【명세서】

【발명의 명칭】

협대역 IOT를 지원하는 무선 통신 시스템에서 복조 참조 신호를 전송하기 위한 방법 및 이를 위한 장치

【기술분야】

본 발명은 협대역 ΙΟΤ를 지원하는 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 협대역 ΙΟΤ를 지원하는 무선 통신 시스템에서 복조 참조 신호를 전송하기 위한 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.

【배경기술】

이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스에 대한 요구하므로, 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.

차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송를의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연 ( End- to-End Latency) , 고에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성 (Dual Connectivity) , 대규모 다중 입출력 '(Massive . MIMO : Massive Multiple Input Multiple Output ) , 이중 ( In-band Full Duplex) , 비직교- 다중접속 (NOMA : Non-Orthogonal Multiple Access ) , 초광대역 ( Super wideband) 지원, 단말 네트워킹 (Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다. 【발명의 상세한 설명】

【기술적 과제】

본 명세서는 NB— IoT 시스템에서 단일 톤 (single tone) 전송 또는 멀티 톤 (multiple tone) 전송을 고려한 DMRS 구성 또는 설정 방법을 제공함에 목적이 있다.

또한, 본 명세서는 NB-工 OT 시스템에서 단일 톤 전송 시 DMRS 시뭔스 생성 및 매핑 방법을 제공함에 목적이 있다.

또한, 본 명세서는 ΝΒ-ΙΟΤ 시스템에서 멀티 톤 전송 시 DMRS 시퀀스 생성 및 매핑 방법을 제공함에 목적이 있다.

또한, 본 명세서는 ΝΒ-ΙοΤ 시스템에서 DMRS 시퀀스의 길이와 초기 상태 (state)를 결정하는 방법을 제공함에 목적이 있다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

【기술적 해결방법】

본 명세서는 NB (Narrow -Band) -IoT (Internet of Things)를 지원하는 무선 ⁽ 통신 시스템에서 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal: DMRS)를 전송하는 방법에 있어서, 단말에 의해 수행되는 방법은, 복조에 사용되는 참조 신호 시퀀스 (sequence)를 생성하는 단계 ; 상기 참조 신호 시퀀스를 적어도 하나의 심볼 (symbol)에 매핑하는 단계 ; 및 상기 적어도 하나의 심블에서 단일 서브캐리어 (single subcarrier)를 통해 상기 복조 참조 신호 (DMRS)를 기지국으로 전송하는 단계를 포함하며 , 상기 참조 신호 시퀀스는 상기 ΝΒ-ΙοΤ에서 정의되는 자원 유닛 (resource unit) 내 서브캐리어 (subcarrier)의 개수가 1인 경우에 생성되며 , 상기 자원 유닛은 시간 영역 (time domain)에서 연속하는 SC-FD A (Single Carrier- Frequency Division Multiplexing Access) 심볼 (symbol)들과 주파수 영역 (frequency domain)에서 연속하는 서브캐리어 (subcarrier)들로서 정의되며 , 상기 참조 신호 시퀀스는 m-시뭔스 (sequence)에 기초하여 생성되는 특정 시퀀스를 이용하여 생성되며, 상기 특정 시퀀스의 생성에 이용되는 2번째 m-시퀀스 (second m— sequence)의 c _int 값은 35인 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 참조 신호 시퀀스의 길이는 상기 자원 유닛에 포함되는 슬롯 (slot)의 개수에 기초하여 결정되는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 자원 유닛에 포함되는 슬롯의 개수는 16개이며, 상기 슬롯에 포함되는 SC— FDMA심볼의 개수는 7개인 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 적어도 하나의 SC-FDMA 심볼은 4번째 SC-FDMA 심볼인 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 단일 서브캐리어의 서브캐리어 간격 (subcarrier spacing)은 3.75kHz 또는 15kHz인 것을 특징으로 한다. 또한, 본 명세서에서 상기 단일 서브캐리어의 전송에는 π/2-BPSK 변조 (modulation) 또는 π/4— QPSK 변조가 적용되는 것을 특징으로 한다. 또한, 본 명세서에서 상기 특정 시퀀스는 골드 시퀀스 (gold sequence)이며 , 상기 특정 시퀀스는 새로운 전송이 시작될 때마다 초기화되는 (initialized) 것을 특징으로 한다. 또한, 본 명세서는 NB (Narrow-Band) - IoT ( Internet of Things)를 지원하는 무선 통신 시스템에서 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal :DMRS)를 전송하는 방법에 있어서, 단말에 의해 수행되는 방법은, 복조에 사용되는 참조 신호 시뭔스 (sequence)를 생성하는 단계 ; 상기 참조 신호 시퀀스를 적어도 하나의 심볼 (symbol)에 매핑하는 단계 ; 및 상기 적어도 하나의 심볼에서 멀티 서브캐리어 (multi subcarrier)들을 통해 상기 복조 참조 신호 (DMRS)를 기지국으로 전송하는 단계를 포함하되 , 상기 참조 신호 시뭔스는 상기 NB-IoT에서 정의되는 자원 유닛 (resource unit) 내 서브캐리어 (subcarrier)의 개수가 1보다 큰 경우에 생성되며 , 상기 자원 유닛은 시간 영역 (time domain)에서 연속하는 SC-FDMA (Single Carrier- Frequency Division Multiplexing Access) 심볼 (symbol)들과 주파수 영역 (frequency domain)에서 연속하는 서브캐리어 ( subcarrier)들로서 정의되는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 NB— IoT에서 정의되는 자원 유닛 (resource unit) 내 서브캐리어 (subcarrier)의 개수는 3인 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 멀티 서브캐리어들의 개수는 3인 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 참조 신호 시퀀스의 생성에 이용되는 기본 시퀀스의 인덱스가 7인 우, 상기 기본 시퀀스에 이용되는 φ(0) , φ(1) 및 φ(2)는 각각 1, 1, -1인 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 ΝΒ-ΙοΤ에서 정의되는 자원 유닛 (resource unit) 내 서브캐리어 (subcarrier)의 개수는 6인 것을 특징으로 한다. 또한, 본 명세서에서 상기 멀티 서브캐리어들의 개수는 6인 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 참조 신호 시퀀스의 생성에 이용되는 기본 시퀀스의 인덱스의 개수는 14개인 것을 특징으로 한다 .

또한, 본 명세서에서 NB (Narrow -Band) -IoT (Internet of Things)를 지원하는 무선 통신 시스템에서 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal :DMRS)를 전송하는 단말에 있어서 , 무선 신호를 송수신하기 위한 RF (Radio Frequency) 유닛 ; 및 상기 RF 유닛을 제어하는 프로세서를 포함하고 , 상기 프로세서는, 복조에 사용되는 참조 신호 시퀀스 (sequence)를 생성하고; 상기 참조 신호 시퀀스를 적어도 하나의 심볼 (symbol)에 매핑하고; 및 상기 적어도 하나의 심볼에서 단일 서브캐리어 (single subcarrier)를 통해 상기 복조 참조 신호 (DMRS)를 기지국으로 전송하도록 제어하되 , 상기 참조 신호 시퀀스는 상기 NB-IoT에서 정의되는 자원 유닛 (resource unit) 내 서브캐리어 (subcarrier)의 개수가 1인 경우에 생성되며 , 상기 자원 유닛은 시간 영역 (time domain)에서 연속하는 SC-FDMA (Single Carrier- Frequency Division Multiplexing Access) 심볼 (symb이)들과 주파수 영역 (frequency domain)에서 연속하는 서브캐리어 (subcarrier)들로서 정의되며 , 상기 참조 신호 시뭔스는 m-시퀀스 (sequence)에 기초하여 생성되는 특정 시퀀스를 이용하여 생성되며, 상기 특정 시퀀스의 생성에 이용되는 2번째 m-시뭔스 (second m- sequence)의 cint 값은 35인 것을 특징으로 한다.

【유리한 효과】

본 명세서는 NB-IoT 시스템에서 협대역 (narrowband) DMRS 구성 또는 설정을 새롭게 정의함으로써, NB— ΙοΤ 시스템에서 DMRS를 이용하여 상향링크 채널에 대한 추정을 효과적으로 수행할 수 있는 효과가 있다.

또한, 본 명세서는 교차 상관 ( cross correlation) 값이 가장 낮은 골드 시뭔스를 이용하여 DMRS에 사용되는 참조 신호 시뭔스를 생성함으로써, 인접 셀 간 DMRS 간섭을 줄일 수 있는 효과가 있다.

또한, 본 명세서는 CM ( Cubic Metric )값이 가장 높은 sequence를 DMRS에 사용되는 참조 신호 시뭔스에서 제외시킴으로서 , DMRS 성능을 극대화하는 효과가 있다.

또한 , 본 명세서는 단일 톤 전송에 대한 DMRS 시 ¾스를 시간 영역으로 매핑함으로써 , 샐 ( cell ) 간 동일한 tone을 사용하는 다수의 DMRS sequence간 cross correlation을 낮주어 inter- cell interference의 영향을 줄일 수 있는 효과가 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

【도면의 간단한 설명】

본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.

도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.

도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 ( resource grid)를 예시한 도면이다.

도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나 (MIM이 통신 시스템의 구성도이다. 도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.

도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 컴포넌트 캐리어 및 캐리어 병합의 일례를 나타낸다.

도 8은 캐리어 병합을 지원하는 시스템의 샐의 구분을 예시한 도면이다. 도 9은 기본 CP ( Cyclic Pref ix)를 사용하는 시스템에서 SS 전송을 위해 사용되는 프레임 구조를 예시한 도면이다.

도 10은 확장 CP를 사용하는 시스템에서 SS 전송을 위해 사용되는 프레임 구조를 예시한 도면이다.

도 11은 논리 영역에서의 두 개의 시퀀스가 물리 영역에서 인터리빙되어 매핑되는 것을 예시하는 도면이다.

도 12는 M- PSS 및 M- SSS가 매핑된 프레임 구조를 예시한 도면이다.

도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 M—PSS를 생성하는 방법을 예시한 도면이다.

도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 M-SSS를 생성하는 방법을 예시한 도면이다.

도 15는 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 M- PSS를 구현하는 방법의 일례를 나타낸다.

도 16은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 NB LTE 시스템의 동작 시스템의 일례를 나타낸 도이다.

도 17은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.

도 18은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 사운딩 참조 신호 심볼을 포함한 상향링크 서브 프레임을 예시한다.

