N2 또는 N1+N2)에서 범포밍을 매핑한 포트를 제외한 포트에 대해서는, 선택된 CDI 코드북상의 빔들의 linear combination으로 매핑될 수 있다. 즉, 프리코딩 행렬이 정해지지 않은 나머지 안테나 포트에 대해서는 앞서 선택된 프리코딩 행렬들의 linear combination으로 프리코딩 행렬이 계산될 수 있다.

이와 같은 범포밍 매핑 방식은 RI=4, 5, 6, 7, 8인 경우에도 마찬가지로 동일한 방식으로 beamforming coefficient가 정해질 수 있다. 이를 통하여, 빔포밍 시 특정 빔 방향의 빔 분해능 /입상도 (beam granularity)를 증가시키는 효과가 있다.

a) 또는, 기지국은 Class A 동작 시 report ¾ ml, tn2에 상웅하는 CDI 코드북의 4개의 빔 중, R工에 부합하는 수만큼을 선택하여 범포밍 coefficient을 계산할 수 있다. 그리고, N1에서 빔포밍을 매핑한 포트를 제외한 포트에 대해서는, 선택된 CDI 코드북상의 빔들의 사이에 존재하는 특정 빔들로 매핑하여 사용될 수 있다. 상기 RI=3의 예제에서 호으 이 (b,+b ₂ )/V ² 대신에 사용될 수 있다.

2) 또 다른 실시 예로, Class B K=l, Nl = 8으로 동작하는 경우에, 기지국은 Rank 1-2인 경우 CDI 코드북에서 1개의 범 (예를 들어 , bl)을 선택하고, Rank 3-4인 경우 2개의 빔 (예를 들어 , bl, b2)을 선택하며 , Rank 5-6인 경우에 3개의 빔 (예를 들어 , bl, b2, b3)을 선택하며 , Rank 7— 8인 경우 4개의 범을 선택하여 Class B K=l의 빔포밍 coefficient를 구성할 수 있다. 즉, CDI 코드북의 4개의 프리코딩 행렬 중에서 RI 수에 대웅되어 미리 정해진 수만큼의 프리코딩 행렬이 선택될 수 있다.

그리고, N1 (또는 N2 또는 N1+N2)에서 범포밍을 매핑한 안테나 포트를 제외한 나머지 안테나 포트에 대해서는, CDI 코드북 상의—빔의 linear combination 형태로 매핑될 수 있다. 즉, 프리코딩 행렬이 정해지지 않은 나머지 안테나 포트에 대해서는 앞서 선택된 프리코딩 행렬들의 linear combination으로 프리코딩 행렬이 계산될 수 있다.

이를 통하여 , 범포밍 시 특정 범 방향의 beam granularity를 증가시키는 효과가 있다.

a) 또는, 기지국은 Class A 동작 시 보고된 ml, m2에 상옹하는 CDI 코드북의 ₄ 개의 범 중, R工에 부합하는 수만큼을 선택하여 범포밍 coefficient을 계산할 수 있다. 그리고, N1에서 빔포밍을 매핑한 포트를 제외한 포트에 대해서는, 선택된 CDI 코드북상의 범들의 사이에 존재하는 특정 빔들로 매핑하여 사용될 수 있다.

3) 또 다른 예제로, 도 19에서 (0,0) , (4,0) , (0,4) , (4, 4)의 범 세트 (그룹)으로 코드북이 구성될 수 있다. 이 경우에도, 앞서 설명한 1) 및 2)어 1 따른 'Class B 동작 시 빔포밍 계수 (beamforming coefficient)의 계산 방법 '이 동일하게 적용될 수 있다.

또한, (0,0)과 7개의 표시된 범 (즉, (4,0) , (8,0) , (12, 0) , (0,4) , (4,4) , (8,4) , (12, 4) ) 중 선택된 3개의 빔의 조합으로 코드북이 구성될 수도 있다. 이 경우에도, 앞서 설명한 1) 및 2)에 따른 'Class B 동작 시 범포밍 계수 (beamforming coefficient)의 계산 방법 '이 동일하게 적용될 수 있다. 이 경우, 기지국이 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 시그널링 )으로 단말에게 코드북 구성 정보를 시그널링 줄 수 있으며, 또는 단말이 기지국에게 코드북 구성 정보롤 피드백 할 수 있다. 예를 들어, { (0,0) , (4,0) , (8,0) , (1 ² ,0) }의 범 세트 (그룹)으로 구성되는 코드북과 { (0,0) , (4,0) , (0,4) , (4,4) }의 빔 세트 (그룹)으로 구성되는 코드북이 이용되는 경우, 어떠한 코드북 구성 (codebook config)이 사용되는지 기지국은 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 시그널링 )으로 단말에게 시그널링할 수 있으며 , 혹은 단말이 기지국에게 피드백 할 수도 있다.