도 19는 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 NB- ΙοΤ에 대한 상향링크 자원 격자 (Uplink resource grid)의 일례를 나타낸다.

도 20은 본 명세서에서 제안하는 DMRS 시퀀스 생성 방법의 일례를 나타낸 도이다.

도 21은 본 명세서에서 제안하는 DMRS 시뭔스 생성 방법의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

도 22는 본 명세서에서 제안하는 DMRS 시뭔스 생성 방법의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

도 23은 본 명세서에서 제안하는 DMRS 시뭔스 생성 방법의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

도 24는 본 명세서에서 제안하는 DMRS 시뭔스 생성 방법의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

도 25는 본 명세서에서 제안하는 DM— RS 시퀀스 생성 방법의 또 다른 일례를 나타낸다.

도 26은 본 명세서에서 제안하는 DMRS 시퀀스의 초기 상태의 일례를 나타낸다.

도 27은 본 명세서에서 제안하는 DMRS 시퀀스의 자원 요소 매핑 방법의 일례를 나타낸 도이다.

도 28은 DMRS의 기본 시퀀스에 대한 CM 결과 값을 나타낸 도이다.

도 29는 본 명세서에서 제안하는 다중 톤 전송에 대한 DMRS 시퀀스 생성 방법의 일례를 나타낸 도이다.

도 30은 본 명세서에서 제안하는 멀티 톤 전송에 대한 DMRS 시퀀스의 자원 영역 매핑을 나타낸 도이다.

도 31은 본 명세서에서 제안하는 ΝΒ - ΙοΤ의 DMRS를 송수신하는 방법의 일례를 나타낸 도이다.

도 32는 본 명세서에서 제안하는 NB -工 OT의 DMRS를 송수신하는 방법의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

도 33은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다 .

【발명의 실시를 위한 형태】

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다.

본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다 . 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Station) ¹ 은 고정국 (fixed station) , Node B, eNB (evolved-NodeB) , BTS (base transceiver system) , 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말 (Terminal) '은 고정되거나 이 성을 가질 수 있으며 UE (User Equipment) , MS (Mobile Station) , UT (user terminal) , MSS (Mobile Subscriber Station) , SS (Subscriber Station) , AMS (Advanced Mobile Station) , WT (Wireless terminal) , TC (Machine -Type Communication) 장치 , M2M (Machine— to— Machine) 장치 , D2D (Device -to-Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다 .

이하에서, 하향링크 (DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며 , 상향링크 (UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신올 의미한다 . 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다. 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

이하의 기술은 CDMA (code division multiple access) , FDMA ( frequency division multiple access) , TDMA (time division multiple access) , OFDMA (orthogonal frequency division multiple access) , SC- FDMA (single carrier frequency division multiple access) , NOMA (non- orthogonal multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다. CDMA는 UTRA (universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM (global system for mobile communications) /GPRS (general packet radio service) /EDGE (enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. ^' OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi) , IEEE 802.16 (WiMAX) , IEEE 802-20, E- UTRA (evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 ^' 수 있다. UTRA는 UMTS (universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP (3rd generation partnership project) LTE ( long term evolution)은 E— UTRA를 사용하는 E-U TS (evolved UMTS)의 일부로써 , 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A (advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

설명을 명확하게 하기 위해 , 3GPP LTE/LTE-A를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다. 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템 일반

도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.

3GPP LTE/LTE-A에서는 FDD ( Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDD (Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.

도 1에서 무선 프레임의 시간 영역에서의 크기는 T—s = l/ (15000*2048)의 시간 단위의 배수로 표현된다. 하향링크 및 상향링크 전송은 T_f=307200*T_s = 10ms의 구간을 가지는 무선 프레임으로 구성된다.

도 1의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다. 타입 1 무선 프레임은 전이중 (full duplex) 및 반이중 (half duplex) FDD에 모두 적용될 수 있다.

무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 (subf rame)으로 구성된다. 하나의 무선 프레임은 T_slot=15360*T_s = 0.5ms 길이의 20개의 슬롯으로 구성되고, 각 슬롯은 0부터 19까지의 인덱스가 부여된다. 하나의 서브프레임은 시간 영역 (time domain)에서 연속적인 2개의 슬롯 (slot)으로 구성되고, 서브프레임 i는 슬롯 2i 및 슬롯 2i + l로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 TTI (transmission time interval)이라 한다. 예를 들어 , 하나의 서브 프레임은 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.

FDD에서 상향링크 전송 및 하향링크 전송은 주파수 도메인에서 구분된다. 전이중 FDD에 제한이 없는 반면, 반이중 FDD 동작에서 단말은 동시에 전송 및 수신을 할 수 없다.

하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (RB _: Resource Block)을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA - (symbol period) 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록 (resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파 (subcarrier)를 포함한다 .

도 1의 (b)는 타입 2 프레임 구조 (frame structure type 2)를 나타낸다.

타입 2 무선 프레임은 각 153600*T_s = 5ms의 길이의 2개의 하프 프레임 (half frame)으로 구성된다. 각 하프 프레임은 30720*T— s=lms 길이의 5개의 서브프레임으로 구성된다.

TDD 시스템의 타입 2 프레임 구조에서 상향링크-하향링크 구성 (uplink- downlink configuration)은 모든 서브프레임에 대하여 ¹ "향링크와 하향링크가 할당 (또는 예약)되는지 나타내는 규칙이다.

표 1은 상향링크―하향링크 구성을 나타낸다.

【표 1】

참조하면, 무선 프레임의 각 서브프레임 별로, 'D'는 하향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내고, 'U'는 상향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내며, 'S '는 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot) , 보호구간 (GP: Guard Period) , UpPTS (Uplink Pilot Time Slot) 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임 (special subframe)을 나타낸다.

DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. GP는 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다증경로 지연으로 인해 상향링크에서 생가는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.

각 서브프레임 i는 각 T_slot=15360*T_s = 0.5ms 길이의 슬롯 2i 및 슬롯 2i + l로 구성된다.

상향링크―하향링크 구성은 7가지로 구분될 수 있으며, 각 구성 별로 하향링크 서브프레임, 스페셜 서브프레임, 상향링크 서브프레임의 위치 및 /또는 개수가 다르다.

하향링크에서 상향링크로 변경되는 시점 또는 상향링크에서 하향링크로 전환되는 시점을 전환 시점 ( switching point )이라 한다. 전환 시점의 주기성 ( Switch-point periodicity)은 상향링크 서브프레임과 하향링크 서브프레임이 전환되는 양상이 동일하게 반복되는 주기를 의미하며, 5ms 또는 10ms가 모두 지원된다. 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 스페셜 서브프레임 ( S )은 하프-프레임 마다 존재하고, 5ms 하향링크- 상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 첫번째 하프 -프레임에만 존재한다. 모든 구성에 있어서, 0번, 5번 서브프레임 및 DwPTS는 하향링크 전송만을 위한 구간이다. UpPTS 및 서브프레임 서브프레임에 바로 이어지는 서브프레임은 항상 상향링크 전송을 위한 구간이다.

이러한, 상향링크―하향링크 구성은 시스템 정보로써 기지국과 단말이 모두 알고 있을 수 있다. 기지국은 상향링크-하향링크 구성 정보가 바뀔 때마다 구성 정보의 인덱스만을 전송함으로써 무선 프레임의 상향링크-하향링크 할당상태의 변경을 단말에 알려줄 수 있다. 또한, 구성 정보는 일종의 하향링크 제어정보로서 다른 스케줄링 정보와 마찬가지로 PDCCH ( Physical Downlink Control Channel )를 통해 전송될 수 있으며 , 방송 정보로서 브로드캐스트 채널 (broadcast channel )을 통해 샐 내의 모든 단말에 공통으로 전송될 수도 있다.

표 2는 스페셜 서브프레임의 구성 (DwPTS/GP/UpPTS의 길이 )을 나타낸다.

【표 2】

Special Normal cyclic pref ix in Extended cyclic pref ix sub f rame downlink in downlink configuration DwPTS U PTS DwPTS UpPTS

Normal Extended Normal Extended cyclic cyclic cyclic cyclic prefix prefix prefix prefix in in in in uplink uplink uplink uplink

0 6592-7； 7680-7；

1 19760-7； 20480-7;

2192-7; 2560-7；

2 21952-7； 2192.7; 2560-7； 23040-7；

3 24144.7; 25600-7；

4 26336-7； 7680 · 7；

5 6592-7； 20480-7; 4384-7； 5120-7；

6 197607; 230407;

4384.7; 5120-7；

7 21952-7； - - -

8 24144-7； - - - 도 1의 예시에 따른 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심불의 수는 다양하게 변경될 수 있다. 도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)를 예시한 도면이다. 도 2를 참조하면, 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서 , 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다. 자원 그리드 .상에서 각 요소 (element)를 자원 요소 (resource element)하고, 하나의 자원 블록 (RB: resource block)은 12 X 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 N ^A DL은 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 종속한다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다. 도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 3을 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역 (control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH (Physical Downlink Shared Channel)이 할당되는 데이터 영역 (data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH (Physical Control Format Indicator Channel) , PDCCH (Physical Downlink Control Channel) , PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다.

PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수 (즉, 제어 영역의 크기 )에 관한 정보를 나른다 . PHICH는 상향 링크에 대한 웅답 채널이고, HARQ (Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한

ACK (Acknowledgement) /NACK (Not-Acknowledgement ) 신호를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보 (DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 (TX) 파워 제어 명령을 포함한다.

PDCCH는 DL-SCH (Downlink Shared Channel)의 자원 할당 및 전송 포맷 (이를 하향링크 그랜트라고도 한다.) , UL-SCH (Uplink Shared Channel)의 자원 할당 정보 (이를 상향링크 그랜트라고도 한다. ) , PCH (Paging Channel)에서의 페이징 (paging) 정보, DL-SCH에서의 시스템 정보, PDSCH에서 전송되는 랜덤 액세스 웅답 (random access response)과 같은 상위 레이어 (upper- layer) 제어 메시지에 대한 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내 개별 단말들에 대한 전송 파워 제어 명령들의 집합, VoIP (Voice over 工 P)의 활성화 등을 나를 수 있다. 복수의 PDCCH들은 제어 영역 내에서 전송될 수 있으며, 단말은 복수의 PDCCH들을 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 또는 복수의 연속적인 CCE (control channel elements)의 집합으로 구성된다. CCE는 무선 채널의 상태에 따른 부호화율 (coding rate)을 PDCCH에 제공하기 위하여 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹 (resource element group)들에 대웅된다. PDCCH의 포맷 및 사용 가능한 PDCCH의 비트 수는 CCE들의 수와 CCE들에 의해 제공되는 부호화율 간의 연관 관계에 따라 결정된다.

기지국은 단말에게 전송하려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 CRC (Cyclic Redundancy Check)를 붙인다. CRC에는 PDCCH의 소유자 (owner )나 용도에 따라 고유한 식별자 (이를 RNTI (Radio Network Temporary Identifier)라고 한다.)가 마스킹된다. 특정의 단말을 위한 PDCCH라면 단말의 고유한 식별자, 예를 들어 C— RNTI (Cell— RNTI)7} CRC에 마스킹될 수 있다. 또는 페이징 메시지를 위한 PDCCH라면 페이징 지시 식별자, 예를 들어 P-RNTI (Paging -R TI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 시스템 정보, 더욱 구체적으로 시스템 정보 블록 (SIB: system information block)를 위한 PDCCH라면 시스템 정보 식별자, SI-RNTI (system information R TI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 웅답인 랜덤 액세스 웅답을 지시하기 위하여 , RA-RNTI (random access- RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다 . 도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 4를 참조하면 , 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH ( Physical Uplink Control Channel ) °1 할당된다. 데이터 영역은 시 "용자 데이터를 나르는 PUSCH ( Physical Uplink Shared Channel )이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH을 동시에 전송하지 않는다.

하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록 (RB : Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다 . 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계 ( slot boundary)에서 주파수 도약 ( frequency hopping)된다고 한다.

MIMO (Multi - Input Multi -Output )

MIMO 기술은 지금까지 일반적으로 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여 , 다중 송신 (Tx) 안테나와 다중 수신 (Rx) 안테나를 사용한다. 다시 말해서 , MIMO 기술은 무선 통신 시스템의 송신단 또는 수신단에서 다중 입출력 안테나를 사용하여 용량 증대 또는 성능 개성을 꾀하기 위한 기술이다. 이하에서는 ' MIMO '를 '다중 입출력 안테나，라 칭하기로 한다 .

더 구체적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 하나의 완전한 메시지 ( total message )를 수신하기 위하여 한 개의 안테나 경로에 의존하지 않으며 , 여러 개의 안테나를 통해 수신한 복수의 데이터 조각을 수집하여 완전한 데이터를 완성시킨다. 결과적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 특정 사스템 범위 내에서 데이터 전송율을 증가시킬 수 있으며, 또한 특정 데이터 전송율올 통해 시스템 범위를 증가시킬 수 있다.

차세대 이동통신은 기존 이동통신에 비해 훨씬 높은 데이터 전송률을 요구하므로 효율적인 다중 입출력 안테나 기술이 반드시 필요할 것으로 예상된다. 이와 같은 상황에서 MIMO 통신 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신 기술이며, 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 따라 다른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 기술로서 관심을 모으고 있다.

한편, 현재 연구되고 있는 다양한 전송효율 향상 기술 중 다중 입출력 안테나 (MIM이 기술은 추가적인 주파수 할당이나 전력증가 없이도 통신 용량 및 송수신 성능을 획기적으로 향상시킬 수 있는 방법으로서 현재 가장 큰 주목을 받고 있다.

도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나 (MIMO) 통신 시스템의 구성도이다. 도 5를 참조하면, 송신 안테나의 수를 N_T개로, 수신 안테나의 수를 N_R개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가하므로, 전송 레이트 ( trans fer rate )를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 이 경우, 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송 레이트는 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트 (R_o )에 다음과 같은 레이트 증가율 ( R i )이 곱해진 만큼으로 이론적으로 증가할 수 있다. 【수학식 1】

R ₍ . = mm(N _T , N _R )

즉, 예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다.

이와 같은 다중 입출력 안테나의 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티 ( spatial divers ity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키는 공간 멀티플렉싱 ( spatial multiplexing) 방식으로 나눌 수 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻고자 하는 방식에 대한 연구도 최근 많이 연구되고 있는 분야이다.

각각의 방식에 대해 좀더 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.

첫째로, 공간 다이버시티 방식의 경우에는 시공간 블록 부호 계열과, 다이버시티 이득과 부호화 이득을 동시에 이용하는 시공간 트텔리스 ( Trelis ) 부호 계열 방식이 있다. 일반적으로 비트 오류율 개선 성능과 부호 생성 자유도는 트렐리스 부호 방식이 우수하지만, 연산 복잡도는 시공간 블록 부호가 간단하다. 이와 같은 공간 다이버서티 이득은 송신 안테나 수 (N_T )와 수신 안테나수 (N_R)의 곱 (N_T N_R)에 해당되는 양을 얻을 수 있다 .

둘째로, 공간 멀티플렉싱 기법은 각 송신 안테나에서 서로 다른 데이터 열을 송신하는 방법인데, 이때 수신기에서는 송신기로부터 동시에 전송된 데이터 사이에 상호 간섭이 발생하게 된다. 수신기에서는 이 간섭을 적절한 신호처리 기법을 이용하여 제거한 후 수신한다. 여기에 사용되는 잡음 제거 방식은 MLD (maximum likelihood detection) 수신기 , ZF ( zero- forcing) 수신기 MMSE (minimum mean square error) 수신기 , D- BLAST (Diagonal -Bell Laboratories Layered Space -Time ) , V-BLAST (Vertical -Bell

Laboratories Layered Space -Time ) 등이 있으며, 특히 송신단에서 채널 정보를 알 수 있는 경우에는 SVD ( singular value decomposition) 방식 등을 사용할 수 있다.

셋째로, 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉성의 결합된 기법을 들 수 있다. 공간 다이버시티 이득만을 얻을 경우 다이버시티 차수의 증가에 따른 성능개선 이득이 점차 포화되며, 공간 멀티플렉싱 이득만을 취하면 무선 채널에서 전송 신뢰도가 떨어진다. 이를 해결하면서 두 가지 이득을 모두 얻는 방식들이 연구되어 왔으며, 이 중 시공간 블록 부호 ( Double - STTD ) , 시공간 BICM ( STBICM) 등의 방식이 있다.

상술한 바와 같은 다중 입출력 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.

먼저, 도 5에 도시된 바와 같이 N_T개의 송신 안테나와 N_R개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다 .

먼저, 송신 신호에 대해 살펴보면, 이와 같이 N_T개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 N— T개 이므로, 이를 다음과 같은 백터로 나타낼 수 있다.

【수학식 2】 한편, 각각의 전송 정보 S i, S 2, , S N T에 있어 전송 전력을 달리 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을 Ρ_1, Ρ_2, ... , Ρ_Ν_Τ라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같은 백터로 나타낼 수 있다.

【수학식 3】

i = [s ,s ₂ ,---,s _Nr ] = [P,S ,P ₂ S ₂ ,---,P _NT S _NT ]

또한, 수학식 3의 전송 전력이 조정된 전송 정보를 전송 전력의 대각 행렬

P로 다음과 같이 나타낼 수 있다.

【수학식 4】

한편, 수학식 4의 전송 전력이 조정된 정보 백터는 그 후 가중치 행렬 W가 곱해져 실제 전송되는 N_T개의 전송 신호 Xᅳ 1, Χ_2, . . . , X_N_T를 구성한다. 여기서, 가중치 행렬은 전송 채널 상황 등에 따라 전송 정보를 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송 신호 X— 1, x_2

X_N— T를 백터 X를 이용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다.

【수학식 5】

여기서 , w— ij는 i번째 송신 안테나와 j번째 전송 정보간의 가중치를 나타내며, W는 이를 행렬로 나타낸 것이다. 이와 같은 행렬 W를 가중치 행렬 (Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬 ( Precoding Matrix)라 부른다. 한편 , 상술한 바와 같은 전송 신호 (X )는 공간 다이버시티를 사용하는 경우와 공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우로 나누어 생각해 볼 수 있다.

공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우는 서로 다른 신호를 다중화하여 보내게 되므로, 정보 백터 s의 원소들이 모두 다른 값을 가지게 되는 반면, 공간 다이버시티를 사용하게 되면 같은 신호를 여러 채널 경로를 통하여 보내게 되므로 정보 백터 s의 원소들이 모두 같은 값을 갖게 된다.

물론, 공간 멀티플랙싱과 공간 다이버시티를 흔합하는 방법도 고려 가능하다. 즉, 예를 들어 3 개의 송신 안테나를 통하여 같은 신호를 공간 다이버시티를 이용하여 전송하고, 나머지는 각각 다른 신호를 공간 멀티플랙싱하여 보내는 경우도 고려할수 있다.

다음으로, 수신신호는 N_R개의 수신 안테나가 있는 경우, 각 안테나의 수신신호 y_l , y_2 , y_N— R을 백터 y로 다음과 같이 나타내기로 한다.

【수학식 6】 한편, 다중 입출력 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링하는 경우, 각각의 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분할 수 있으며, 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널올 h_ij로 표시하기로 한다. 여기서, h_ij의 인텍스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다. 이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 백터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 백터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다.

도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.

도 6에 도시된 바와 같이 총 N_T개의 송신 안테나로부터 수신안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.

【수학식 7】

또한, 상기 수학식 7과 같은 행렬 표현을 통해 Ν_Τ개의 송신 안테나로부터 N_R개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.

【수학식 8】

한편 , 실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H를 거친 후에 백색 잡음 (AWGN : Additive White Gaussian Noise ) 7} 더해지게 되므로, N— R개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색 잡음 n_l , n_2 n— N_R을 백터로 표현하면 다음과 같다.

【수학식 9】

η , n _N 상술한 바와 같은 전송 신호, 수신 신호, 채널, 및 백색 잡음의 모델링올 통해 다중 입출력 안테나 통신 시스템에서의 각각은 다음과 같은 관계를 통해 나타낼 수 있다.

【수학식 10]

= Ηχ + η

한편, 채널의 상태를 나타내는 채널 행렬 Η의 행과 열의 수는 송수신 안테나 수에 의해서 결정된다. 채널 행렬 Η는 앞서 살펴본 바와 같이 행의 수는 수신 안테나의 수 N_R과 같아지고, 열의 수는 송신 안테나의 수 N_T와 같아 지게 된다. 즉, 채널 행렬 H는 N— RXN_T 행렬이 된다.