위와 같이 제안한 코드북을 이용하는 경우, 기존의 레가시 코드북이 각 RI마다 별도의 코드북이 이용되는 것에 비하여, 모든 Rank에 대하여 하나의 코드북이 사용되므로, 그 overhead 및 복잡도를 줄이는 장점이 있다.

또한, 이러한 코드북은 Class B 동작시 단말이 Rel-13에서 정의된 W2 only feedback (κ=1)으로 동작하는 경우에도 잘 부합할 수 있다.

또한, 제안하는 코드북의 경우, 상기 설명한 방식에서 R工를 report하는 경우, 기지국이 _C i _ass B의 빔포밍 coefficient를 R工에 적웅적으로 계산하여 스케줄링 혹은 beam granularity를 증가시키는 목적으로 활용될 수 있다. 또한, 제안하는 코드북에서 RI를 report하지 않는 경우에도 용이하게 적용될 수 있다. 즉, Class B K=l, Nl=8인 경우, CDI 코드북상의 네 개의 빔이 빔포밍 계수로 이용되고, Nl=4인 경우 임의의 두 개의 빔이 범포밍 계수로 이용되며, Nl = 2인 경우는 임의의 한 개의 빔이 범포밍 계수로 이용될 수 있다. 이 경우, Class A에서 RI를 보고하지 않음으로써, 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 효과가 있다. 이하, Class A + Class B (K=l)의 Hybrid CSI-RS 동작 시 , Class A에서 레가시 코드북을 이용하논 경우에 대하여 살펴본다.

이 경우, Class A 동작 시 , 단말은 legacy codebook의 PMI (즉, il)과 RI를 기지국에 보고할 수 있다. 이 경우, 본 발명에서는 RI의 역할을 재해석하는 방법을 제안한다.

1) RI가 코드북을 구분하는 용도로 사용될 수 있다.

앞서 제안한 '3. co-phasing이 없는 CDI 코드북'에서와 같이 localized 범그룹의 경우, angular spread가 작은 경우에 유리하며, distributed 빔 그룹의 경우, angular spread가 큰 경우에 유리하다. 따라서, 단말은 기지국과 localized와 distributed된 코드북을 사전에 합의하고, 이를 구분하기 위하여 RI를 이용하여 보고할 수 있다. 예를 들어, Class A의 RI가 1 비트로 구성되는 경우, localized와 distributed 코드북을 구분하는 용도로 사용될 수 있다.

또는, 단말은 주어진 빔 그룹내의 빔들의 distributed된 정보 (예를 들어 , 범 그룹의 범 간격 (beam spacing) (pi, p2)에 관한 정보)를 RI를 이용하여 보고할 수 있다. 예를 들어 RI=2인 경우, RI는 (pi, p2)={ (1,1) , (ol/2,l) , (1,ο2/2) , (ol,o2) }의 지시자로 사용될 수도 있다.

또한, Legacy codebook 중에서 Rel— 13에서 정의된 Class A 코드북 혹은 Class A 코드북의 extension이 사용되는 경우, Wl(il) (여기서, il=(ill,il2)로 구성될 수 있음, 여기서, ill은 N1 도메인 (즉, 제 1 도메인)의 코드북 인덱스이고, il2는 N2 도메인 (즉, 제 2 도메인)의 코드북 인덱스에 해당함)에 의해 구성되는 빔들의 세트가 Rank 1-2가 동일하며 , Rank 3-4가 동일하며 , Rank 5-8이 동일하게 된다.

따라서, 단말로부터 보고되는 RI의 세트를 특정 개수 (예를 들어, 3: {rank 1,2}, {rank 3,4} , {rank 5-8})으로 한정함으로써, 신뢰성 (reliability)을 증가시킬 수도 있다. 즉, RI의 값은 미리 정해진 한정된 세트 내 속한 값으로만 정해질 수 있다.

혹은, Class A + Class B (K=l) hybrid 동작 시 Legacy codebook 중에서 Rel— 13에서 정의된 Class A 코드북 혹은 Class A 코드북의 extension이 사용되는 경우, UE 능력 (capcability)에 의해서 , 서브샘플링 (subsampling)된 RI의 값이 적용될 수도 있다.