일반적으로, 행렬의 램크 (rank)는 서로 독립인 (independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 탱크는 행 또는 열의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H의 탱크 (rank (H) )는 다음과 같이 제한된다.

【수학식 11】

rank (H)< min (N _r , N _R )

또한, 행렬을 고유치 분해 (Eigen value decomposition)를 하였을 때 , 탱크는 고유치 (eigen value)들 중에서 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다 . 비슷한 방법으로, 랭크를 SVD (singular value decomposition) 했을 때 0이 아닌 특이값 (singular value)들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서 , 채널 행렬에서 탱크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.

본 명세서에 있어, MIMO 전송에 대한 '탱크 (Rank) '는 특정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '레이어 ( layer)의 개수 '는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 ¾크 수에 대응하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 랭크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다. 캐리어 병합 일반 본 발명의 실시예들에서 고려하는 통신 환경은 멀티 캐리어 (Multi - carrier) 지원 환경을 모두 포함한다. 즉, 본 발명에서 사용되는 멀티 캐리어 시스템 또는 캐리어 병합 ( CA : Carrier Aggregation) 시스템이라 함은 광대역을 지원하기 위해서, 목표로 하는 광대역을 구성할 때 목표 대역보다 작은 대역폭 (bandwidth)을 가지는 1개 이상의 컴포넌트 캐리어 ( CC : Component Carrier)를 병합 (aggregation)하여 사용하는 시스템을 말한다. 본 발명에서 멀티 캐리어는 캐리어의 병합 (또는, 반송파 집성)을 의미하며, 이때 캐리어의 병합은 인접한 ( contiguous ) 캐리어 간의 병합뿐 아니라 비 인접한 (non-contiguous ) 캐리어 간의 병합을 모두 의미한다. 또한, 하향링크와 상향링크 간에 집성되는 컴포년트 캐리어들의 수는 다르게 설정될 수 있다. 하향링크 컴포넌트 캐리어 (이하, 'DL CCᅳ라 한다.) 수와 상향링크 컴포넌트 캐리어 (이하, 'UL CC'라 한다. ) 수가 동일한 경우를 대칭적 (symmetric) 집성이라고 하고, 그 수가 다른 경우를 비대칭적 (asymmetric) 집성이라고 한다. 이와 같은 캐리어 병합은 반송파 집성 , 대역폭 집성 (bandwidth aggregation) , 스펙트럼 집성 (spectrum aggregation) 등과 같은 용어와흔용되어 사용될 수 있다.

두 개 이상의 컴포넌트 캐리어가 결합되어 구성되는 캐리어 병합은 LTE-A 시스템에서는 100MHZ 대역폭까지 지원하는 것을 목표로 한다. 목표 대역보다 작은 대역폭을 가지는 1개 이상의 캐리어를 결합할 때, 결합하는 캐리어의 대역폭은 기존 IMT 시스템과의 호환성 (backward compatibility) 유지를 위해서 기존 시스템에서 사용하는 대역폭으로 제한할 수 있다. 예를 들어서 기존의 3GPP LTE 시스템에서는 {1.4, 3, 5, 10, 15, 20}MHz 대역폭을 지원하며 , 3GPP LTE- advanced 시스템 (즉, LTE-A)에서는 기존 시스템과의 호환을 위해 상기의 대역폭들만을 이용하여 20MHZ보다 큰 대역폭을 지원하도록 할 수 있다. 또한, 본 발명에서 사용되는 캐리어 병합 시스템은 기존 시스템에서 사용하는 대역폭과 상관없이 새로운 대역폭을 정의하여 캐리어 병합을 지원하도록 할 수도 있다.

LTE-A시스템은 무선 자원을 관리하기 위해 샐 (cell)의 개념을 사용한다. 상술한 캐리어 병합 환경은 다중 샐 (multiple cells) 환경으로 일컬을 수 있다 . 셀은 하향링크 자원 (DL CC)과 상향링크 자원 (UL CC) 한 쌍의 조합으로 정의되나, 상향링크 자원은 필수 요소는 아니다. 따라서 , 셀은 하향링크 자원 단독, 또는 하향링크 자원과 상향링크 자원으로 구성될 수 있다. 특정 단말이 단 하나의 설정된 서빙 셀 ( conf igured serving cell )을 가지는 경우 1개의 DL CC와 1개의 UL CC를 가질 수 있으나, 특정 단말이 2개 이상의 설정된 서빙 샐을 가지는 경우에는 셀의 수만큼의 DL CC를 가지며 UL CC의 수는 그와 같거나 그보다 작을 수 있다.

또는, 그 반대로 DL CC와 UL CC가 구성될 수도 있다. 즉, 특정 단말이 다수의 설정된 서빙 셀을 가지는 경우 DL CC의 수보다 UL CC가 더 많은 캐리어 병합 환경도 지원될 수 있다. 즉, 캐리어 병합 ( carrier aggregation)은 각각 캐리어 주파수 (셀의 중심 주파수)가 서로 다른 둘 이상의 셀들의 병합으로 이해될 수 있다. 여기서, 말하는 '셀 ( Cell ) '은 일반적으로 사용되는 기지국이 커버하는 영역으로서의 '샐 '과는 구분되어야 한다 .

LTE-A 시스템에서 사용되는 셀은 프라이머리 셀 ( PCell : Primary Cell ) 및 세컨더리 셀 ( SCell : Secondary Cell )을 포함한다. P셀과 S셀은 서빙 셀 ( Serving Cell )로 ！ "용될 수 있다. RRC— CONNECTED ^ ^" 태에 있지만 캐리어 병합이 설정되지 않았거나 캐리어 병합을 지원하지 않는 단말의 경우, P셀로만 구성된 서빙 셀이 단 하나 존재한다. 반면, RRC_CONNECTED 상태에 있고 캐리어 병합이 설정된 단말의 경우 하나 이상의 서빙 셀이 존재할 수 있으며, 전체 서빙 셀에는 P셀과 하나 이상의 S셀이 포함된다.

서빙 샐 ( P셀과 S셀)은 RRC 파라미터를 통해 설정될 수 있다. PhysCellld는 샐의 물리 계층 식별자로 0부터 503까지의 정수값을 가진다. SCelllndex는 S셀을 식별하기 위하여 사용되는 간략한 ( short ) 식별자로 1부터 7까지의 정수값을 가진다. ServCelllndex는 서빙 셀 ( P셀 또는 S셀)을 식별하기 위하여 사용되는 간략한 ( short ) 식별자로 0부터 7까지의 정수값을 가진다. 0값은 P셀에 적용되며, SCelllndex는 S셀에 적용하기 위하여 미리 부여된다 . 즉, ServCelllndex에서 가장 작은 샐 ID (또는 샐 인텍스)을 가지는 셀이 P샐이 된다.

P셀은 프라이머리 주파수 (또는, primary CC) 상에서 동작하는 셀을 의미한다. 단말이 초기 연결 설정 ( initial connection establishment ) 과정을 수행하거나 연결 재 -설정 과정을 수행하는데 사용될 수 있으며 , 핸드오버 과정에서 지시된 셀을 지칭할 수도 있다. 또한, P셀은 캐리어 병합 환경에서 설정된 서빙 셀 중 제어관련 통신의 증심이 되는 셀을 의미한다. 즉, 단말은 자신의 P셀에서만 PUCCH를 할당 받아 전송할 수 있으며, 시스템 정보를 획득하거나 모니터링 절차를 변경하는데 P셀만을 이용할 수 있다. E- UTRAN ( Evolved Universal Terrestrial Radio Access )은 캐리어 병합 환경을 지원하는 단말에게 이동성 제어 정보 (mobilityControlInf o)를 포함하는 상위 계층의 RRC 연결 재설정 (RRCConnectionReconf igutaion) 메시지를 이용하여 핸드오버 절차를 위해 P셀만을 변경할 수도 있다.

S셀은 세컨더리 주파수 (또는, Secondary CC) 상에서 동작하는 셀을 의미할 수 있다. 특정 단말에 P셀은 하나만 할당되며, S셀은 하나 이상 할당될 수 있다. S셀은 RRC 연결이 설정이 이루어진 이후에 구성 가능하고 추가적인 무선 자원을 제공하는데 사용될 수 있다. 캐리어 병합 환경에서 설정된 서빙 셀 중에서 P셀을 제외한 나머지 샐들, 즉 S셀에는 PUCCH가 존재하지 않는다. E- UTRAN은 S셀을 캐리어 병합 환경을 지원하는 단말에게 추가할 때, RRC_CO ECTED 상태에 있는 관련된 셀의 동작과 관련된 모든 시스템 정보를 특정 시그널 ( dedicated signal )을 통해 제공할 수 있다. 시스템 정보의 변경은 관련된 S셀의 해제 및 추가에 의하여 제어될 수 있으며, 이 때 상위 계충의 RRC 연결 재설정 (RRCConnectionReconf igutaion) 메시지를 이용할 수 있다. E-UTRAN은 관련된 S샐 안에서 브로드캐스트하기 보다는 단말 별로 상이한 파라미터를 가지는 특정 시그널링 ( dedicated signaling) 할 수 있다. 초기 보안 활성화 과정이 시작된 이후에, E-UTRAN은 연결 설정 과정에서 초기에 구성되는 P셀에 부가하여 하나 이상의 S샐을 포함하는 네트워크를 구성할 수 있다. 캐리어 병합 환경에서 P셀 및 S샐은 각각의 컴포넌트 캐리어로서 동작할 수 있다. 이하의 실시 예에서는 프라이머리 컴포넌트 캐리어 ( PCC)는 P셀과 동일한 의미로 사용될 수 있으며 , 세컨더리 컴포넌트 캐리어 ( SCC)는 S샐과 동일한 의미로 사용될 수 있다. 도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 컴포넌트 캐리어 및 캐리어 병합의 일례를 나타낸다.

도 7의 (a)는 LTE 시스템에서 사용되는 단일 캐리어 구조를 나타낸다. 컴포넌트 캐리어에는 DL CC와 UL CC가 있다. 하나의 컴포넌트 캐리어는 20MHz의 주파수 범위를 가질 수 있다.

도 7의 (b)는 LTE_A 시스템에서 사용되는 캐리어 병합 구조를 나타낸다. 도 7의 (b)의 경우에 20MHz의 주파수 크기를 갖는 3개의 컴포넌트 캐리어가 결합된 경우를 나타낸다. DL CC와 UL CC가 각각 3 개씩 있으나, DL CC와 UL CC의 개수에 제한이 있는 것은 아니다. 캐리어 병합의 경우 단말은 3개의 CC를 동시에 모니터링할 수 있고 하향링크 신호 /데이터를 수신할 수 있고 상향링크 신호 /데이터를 송신할 수 있다.

만약, 특정 셀에서 _N 개의 _{DL CC} 가 관리되는 경우에는, 네트워크는 단말에 M (M≤N)개의 DL CC를 할당할 수 있다. 이때 , 단말은 M 개의 제한된 DL CC 만을 모니터링하고 DL 신호를 수신할 수 있다 . 또한, 네트워크는 L (L≤M≤N)개의 DL CC에 우선순위를 주어 주된 DL CC를 단말에 할당할 수 있으며, 이러한 경우 UE는 L 개의 DL CC는 반드시 모니터링해야 한다. 이러한 방식은 상향링크 전송에도 똑같이 적용될 수 있다.

하향링크 자원의 반송파 주파수 (또는 DL CC)와 상향링크 자원의 반송파 주파수 (또는, UL CC) 사이의 링키지 ( linkage )는 RRC 메시지와 같은 상위계층 메시지나 시스템 정보에 의해 지시될 수 있다. 예를 들어 , SIB2 ( System Information Block Type2 )어 1 의해서 정의되는 링키지에 의해서 DL 자원과 UL 자원의 조합이 구성될 수 있다. 구체적으로, 링키지는 UL 그랜트를 나르는 PDCCH가 전송되는 DL CC와 상기 UL 그랜트를 사용하는 UL CC간의 맵핑 관계를 의미할 수 있으며 , HARQ를 위한 데이터가 전송되는 DL CC (또는 UL CC)와 HARQ ACK/NACK 신호가 전송되는 UL CC (또는 DL CC)간의 맵핑 관계를 의미할 수도 있다.

도 8은 캐리어 병합을 지원하는 시스템의 셀의 구분을 예시한 도면이다. 도 8을 참조하면, 설정된 셀 ( conf igured cell )은 도 7에서와 같이 기지국의 샐 증에서 측정 보고를 근거로 캐리어 병합할 수 있도록 한 셀로서 단말별로 설정될 수 있다. 설정된 셀은 PDSCH 전송에 대한 ack/nack 전송을 위한 자원을 미리 예약해 놓을 수 있다. 활성화된 셀 (activated cell )은 설정된 샐 중에서 실제로 PDSCH/PUSCH를. 전송하도록 설정된 셀로서 PDSCH/PUSCH 전송을 위한 CSI ( Channel State Information) 보고와 SRS ( Sounding Reference Signal ) 전송을 수행하게 된다. 비활성화된 셀 (de-activated cell )은 기지국의 명령 또는 타이머 동작에 의해서 PDSCH/PUSCH 전송을 하지 않도록 하는 샐로서 CSI 보고 및 SRS 전송도 중단할 수 있다. 동기 신호 (Synchronization Signal/Sequence : SS)

SS는 P ( Primary) - SS와 S ( Secondary) - SS로 구성되며 , ^λ 1 탐색을 수행 시 사용되는 신호에 해당한다.

도 9은 기본 CP ( Cyclic Pref ix)를 사용하는 시스템에서 SS 전송을 위해 사용되는 프레임 구조를 예시한 도면이다. 도 10은 확장 CP를 사용하는 시스템에서 SS 전송을 위해 사용되는 프레임 구조를 예시한 도면이다.

SS는 inter-RAT (Radio Access Technology) 측정의 용이함을 위해 GSM (Global System for Mobile communications ) 프레임 길이인 4 . 6ms를 고려하여 부프레임 (또는 서브 프레임) 0번과 부프레임 5번의 두 번째 슬롯에서 각각 전송되고, 해당 라디오 프레임에 대한 경계는 S— SS를 통해 검출 가능하다. P-SS는 해당 슬롯의 마지막 OFDM 심볼에서 전송되고, S-SS는 P- SS의 바로 이전 OFDM 심볼에서 전송된다 .

SS는 3개의 Pᅳ SS와 168개의 S- SS 조합을 통해 총 504개의 물리계층 셀 식별자 (physical cell ID)를 전송할 수 있다 . 또한, SS 및 PBCH는 시스템 대역폭 내의 가운데 _6RB 내에서 전송되어, 전송 대역폭에 관계없이 단말이 검출 혹은 복호할 수 있도록 한다.

SS의 전송 다이버시티 방식은 단일 안테나 포트만을 사용하고, 표준에서는 따로 정의하지 않는다 . 즉, SS의 전송 다이버시티 방식은 단일 안테나 전송 혹은 단말에 투명한 ( transparent ) 전송 ¾ ^" 식 (예를 들어 , PVS ( Precoder Vector Switching) , TSTD (Time- Switched Transmit Diversity) , CDD ( Cyclic -Delay Diversity) ) -i: 사용할 수 있다.

1 . P- SS 부호

길이 63의 ZC ( Zadof f - Chu) 시¾스를 주파수 영역에서 정의하여 P-SS의 시퀀스로 사용할 수 있다. ZC 시퀀스는 수학식 12에 의해 정의되며, DC 부반송파에 해당하는 시뭔스 요소 (element) n=31은 천공 (puncturing)한다. 수학식 12에서 N— zc=63이다.

【수학식 12】 d _u («) = e ^N∑c 주파수 영역 중심에 위치한 6RB(=7개의 부반송파) 중 9개의 남는 부반송파는 항상 0의 값으로 전송하며, 동기 수행을 위한 필터 설계를 용이하게 한다. 총 3개의 P-SS를 정의하기 위해 수학식 12에서 u=25, 29 그리고 34의 값이 사용될 수 있다. 이때, 29와 34는 켤레 대칭 (conjugate symmetry) 관계를 가지므로, 2개의 상관 (correlation)이 동시에 수행될 수 있다. 여기서 , 결레 대칭은 수학식 13을 의미하며, 이 특성을 이용하여 u=29와 34에 대한 원샷상관기의 구현이 가능하여 전체적인 연산량을 약 33.3% 감소시킬 수 있다. 【수학식 13】

d _u («) = (-1)" {^N _ZC { ^N )) , ww/i N _zc is even number.

(") = ( _/zc 一 ,, ("))， ^w hen N _zc is odd number.

2. S-SS 부호

S-SS를 위해 사용되는 시뭔스는 길이 31의 두 m—시퀀스를 인터리빙된 접합을 하고, 두 개의 시퀀스를 조합하여 168 셀 그룹 식별자 (cell group ID)를 전송한다. S-SS의 시퀀스로서 m—시퀀스는, 주파수 선택적 환경에서 강건하며 , 고속 하다마드 변환 (Fast Hadamard Transform)을 이용한 고속 m-시퀀스 변환으로 연산량을 줄일 수가 있다. 또한, 두 개의 짧은 부호 (short code)로 S-SS를 구성하는 것은 단말의 연산량을 줄이기 위해 제안되었다 . 도 11은 논리 영역에서의 두 개의 시뭔스가 물리 영역에서 인터리빙되어 매핑되는 것을 예시하는 도면이다.

도 11을 참조하면, S-SS 부호 생성을 위해 사용되는 두 개의 m-시뭔스를 각각 SI, S2라고 정의할 때, 부프레임 0의 S-SS가 (SI, S2) 두 조합으로 셀 그룹 식별자를 전송한다면 , 부프레임 5의 S-SS는 (S2, S1)으로 교환 (swapping)하여 전송함으로써, 10ms 프레임 경계를 구분할 수 있게 된다. 이때, S-SS 부호는 χ ^Α 5+χ ^Α 2 + 1의 생성 다항식을 사용하며, 서로 다른 순환 천이 (circular shift)를 통해 총 31개의 부호가 생성될 수가 있다.

수신 성능을 향상시키기 위하여 , P-SS 기반 (P-SS-based)의 서로 다른 두 개의 시뭔스를 정의하여 , S-SS에 스크램블링 하되 S1과 S2는 서로 다른 시퀀스로 스크램블링할 수 있다. 그 후, S1 기반 (Sl-based)의 스크램블링 부호를 정의하여, S2에 스크램블링을 수행할 수 있다. 이때, S— SS의 부호는 5ms 단위로 교환되지만 P-SS 기반의 스크램블링 부호는 교환되지 않는다. P- SS 기반의 스크램블링 부호는 x ^A 5+x ^A 2 + l의 생성 다항식으로부터 생성된 m- 시퀀스에서 P— SS 인덱스에 따라 6개의 순환 천이 버전으로 정의하고, S1 기반의 스크램블링 부호는 x ^A 5+x ^A 4+x ^A 2+x ^A l+l의 다항식으로부터 생성된 m- 시퀀스에서 S1의 인덱스에 따라 8개의 순환 천이 버전으로 정의한다.

아래의 내용들은 LTE 시스템의 비동기 기준을 예시한다.

- 단말은 PCell의 하향링크 무선 링크 품질을 검출하기 위해 셀 -특정 참조 신호를 기초로 하향링크 링크 품질을 모니터링할 수 있다.

- 단말은 PCell의 하향링크 무선 링크 품질을 모니터링할 목적으로 하향링크 무선 링크 품질을 추정하고, 이를 임계값 (thresholds)인 Q out 및 Q_in과 비교할 수 있다.

- 임계값 Q— out은 하향링크 무선 링크가 확실히 수신되지 않는 레벨로서 정의될 수 있으며, 전송 파라미터들과 함께 PCFICH를 고려한 가설의 PDCCH 전송의 10%의 블록 에러율과 대응될 수 있다.

- 임계값 Q_in은 크고 Q_out보다 더욱 확실하게 수신될 수 있는 하향링크 무선 링크 품질 레벨로서 정의될 수 있으며, 전송 파라미터들과 함께 PCFICH를 고려한 가설의 PDCCH 전송의 2%의 블록 에러율과 대웅될 수 있다.

NB (Narrow Band) LTE 샐 탐색 (Cell Search)

NB-LTE에서 셀 탐색은 LTE에서와 동일한 규칙을 따를 수 있으나, 셀 탐색 능력을 향상시키기 위해 다른 시퀀스 디자인의 적절한 변경이 있을 수 있다. 도 12는 M-PSS 및 M-SSS가 매핑된 프레임 구조를 예시한 도면이다. 본 명세서어】서 M-PSS는 NB-LTE에서의 P— SS를 지칭하며, M— SSS는 NB— LTE에서의 S-SS를 지칭한다. 이러한 M-PSS는 、： NB-PSS' , M-SSS는 'NB-SSS'라 지칭될 수도 있다.