즉, 단말이 2개의 Rx (수신) antenna port를 가진 경우, 단말이 최대로 지원 (support)할 수 있는 rank의 수는 2가 된다. 또한, 단말이 4개의 Rx antenna port를 가진 경우, 단말이 최대로 support할 수 있는 rank의 수는 4가 된다. 또한, 단말이 8개의 Rx antenna port를 가진 경우 단말이 최대로 support ¾ ^" 수 있는 rank의 수는 8이 된다.

이 경우, 앞서 설명한 예제와 유사하게, RI의 역할을 재해석 (혹은 RI를 서브샘플 (subsample)하여) , Class A 동작 시 RI가 재해석 될 수 있다. 즉, 단말에 의해 보고되는 RI의 세트를 특정 개수 UE 능력 (capability)에 맞추어 다음과 같이 한정함으로써 , 보고되는 RI의 페이로드 크기 (payload size)가 다음과 설정될 수 있다.

- UE가 2 레이어 (layer)까지 지원하면, RI는 0 비트

- UE가 4 레이어 (layer)까지 지원하면 , RI는 1 비트, 여기서 , RI={l, 3} 또는 RI={2, 4}

- UE가 8 레이어 (layer)까지 지원하면, RI는 2 비트, 여기서 , RI={l, 3, 5, 7} 또는 RI={2, 4, 6, 8}

위와 같이 , 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수에 따라 상기 제 1 RI의 보고 여부가 정해질 수 있다. 예를 들어, 상기 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수가 2 레이어인 경우, 상기 제 1 RI는 상기 기지국에게 보고되지 않을 수 있다 (즉, RI 비트 수가 0) .

단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수가 2 레이어를 초과하는 경우, RI는 1 비트로 상기 기지국에게 보고될 수 있다 (8 레이어 (layer)까지 지원하면 RI는 2 비트로 전송될 수도 있음) . 이때, 상기 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수가 2 레이어를 초과하는 경우, 상기 RI는 RI={l, 3} 또는 RI={2, 4} 세트 내 속한 값으로 정해질 수 있다 (8 레이어까지 지원하면 , RI={1, 3, 5, 7} 또는 RI={2, 4, 6, 8} 내에 속한 값으로 RI가 정해질 수도 있음) . 또한, Class A + Class B (K=l) hybrid 동작에서 Class A에 대하여 단말이 보고하는 CSI는 il (즉, W1) 및 RI 이며 , il 및 R工가 동일 서브프레임에서 전송될 수 있다 .

이때, 주기적인 CSI 보고가 이용될 때, PUCCH 포맷 2가 사용될 수 있다. 이 경우 il + RI의 페이로드 크기 (pay.load size)는 11비트의 한계를 가지게 된다. 따라서 이 경우, R工를 재해석 (흑은 서브샘플 ( _su b _sa mple) )하여 사용함으로써, 이러한 payload size 제한에 보다 효과적으로 적용될 수 있다. 하지만, il (즉, Wl)의 경우, Class A 코드북 혹은 Class A 코드북의 extension이 사용될 때, 전체 il의 비트의 크기는 antenna port size와 oversampling factor에 영향을 받으므로, il의 코드북 (Codebook Config) 1을 사용하는 경우, 최대 크기는 rank 3 -4에서 log2 (2*32*8*8) =12 비트에 해당될 수 있다.

코드북 구성 (Codebook Config)에 대하여 보다 구체적으로 살펴보면, 기지국에 의해 코드북 구성 (Codeboo Config)의 값이 주어지면, 코드북으로부터 코드워드 (프리코딩 행렬)의 서브셋이 i2 값의 활성화된 프리코딩 행렬의 세트로서 선택될 수 있다. 예를 들어, Codebook Config 1의 경우, 프리코딩 행렬의 세트에 속한 프리코딩 행렬의 제 1 도메인의 인덱스 및 제 2 도메인의 인덱스의 쌍은 (x,y)인 프리코딩 행렬이 선택될 수 있다. Codebook Config 2의 경우, 프리코딩 행렬의 세트에 속한 프리코딩 행렬의 제 1 도메인의 인덱스 및 제 2 도메인의 인덱스의 쌍은 ( _X ,y) , (χ ₊ 1 _/Υ ) , (x,y+l) , (x+l,y+l)인 프리코딩 행렬이 선택될 수 있다. Codebook Config 3의 경우, 제 1 도메인의 인텍스 및 제 2 도메인의 인덱스의 쌍은 (x,y) , (x+l,y+l) , (x+2,y) , (x+3,y+l)인 프리코딩 행렬이 선택될 수 있다. Codebook Config 4의 경우, 제 1 도메인의 인덱스 및 제 2 도메인의 인덱스의 쌍은 (x,y) , (x+l,y) , (x+2,y) , (x+3,y)인 프리코딩 행렬이 선택될 수 있다ᅳ