도 12를 참조하면, M-PSS의 경우, 하나의 프라이머리 동기화 人 1 스 (primary synchronization sequence/signal) 7} ^λ }- - 수 있다. (M-) PSS는 9개의 OFDM 심볼 길이까지 늘어날 (span) 수 있으며 , 정확한 주파수 오프셋뿐만 아니라 서프 프레임 타이밍을 결정하기 위해 사용될 수 있다. 이는, 단말이 M-PSS를 기지국과의 시간 동기 및 주파수 동기를 획득하는 데 사용할 수 있다는 의미로 해석될 수 있다. 이때, (M— ) PSS는 시간 도메인에서 연속적으로 위치할 수 있다. M-SSS의 경우, 세컨더리 동기화 시퀀스는 6개의 OFDM 심볼 길이까지 늘어날 수 있으며 , 셀 식별자와 M-프레임의 타이밍을 결정하기 위해 사용될 수 있다. 이는, 단말이 M— SSS를 기지국의 식별자를 검출하는 데 사용할 수 있다는 의미로 해석될 수 있다. LTE에서의 셀 식별자 그룹들 개수와 동일한 개수를 지원하기 위해 504개의 서로 다른 (M-) SSS가 설계될 수 있다.

도 12의 디자인으로부터, M-PSS와 M-SSS는 평균 20ms 마다 반복되며, 80ms 블톡 내에서 4번 존재 /발생할 수 있다. 동기화 시퀀스들을 포함하는 서브 프레임들에서 M-PSS는 마지막 9개의 OFDM 심볼들을 차지한다. M-SSS는 기본 (normal) CP의 경우 6번째 , 7번째 , 10번째 , 11번째 , 13번째 및 14번째 OFDM 심볼을 차지하며 , 확장 (extended) CP의 경우 5번째 , 6번째 , 9번째, 11번째 및 12번째 OFDM 심볼을 차지할 수 있다.

M-PSS가 차지하는 9개의 OFDM 심볼들은 LTE 캐리어들 사이에 인밴드 (inband) 배치를 위한 지원을 제공하기 위해 선택될 수 있다. 이는 호스팅 LTE 시스템에서 첫 3개의 OFDM 심볼들은 PDCCH를 나르기 위해 사용되며, 서브 프레임은 최소 12개의 OFDM 심볼들로 구성되기 때문이다 (확장된 CP의 경우) .

호스팅 LTE 시스템에서 CRS (cell-specific reference signal) 7} 전송되며, M-PSS에 해당하는 자원 요소들은 충돌을 피하기 위해 천공 (punctured)될 수 있다. NB-LTE에서 M-PSS/M— SSS의 특정 위치는 PDCCH, PCFICH, PHICH 및 /또는 MBSFN와 같이 많은 레가시 LTE 신호들과의 충돌을 피하도록 결정될 수 있다.

LTE에 대하여 , NB-LTE에서의 동기 시퀀스의 디자인은 상이할 수 있다 . 이는, 단말에서 줄어든 메모리 소비와 더 빠른 동기화 사이의 절층을 달성하기 위해 수행될 수 있다. _80ms 구간에서 4번 반복되기 때문에, M- SSS에 대한 경미한 디자인 변경은 타이밍 불확실성을 해결하기 위해 80ms 구간 내에서 요구될 수 있다.

M- PSS 및 M- SSS의 구조

LTE에서, PSS의 구조는 타이밍 및 주파수 오프셋 측정기의 낮은 복잡도의 설계를 허용하며, SSS는 프레임 타이밍을 획득하고, 특유의 504개 샐 식별자들의 지원을 가능하도톡 하기 위해 설계 된다.

LTE의 In -band 및 Guard -band 경우에 있어서, NB— LTE의 CP의 배치는 호스팅 시스템의 CP와 매치하기 위해 선택될 수 있다. Standalone의 경우, 확장된 CP는 호스팅 시스템에 최소한의 손상을 가하기 위한 송신기 펄스 형태를 맞추기 위해 사용될 수 있다 (예를 들어 , GSM) .

단일 M— PSS는 LTE의 N-LTE에서 명시될 수 있다. LTE의 PSS 동기화 절차에 있어서, 각각의 PSS를 위해 특정 개수의 주파수 추측이 심볼 타이밍 및 주파수 오프셋의 대략 추정 ( coarse estimation)하기 위해 사용될 수 있다.

NB-LTE에서 이와 같은 절차의 채택은 복수개의 주파수 가정들을 사용함에 따라 수신기의 처리 복잡도를 향상시킬 수 있다. 이와 같은 문제를 해결하기 위해, 타임 도메인에서 차등적으로 부호화된 Zadof f - Chu 시뭔스의 시퀀스 리샘블링 ( resembling)이 M- PSS를 위해 제안될 수 있다 . 전송 단계에서 차동 부호화를 수행하기 때문에 차동 복호화는 수신기 처리동안 수행될 수 있다. 그 결과, 주파수 오프셋이 심볼들에 대한 연속된 회전으로부터 해당 심볼들에 대한 고정된 위상 오프셋으로 변환될 수 있다.

도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 M-PSS를 생성하는 방법을 예시한 도면이다.

도 13을 참조하면, 우선, M-PSS를 생성하기 위해 길이 107의 기초 시퀀스를 기초로 시작한다면, 아래의 수학식 14가 획득될 수 있다.

【수학식 14】

jnun(n+i)

c(n) = e N ^"~ , n = {0,1,2,ᅳ,106} 기초 시뭔스 c(n)은 수학식 15와 같이 d(n) 시뭔스를 획득하기 위해 차등적으로 부호화될 수 있다.

【수학식 15】

d(n + 1) = d(n)c(n), n = {0,1,2, ... ,106}, d(0) = 1, d(n) 시퀀스는 9개의 서브 시퀀스들로 분리되며, 각 서브 시퀀스는 길이 I ² 와 130kHz의 샘플링 레이트를 갖는다. 120-point FFT는 9개의 서브 시뭔스들 각각에 대해 수행되며, 각 시퀀스는 128개의 IFFT 제로 패딩을 이용하여 1.92MHz의 샘플 레이트까지 128/12번 오버 샘플될 수 있다. 그 결과, 각 서브 시퀀스는 9개의 OFDM 심볼들에 대한 12개의 부반송파들 각각에 매핑될 수 있다.

서브 시퀀스들 각각은 1개의 OFDM 심볼에 매핑되며 , 총 9개의 서브 시퀀스들이 존재하므로, 따라서 M-PSS는 전체 9개의 OFDM 심볼들을 차지할 수 있다. 전체 M-PSS의 길이는, 9개의 샘플들의 기본 CP가 사용될 때 1 ² 34 (= (128 + 9) *9+1)일 수 있으며 , 확장된 CP가 사용되는 경우에는 1440일 수 있다. 전송되는 동안 실제 사용될 M-PSS는 송신기 /수신기에서 동일하게 복잡한 절차를 사용하여 매번 생성될 필요가 없다. M-PSS와 대웅되는 복잡 계수 (즉, t_u(n) )는 오프라인으로 생성될 수 있으며, 송신기 /수신기에 직접 저장될 수 있다. 또한, 비록 M-PSS가 1.92MHZ에서 생성되더라도, 점유 대역폭은 180kHz일 수 있다.

따라서, 수신기에서 M-PSS를 사용하여 시간 및 주파수 오프셋 측정과 관련된 절차를 수행하는 경우, 모두 192kHz의 샘플링 레이트가 사용될 수 있다. 이는 셀 탐색에 있어서 수신기의 복잡도를 상당히 줄일 수 있다.

LTE와 비교해보면, NB-LTE에서 M-PSS가 발생하는 주파수는 LTE에서의 PSS에 비해 조금 더 큰 오버 헤드를 불러 일으킨다. 보다 상세하게는, LTE에서 사용되는 동기화 시퀀스는 전체 전송 자원의 2.86 를 차지하며, NB-LTE에서 사용되는 동기화 시퀀스는 전체 자원의 대략 5.36%를 차지한다. 이와 같은 추가적인 오버해드는, 향상된 배터리 수명 및 더 낮은 기기 가격으로 이어지는 동기화 시간뿐만 아니라 메모리 소비를 감소시키는 효과를 가져온다 .

M-SSS는 주파수 도메인에서 설계되며, 6개의 OFDM 심볼들 각각에서 12개의 부반송파들을 차지한다. 따라서 , M-SSS에 전용으로 할당된 (dedicated to) 자원 요소들의 개수는 72개일 수 있다. M— SSS는 시작점에서 11개의 、0 '들로 패딩된 단일 61 길이의 ZC 시뭔스로 구성될 수 있다.

확장된 CP의 경우, M-SSS의 첫 12개의 심볼들 (first 12 symbols)은 폐기될 수 있으며, 남은 심볼들은 유효한 OFDM 심볼들에 매핑될 수 있다. 이는, 시작점에서 ₁₃ _개의 、 ₀ '이 존재하기 때문에, 길이 61 시퀀스로부터 단지 하나의 심볼만을 폐기하는 것을 야기할 수 있다. 심볼의 폐기는 다른 SSS의 상관 성질 (correlation property)의 작은 저하를 야기한다.

시퀀스와 서로 다른 root를 위한 시뭔스의 순환 시프트는 504개까지의 특정 셀 식별자들을 쉽게 제공할 수 있다. LTE에서 M-시퀀스를 사용하는 경우와 비교하여 NB-LTE에서 ZC 시퀀스를 사용하는 이유는 , 오류 검출 레이트를 즐이기 위함이다. 이는, 2개의 서로 다른 셀 식별자 그룹들을 위한 공통된 시뭔스가존재하므로 , LTE에서의 추가적인 절차를 요구한다 .

M-PSS/M-SSS는 80ms 블톡 내에서 4번 발생하므로, SSS의 LTE 설계는 해당 블록 내에서 정확한 타이밍 정보를 제공하는데 사용될 수 없다. 이는 오로지 2개의 위치들을 결정할 수 있는 특수한 인터리빙 구조 때문이다. 따라서, 스크램블링 시퀀스는 프레임 타이밍에 대한 정보를 제공하기 위해 ZC 시 ¾스의 상측에서 사용될 수 있다 . 4 스크램블링 시뭔스는 80ms 블록 내의 4개의 위치들을 결정하기 위해 필요할 수 있으며, 이는, 정확한 타이밍을 획득하는 데 영향을 미칠 수 있다.