상술한 바와 같이 payload size가 제한됨에 따른 문제를 해결 하기 위하여 , 코드북 서브샘플링 (codebook subsampling)이 이용될 수 있다,

이하, Class A + Class B hybrid 동작을 위한 codebook subsampling 방법에 대하여 살펴본다.

1) Rank 1— 2의 경우, il = ill+il2(여기서 , ill은 N1 도메인 (즉, 게 1 도메인 의 il이고 il2는 N2 도메인 (즉, 제 2 도메인)의 ii)으로 구성될 수 있다. 이때, 전체 크기는 ill의 경우 Π ⁰ ^^ ^0! ^^ 이며, _il2 의 경우 「1 ₀ (^ / ) 로 결정 된다. 여기서 , 과 ₃₂ 는 각각 wi 코드북 내에서 제工 도메인과 제 2 도메인의 빔 그룹 스키핑 인자 (skipping factor) (즉, 범 그룹 간의 간격)이다. 따라서 , il subsampling은 다음과 같이 수행될 수 있다. a) 01 및 02 중에서 더 낮은 값 설정

Rel-13 혹은 Rel-14에서 사용 가능한 (01,02) 세트는 (4,4) , (8,4) , (8, 8)로 정해져 있다. 이때 , Class A + Class B hybrid에서 Class A인 경우, 항상 (4,4) (또는, 1D의 경우 (4,-) )로 설정하도록 제한될 수 있다. 혹은, 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 시그널링 )으로 더 낮은 특정 값 (예를 들어, (2, 2) )이 기지국에 의해 설정될 수도 있다. 즉, 코드북을 구성하기 위한 오버샘플링 인자 (oversampling factor)는 기지국의 2 차원 (2 -dimension) 안테나 포트의 각 차원의 안테나 포트에 대한 오버샘플링 인자들 중 더 작은 값으로 제한될 수 있다. b) 상기 a)의 예시에서 , 특정 도메인의 값만을 변경하도록 기지국에 의해 시그널링될 수도 있다. 예를 들어 , N1 도메인 (즉, 제 1 도메인)의 01 값만 낮은 값 (즉, 4)으로 oversampling factor가 설정될 수 있다. c) si, s2 설정

01, 02를 줄이게 됨에 따라 전체 코드북 성능이 낮아질 수 있다. 따라서 , 01, 02는 그대로 유지하되, si, S2의 값을 조정할 수도 있다.

본 발명에서는 기존에 설정된 si, S2 값의 정수 배로 설정하는 것을 제안한디-. 예를- 들어, Codebook Config 1의 경우, codebook subsampling의 목적으로 (si, s2) = (1, 1)이지만, 본 발명에서는 이를 (2,2) 혹은 (4, 4)로 설정하는 것을 제안한다. 이때 , 정수 값은 2의 지수승 (예를 들어, 2, 4, 8..) 등으로 제한될 수도 있다. 즉, 코드북 내 프리코딩 행렬의 세트 간의 간격은 2의 지수승으로 제한될 수 있다.

d) 위의 c)의 예제의 변형으로서 , 특정 도메인의 범 skipping factor 값 (즉, si 혹은 S2 증 하나의 값)만이 변경될 수도 있다. 이는 N1>N2의 경우,

N1 방향으로 codebook granularity가 커서, 이를 subsampling하는 것이 성능 측면에서 더 효과적일 수 있다.

2) Rank 3-4의 경우, 특정 il에 상응하는 범 그룹의 직교한 빔 세트를 2개의 도메인 (Nl, N2)에서 모두 찾지 않고, 이를 특정한 도메인 1개로 제한하여 1 비트를 줄일 수도 있다.

또한, 2)의 방법에 덧붙여 앞서 제안한 1)에서 사용한 방법을 그대로 재사용한다면, 보다 더 il의 크기를 줄일 수 있다.

3) 앞서 1) 및 2)에서 제안한 방법은 rank 1-4에 대하여 기술 했지만, 이는 rank 5— 8에도 동일하게 적용될 수 있다.

앞서 제안한 codebook subsampling 방식은 Rel-13의 확장으로 새롭게 정의되는 다수의 Q-port를 (Q> = 20)인 상황의 Class A 코드북에 적용될 수도 있으며, 기존의 Rel-13 코드북도 상기 방법이 Hybrid Class A + Class B 동작 시 적용될 수도 있다. 도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 상태 정보 전송 방법을 예시하는 도면이다.

도 20을 참조하면 , 단말 (UE)은 기지국 (eNB)으로부터 제 1 CSI-RS 구성 (configuration) 및 제 2 CSI-RS 구성을 포함하는 단일의 CSI 프로세스에 대한 설정 정보를 수신한다 (S2001) .

다시 말해 , 단말은 기지국으로부터 제 1 CSI-RS를 이용한 CSI 보고 (즉, 제 1 CSI-RS configuration, 예를 들어, 프리코딩 되지 않은 (non-precoded) CSI-RS 기반 CSI 보고)과 제 2 CSI-RS를 이용한 CSI 보고 (즉, 제 2 CSI-RS configuration, 예를 들어 , 범포밍된 (beamf ormed) CSI-RS 기반 CSI 보고가 조합된 (포함된) 단일의 CSI 보고 (즉, 단일의 CSI 프로세스, 예를 들어 , hybrid CSI 보고)에 대한 설정 정보를 수신할 수 있다.

여】를 들어, 제 1 CSI-RS configuration은 넌 -프리코딩된 ( · non- precoded' ) CSI— RS 타입 (즉, Class A)이며 , 1개의 CSI-RS 자원과 1개의 CSI-IM 자원과 연관될 수 있다. 또는, 제 1 CSI-RS configuration^ 빔포밍된 (beamformed) CSI-RS 타입 (즉, Class B)의 1보다 큰 K개의 CSI- RS 자원과 연관될 수 있다.

또한, 거 12 CSI-RS configuration은 빔포밍된 (beamformed) CSI-RS 타입 (즉, Class B)의 1개의 CSI— RS 자원과 연관될 수 있다.

단말은 제 1 CSI— RS configuration (예를 들어 , 넌 -프리코딩된 ( ' non- precoded' ) CSI— RS)에 기반하여 도출된 CDI (또는 BI 또는 CRI 또는 PMI)를 기지국에게 보고한다 (S2002) . 단말은 앞서 설명한 방식으로 CDI 코드북을 구성할 수 있다. 그리고, 단말은 구성된 코드북에서 단말이 선호하는 범 (또는 프리코딩 행렬)에 상웅하는 CDI (또는 BI 또는 CRI 또는 PMD를 선택할 수 있다. 그리고, 단말은 선택된 CDI (또는 BI 또는 CRI 또는 PMI)를 기지국에게 보고할 수 있다.

만약, hybrid CSI 내 제 1 CSI-RS configuration이 Class B로 설정된 경우, 제 1 CSI-RS configuration은 K (> 1) 개의 CSI-RS 자원 (즉, 빔포밍된 CSI-RS가 매핑되는 CSI-RS 자원)을 가지는 Class B CSI-RS configuration 에 해당할 수 있다. 즉, 기지국은 단말에게 K개의 CSI-RS 자원에 각각 범포밍된 CSI-RS를 매핑하여 전송하고, 단말은 수신한 K개의 CSI- RS 자원 (즉, K개의 빔포밍된 CSI-RS) 중 선호하는 어느 하나의 CSI-RS 자원 (즉, 빔)을 선택하고, CRI (또는 CDI, BI)를 기지국에 보고할 수 있다. 만약, hybrid CSI 내 게 1 CSI-RS configuration ⁰ ] Class A로 설정된 경우, 기지국은 하나의 CSI-RS 자원 상에서 다수의 안테나 포트를 이용하여 CS工ᅳ RS를 단말에게 전송하고 , 단말은 수신한 CSI-RS 자원에서 전송된 CSI-RS에 기반하여 미리 정의된 코드북에서 선호하는 프리코딩 행렬을 선택하고, 선택된 프리코딩 행렬에 상응하는 PMI(이때, PM工는 제 1 PMI(W1 또는 i_l)와 제 2 PMI (W2 또는 i— 2)로 구성될 수 있음)를 기지국에게 보고할 수 있다.

또한, 단말은 상기 PMI (즉, 제 1 PMI)와 함께 제 1 RI도 기지국에게 보고할 수 있다.