도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 M-SSS를 생성하는 방법을 예시한 도면이다.

도 14를 참조하면, MSSS는 s_p,q(n)=a_p(n) ·!3_ς(η)으로서 정의될 수 있으며, 이때 ρ={0, 1, 503}은 셀 식별자를 나타내며, q={0, 1, 2,

3}은 M-SSS의 위치 (즉, 최근 SSS 전에 발생하는 80ms 블록 내에서의 M-SSS의 개수)를 결정한다. 또한 a_p(n) 및 b_q(n)는 이하의 수학식 16 및 17에 따라 결정될 수 있다.

【수학식 16】 α _φ (η) = 0, n= {0-4,66 -71} *>

= α _ρ (η -k _p - S), n = {5,6, ...,65}^ p(n) = e δϊ , _n = (0,1, ...,61

【수학식 17] b _q (n) = b mod(n - 63)) n = {0,1,… 60}, q = {0,1,2,3}, i ₀ =0,l _t = 3, l ₂ = 7 ₃ = b(n + 6) = mod(b(n) + b(n + 1), 2), n = {0,1, ...55}, ^

b{0) = 1, b(m) =0, m= {1,2,3,4,5>' 수학식 ₁₆ 을 참조하면 , a— p(n)은 ZC 시퀀스이며, 셀 식별자 그룹을 결정할 수 있다. m(p) 및 순환 시프트 k_p는 특정 셀 식별자를 제공하기 위해 사용될 수 있다. 수학식 17을 참조하면 , b_q(n)은 기본 시퀀스 b_(n)의 순환 시프트로 구성된 스크램블링 시뭔스일 수 있으며, 프레임 타이밍을 획득하기 위해 M-프레임 내의 M-SSS의 위치를 지시하는 데 사용될 수 있다. 순환 시프트 1_(3는 q 값에 따라 결정될 수 있다. 특정 p에 대한 m(p) 값은 m(p)=l+mod(p, 61)과 같이 결정될 수 있으며 k_p 값은 k_p=7[p/61]과 같이 결정될 수 있다.

도 15는 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 M-PSS를 구현하는 방법의 일례를 나타낸다. 구체적으로, 도 15는 상보 골레이 시퀀스 (complementary Go lay sequence)를 사용하여 M-PSS를 생성하는 방법을 나타낸다. 도 15에 도시된 바와 같이 , 상보 골레이 시퀀스 쌍 (complementary Go lay sequence pair)를 人 ]·용하여 각 OFDM symbol에 전송될 CGS를 선택한다 (i.e. , a(n) or b(n) 선택) .

다음으로 cover code를 사용하는 경우, c(l) 부터 c (N)을 각각의 CGS에 곱해줄 수 있으며 , 상기 cover code를 사용하지 않는다면 c (n) 모두에 1을 넣어줄 수 있다.

이어서, 각 symb이별로 DFT와 IFFT를 수행해주고 time domain 상에서 각각의 OFDM symb이에 전송하게 된다.

추가적으로, 길이 12 ZC sequence로도 각 OFDM symb이에 전송될 sequence를 만들 수도 있다.

이 경우, 도 15에 적용된 방법과 동일한 방법을 사용함으로써, M-PSS를 구현할 수 있다.

NB-LTE 시스템의 동작시스템

도 16은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 NB LTE 시스템의 동작 시스템의 일례를 나타낸 도이다.

구체적으로, 도 16 (a)는 In-band 시스템을 나타내며 , 도 16 (b)는 Guard -band 시스템을 나타내며, 도 16(c)는 Stand-alone 시스템을 나타낸다. 인밴드 시스템 (In-band system)은 인밴드 모드 (In-band mode)로, 가드밴드 入 1스템 (Guard -band system)은 가드밴드 모드 (Guard-band mode)로, 독립형 入 1스템 (Stand— alone system)은 독립형 모드 (Standalone mode)로 표현될 수 있다.

도 16 (a)의 In-band 시스템은 레가시 LTE 벤드 내 특정 1 RB를 NB- LTE (또는 LTE-NB)를 위해 사용하는 시스템 또는 모드를 말하는 것으로 , LTE 시스템 carrier의 일부 자원 블록을 할당하여 운용될 수 있다.

도 16 (b)의 Guard -band 시스템은 레가시 LTE 밴드의 guard band를 위해 비워놓은 ( reserved) 공간에 NB— LTE를 사용하는 시스템 또는 모드를 말하는 것으로, LTE 시스템에서 자원 블록으로 사용되지 않는 LTE carrier의 guard-band를 할당하여 운용될 수 있다.

레가시 LTE 밴드는 각 LTE 밴드의 마지막에 최소 100 kHz의 guardband를 가진다.

200kHz를 이용하기 위해 , 2개의 비-연속적인 (non- contiguous ) guardband를 이용할 수 있다.

In-band 시스템 및 Guard -band 시스템은 레가시 LTE 밴드 내에 NB- LTE가 공존하는 구조를 나타낸다.

이에 반해 , 도 16 ( c )의 Standalone 시스템은 레가시 LTE 밴드로부터 독립적으로 구성된 시스템 또는 모드를 말하는 것으로, GERAN에서 사용되는 주파수 대역 (향후 재할당된 GSM carrier)올 별도로 할당하여 운용될 수 있다. 이하, 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 15kHz 또는 3 . 75kHz 서브캐리어 간격 ( subcarrier spacing)에 대한 NB-프래임 구조에 대해 살펴본다.

15kHz 서브캐리어 간격 ( subcarrier spacing)에 대한 NB 프래임 구조는 legacy시스템 ( LTE 시스템)의 프래임 구조와 동일할 수 있다.

즉, 10ms NB- frame은 lms NB- sub frame 10개를 포함하며, lms NB- subframe은 0.5ms NB-slot 2개를 포함할 수 있다.

또한, 0.5ms NB-slot은 7개의 OFDM 심볼들을 포함할 수 있다. 그리고, 3.75kHz 서브캐리어 간격 (subcarrier spacing)에 대한 NB- 프래임 구조에서, 10ms NB-frame은 2ms B- sub frame 5개를 포함하며, 2ms NB-subframe은 7개의 OFDM 심볼들과 하나의 보호 구간 (Guard Period :GP)을 포함할 수 있다.

상기 2 ms NB-subframe은 NB-slot 또는 NB-RU (resource unit) 등으로 표현될 수도 있다. 또한, legacy LTE subframe 구조와 3.75kHz의 subframe 구조의 대웅 관계에 대해 살펴보면, 3.75kHz의 subframe (2ms)는 legacy LTE의 lms subframe (또는 lms TTI) 2개에 대웅할 수 있다. 참조신호 (RS: Reference Signal)

무선 통신 시스템에서 데이터는 무선 채널을 통해 전송되기 때문에, 신호는 전송 중에 왜곡될 수 있다. 수신단에서 왜곡된 신호를 정확하게 수신하기 위하여, 수신된 신호의 왜곡은 채널 정보를 이용하여 보정되어야 한다. 채널 정보를 검출하기 위하여 송신측과 수신측 모두 알고 있는 신호 전송 방법과 신호가 채널을 통해 전송될 때 왜곡된 정도를 이용하여 채널 정보를 검출하는 방법을 주로 이용한다. 상술한 신호를 파일럿 신호 또는 참조 신호 (RS: reference signal)라고 한다 . 또한 최근 대부분의 이동통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피, 다중송신안테나와 다중수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 사용한다. 다중 입출력 안테나를 이용하여 데이터를 송수신할 때, 신호를 정확하게 수신하기 위하여 송신 안테나와 수신 안테나 간의 채널 상태가 검출되어야 한다. 따라서 각 송신 안테나는 개별적인 참조 신호를 가져야 한다. 이동 통신 시스템에서 RS는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 채널 정보 획득을 위한 목적의 RS와 데이터 복조를 위해 사용되는 RS가 있다. 전자는 UE가 하향 링크로의 채널 정보를 획득하는데 그 목적이 있으므로, 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 UE라도 그 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 또한 이는 핸드 오버 등의 측정 등을 위해서도 사용된다 . 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 리소스에 함께 보내는 RS로서, UE는 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.

하향 참조 신호는 셀 내 모든 단말이 공유하는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등의 측정 등을 위한 하나의 공통 참조 신호 ( CRS : common RS )와 특정 단말만을 위하여 데이터 복조를 위해 사용되는 전용 참조 신호 (DRS : dedicated RS )가 있다. 이와 같은 참조 신호들올 이용하여 복조 (demodulation)와 채널 측정 ( channel measurement ) 위한 정보를 제공할 수 있다. 즉, DRS는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다사용된다. 수신 측 (즉, 단말)은 CRS로부터 채널 상태를 측정하고, CQI (Channel Quality Indicator) , ΡΜΙ (Precoding Matrix Index) 및 /또는 RI (Rank 工 ndicator)와 같은 채널 품질과 관련된 지시자를 송신 측 (즉, 기지국)으로 피드백한다. CRS는 샐 특정 기준신호 (cell-specific RS)라고도 한다. 반면, 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information)의 피드백과 관련된 참조 신호를 CSI-RS라고 정의할 수 있다.

DRS는 PDSCH 상의 데이터 복조가 필요한 경우 자원 요소들을 통해 전송될 수 있다. 단말은 상위 계층을 통하여 DRS의 존재 여부를 수신할 수 있으며, 상응하는 PDSCH가 매핑되었을 때만 유효하다. DRS를 단말 특정 참조 신호 (UE- specific RS) 또는 복조 참조 신호 (DMRS: Demodulation RS)라고 할 수 있다.

도 17은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.