이때, 제 1 RI의 값은 미리 정해진 세트 (예를 들어 , {1, 3}) 내 속한 값으로만 정해질 수 있다. 또한, 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수에 따라 상기 제 1 RI의 보고 여부가 정해질 수 있다. 예를 들어, 상기 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수가 2 레이어인 경우, 상기 제 1 RI는 상기 기지국에게 보고되지 않을 수 있다 (즉, RI 비트 수가 0) . 또 다른 예로, 상기 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수가 2 레이어를 초과하는 경우, 상기 제 1 RI는 1 비트로 상기 기지국에게 보고될 수 있다. 이때, 상기 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수가 2 레이어를 초과하는 경우, 상기 제 1 RI는 {1, 3} 세트 내 속한 값으로 정해질 수 있다.

단말은 제 2 CSI-RS configuration (예를 들어, 빔포밍된 (： beamf ormed) CSI— RS)에 기반하여 도출된 CQI, 제 2 PMI, 제 2 RI를 기지국에게 보고한다 (S2003) .

S2002 단계에서 단말은 미리 정해진 코드북에서 제 1 PMI를 선택하고, 보고할 수 있다. 이처럼 보고된 제 1 PMI에 의해 상기 코드북 내에서 프리코딩 행렬의 세트가 정해지고, 빔포밍된 CSI-RS는 프리코딩 행렬의 세트 내 속한 프리코딩 행렬이 적용될 수 있다.

예를 들어 , 기지국의 2 차원 (2 -dimension) 안테나 포트 어레이 내 어느 하나의 차원의 안테나 포트 또는 일부의 안테나 포트에 대한 코드북 내에서 제 1 PMI가 선택될 수 있다. 또한, 위상 일치 (co-phasing)가 없는 코드북 내에서 제 1 PM工가 선택될 수도 있다.

또한, 직교한 (orthogonal)한 빔 (beam)을 형성하기 위한 프리코딩 행렬들로만 구성된 코드북 내에서 제 1 PMI가 선택될 수도 있다. 이 경우, 상기 코드북에서 단말에 의해 보고된 RI에 상응하는 개수의 프리코딩 행렬이 선택되어 프리코딩 행렬의 세트가 구성될 수도 있다.

이때, 기지국의 안테나 포트 어레이 내에서 프리코딩 행렬의 세트가 매핑되지 않은 안테나 포트에 대한 프리코딩 행렬은 프리코딩 행렬의 세트 내 속한 프리코딩 행렬의 선형 결합 (linear combination)하여 도출될 수 있다. 또는, 기지국의 안테나 포트 어레이 내에서 프리코딩 행렬의 세트가 매핑되지 않은 안테나 포트에 대한 프리코딩 행렬은 프리코딩 행렬의 세트 내 속한 프리코딩 행렬 중 어느 하나로 정해질 수도 있다. 본 발명이 적용될 수 있는 장치 일반

도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블톡 구성도를 예시한다 .

도 21을 참조하면 , 무선 통신 시스템은 기지국 (2110)과 기지국 (2110) 영역 내에 위치한 다수의 단말 (2120)을 포함한다.

기지국 (2110)은 프로세서 (processor, 2111) , 메모리 (memory, 2112) 및 RF-T- (radio frequency unit, 2113)을 포함한다. 프로세서 (2111)는 앞서 도 1 내지 도 20에서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (2111)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (2112〉는 프로세서 (2111〉와 연결되어 , 프로세서 (2111)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 (2113)는 프로세서 (2111)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.

단말 (2120)은 프로세서 (2121) , 메모리 (2122) 및 RF부 (2123)을 포함한다. 프로세서 (2121)는 앞서 도 1 내지 도 20에서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (2121)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (2122)는 프로세서 (2121)와 연결되어, 프로세서 (2121)를 구동하기 위한 다먕한 정보를 쩌장한다. RF부 (2123)는 프로세서 (2121)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.

메모리 (2112, 2122〉는 프로세서 (2111, 2121) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서 (2111, 2121)와 연결될 수 있다. 또한, 기지국 (2110) 및 /또는 단말 (2120)은 한 개의 안테나 (single antenna) 또는 다중 안테나 (multiple antenna)를 가질 수 있다 .

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어 (firmware) , 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs ( application specif ic integrated circuits ) , DSPs (digital s ignal processors ) , DSPDs (digital signal processing devices ) , PLDs (programmable logic devices ) , FPGAs ( f ield programmable gate arrays ) , 프로세서 , 콘트롤러 , 마이크로 콘트롤러 , 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

【산업상 이용가능성】

본 발명은 3GPP LTE/LTE-A 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP LTE/LTE-A 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.