도 17을 참조하면, 참조 신호가 매핑되는 단위로 하향링크 자원 블록 쌍은 시간 영역에서 하나의 서브 프레임 X 주파수 영역에서 12개의 부 반송파로 나타낼 수 있다. 즉, 시간 축 (X축) 상에서 하나의 자원 블록 쌍은 일반 순환 전치 (normal CP: normal Cyclic Prefix) 인 경우 14개의 OFDM 심볼의 길이를 가지고 (도 17(a)의 경우) , 확장 순환 전치 (extended CP: extended Cyclic Prefix)인 경우 12개의 OFDM 심볼의 길이를 가진다 (도 17 (b)와 경우) . 자원 블록 격자에서 '0' , '1' , '2' 및 '3'으로 기재된 자원 요소들 (REs)은 각각 안테나 포트 인덱스 '0' , '1' , '2' 및 '3'의 CRS의 위치를 의미하며 , 'D'로 기재된 자원 요소들은 DRS의 위치를 의미한다. 이하 CRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, CRS는 물리적 안테나의 채널을 추정하기 위해 사용되고, 셀 내에 위치한 모든 단말에 공통적으로 수신될 수 있는 참조 신호로써 전체 주파수 대역에 분포된다. 즉, 이 CRS는 cell- specif ic한 시그널로, 광대역에 대해서 매 서브 프레임마다 전송된다. 또한, CRS는 채널 품질 정보 ( CSI ) 및 데이터 복조를 위해 이용될 수 있다.

CRS는 전송 측 (기지국)에서의 안테나 배열에 따라 다양한 포맷으로 정의된다. 3GPP LTE 시스템 (예를 들어 , 릴리즈 - 8 )에서는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS가 전송된다. 하향링크 신호 송신 측은 단일의 송신 안테나, 2개의 송신 안테나 및 4개의 송신 안테나와 같이 3 종류의 안테나 배열을 가진다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우, 0번과 1번 안테나 포트에 대한 CRS가 전송되고, 네 개인 경우 0~3 번 안테나포트에 대한 CRS가 각각 전송된다.

기지국이 단일의 송신 안테나를 사용하는 경우, 단일 안테나 포트를 위한 참조 신호가 배열된다.

기지국이 2개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 2개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 시분할 다중화 (TDM : Time Division Multiplexing) 및 /또는 주파수 분할 다중화 ( FDM Frequency Division Multiplexing) 방식을 이용하여 배열된다. 즉, 2개의 안테나 포트를 위한 참조 신호는 각각이 구별되기 위해 서로 다른 시간 자원 및 /또는 서로 다른 주파수 자원이 할당된다. 게다가, 기지국이 4개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 4개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 TDM 및 /또는 FDM 방식을 이용하여 배열된다 . 하향링크 신호의 수신 측 (단말)에 의하여 측정된 채널 정보는 단일의 송신 안테나 전송, 송신 다이버시티 , 폐쇄 루프 공간 다중화 (closed-loop spatial multiplexing) , 개방 루프 공간 다중화 (open— loop spatial multiplexing) 또는 다중 사용자 -다중 입출력 안테나 (Multi-User MIMO)와 같은 전송 방식을 이용하여 전송된 데이터를 복조하기 위하여 사용될 수 있다. 다중 입출력 안테나가 지원되는 경우 참조 신호가 특정의 안테나 포트로부터 전송될 때, 상기 참조 신호는 참조 신호의 패턴에 따라 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되며, 다른 안테나 포트를 위해 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되지 않는다. 즉, 서로 다른 안테나 사이의 참조 신호는 서로 겹치지 않는다.

자원 블록에 CRS를 맵핑하는 규칙은 다음과 같이 정의된다.

【수학식 18】 k = 6m + (v + v _shm )mod6

w = 0,l,...,2-N° _B ^L -l

m'^m + N ^x ' ^OL -N RB

0 if = 0and/ = 0

3 if = 0and/≠0

3 if /; = land/ = 0

v =

0 if p = land/≠0

3(« _s mod 2) ι ^' ΐ p = 2

3 + 3(n _s mod 2) if ^ = 3

Vsh _ift = 'mod6 수학식 18에서, k 및 1 은 각각 부반송파 인덱스 및 심볼 인덱스를 나타내고, ρ 는 안테나 포트를 나타낸다. ^ 은 하나의 하향링크 슬롯에서의 OFDM 심볼의 수를 나타내고, 은 하향링크에 할당된 무선 자원의 수를 나타낸다. n _s 는 슬롯 인덱스를 나타내고, 은 샐 ID를 나타낸다. mod 는 모들로 (modulo) 연산을 나타낸다. 참조 신호의 위치는 주파수 영역에서 ^v s'"ft 값에 따라 달라진다. ^v s ft 는 셀 ID에 종속되므로, 참조 신호의 위치는 셀에 따라 다양한주파수 편이 ( frequency shif t ) 값을 가진다，

보다 구체적으로, CRS를 통해 채널 추정 성능을 향상시키기 위해 CRS의 위치는 샐에 따라 주파수 영역에서 편이될 수 있다. 예를 들어, 참조 신호가 3개의 부 반송파의 간격으로 위치하는 경우, 하나의 샐에서의 참조 신호들은 3k 번째 부반송파에 할당되고, 다른 샐에서의 참조 신호는 3k+l 번째 부반송파에 할당된다. 하나의 안테나 포트의 관점에서 참조 신호들은 주파수 영역에서 6개의 자원 요소 간격으로 배열되고, 또 다른 안테나 포트에 할당된 참조 신호와는 3개의 자원 요소 간격으로 분리된다.

시간 영역에서 참조 신호는 각 슬롯의 심볼 인덱스 0 에서부터 시작하여 동일 간격 ( constant interval )으로 배열된다. 시간 간격은 순환 전치 길이에 따라 다르게 정의된다. 일반 순환 전치의 경우 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 4에 위치하고, 확장 순환 전치의 경우 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 3에 위치한다. 2개의 안테나 포트 중 최대값을 가지는 안테나 포트를 위한 참조 신호는 하나의 OFDM 심볼 내에 정의된다. 따라서, 4개의 송신 안테나 전송의 경우, 참조 신호 안테나 포트 0 과 1을 위한 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 4 (확장 순환 전치의 경우 심볼 인덱스 0 과 3 )에 위치하고, 안테나 포트 2 와 3을 위한 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 1에 위치한다. 안테나 포트 2 와 3을 위한 참조 신호의 주파수 영역에서의 위치는 2번째 슬롯에서 서로 맞바꿔진다.

이하 DRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, DRS는 데이터를 복조하기 위하여 사용된다. 다중 입출력 안테나 전송에서 특정의 단말을 위해 사용되는 선행 부호화 (preceding) 가중치는 단말이 참조 신호를 수신하였을 때 각 송신 안테나에서 전송된 전송 채널과 결합되어 상응하는 채널을 추정하기 위하여 변경 없이 사용된다.

3GPP LTE 시스템 (예를 들어 , 릴리즈 - 8 )은 최대로 4개의 전송 안테나를 지원하고, 랭크 1 범포밍 (beamforming)을 위한 DRS가 정의된다. 탱크 1 빔포밍을 위한 DRS는 또한 안테나 포트 인텍스 5 를 위한 참조 신호를 나타낸다. 자원 블록에 DRS를 맵핑하는 규칙은 다음과 같이 정의된다. 수학식 19는 일반 순환 전치인 경우를 나타내고, 수학식 20은 확장 순환 전치인 경우를 나타낸다.

【수학식 19 ] k = (k') mod N^ + N^ . n _PRB

k, 4m'+v _shift i {2,3}

4m'+(2 + v _shift ) mod 4 if / e {5,6}

3 l' = 0

6 l' = \

1 =

2 I' = 2

5 /' = 3

0,1 if n _s mod 2 = 0

2,3 if n _s mod 2 = 1

v _shift = mod 3

【수학식 20 ]

k, [ 3m'+v _shift if/ = 4

^_ 3m'+(2 + v _shift )mod3 if / = 1

/ ₌ |4 /' e {0,2}

ᅳ [i r = i

,_ 0 if « _s mod2 = 0

[1,2 if « _s mod 2 = 1

m'= 0,1,...,4N^ ^SCH -1 v _shift = ' mod 3 수학식 19 및 20에서, k 및 1 은 각각 부반송파 인덱스 및 심볼 인덱스를 나타내고, p 는 안테나 포트를 나타낸다. ^sc 은 주파수 영역에서 자원 블록 크기를 나타내고, 부반송파의 수로써 표현된다. "PRB 은 물리 자원 블록의 수를 나타낸다. ^RB 은 p _DSCH 전송을 위한 자원 블록의 주파수 대역을 나타낸다. n _a 는 슬롯 인덱스를 나타내고, 는 셀 ₁₁ 를 나타낸다. mod 는 모들로 (modulo) 연산을 나타낸다. 참조 신호의 위치는 주파수 영역에서 ^V shift 값에 따라 달라진다. ^V shift는 샐 ID에 종속되므로, 참조 신호의 위치는 샐에 따라 다양한 주파수 편이 (frequency shift) 값을 가진다.

LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원할 수 있도록 디자인되어야 한다. 따라서 최대 8개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서 하향 링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS만 정의되어 있으므로, LTE-A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대 8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되고 디자인되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS는 위에서 설명한 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가모두 디자인되어야 한다.

LTE-A 시스템을 디자인 함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 backward compatibility, 즉 LTE 단말이 LTE-A 시스템에서도 아무 무리 없이 잘 동작해야 하고, 시스템 또한 이를 지원해야 한다는 것이다. RS 전송 관점에서 보았을 때, LTE에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브 프레임마다 전송되는 시간-주파수 영역에서 추가적으로 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS 패턴을 매 서브 프레임마다 전 대역에 추가하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다.

따라서 LTE-A 시스템에서 새로이 디자인되는 RS는 크게 두 가지 분류로 나누게 되는데, MCS , PMI 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS ( CSI -RS : Channel State Inf ormation-RS , Channel State Indication-RS 등)와 8개의 전송 안테나로 전송되는 데이터 복조를 위한 RS (DMRS _: Data Demodulat ion-RS )이다.

채널 측정 목적의 CSI -RS는 기존의 CRS가 채널 측정, 핸드 오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리 채널 측정 위주의 목적을 위해서 디자인되는 특징이 있다. 물론 이 또한 핸드 오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI -RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로 CRS와 달리 매 서브 프레임마다 전송되지 않아도 된다. CSI -RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI -RS는 시간 축 상에서 간헐적으로 전송된다.

데이터 복조를 위해서 해당 시간—주파수 영역에서 스케줄링 된 UE에게 전용적 (dedicated)으로 DM RS가 전송된다. 즉, 특정 UE의 DMRS는 해당 UE가 스케줄링 된 영역, 즉 데이터를 수신 받는 시간-주파수 영역에만 전송되는 것이다.

LTE-A 시스템에서 eNB는 모든 안테나 포트에 대한 CSI -RS를 전송해야 한다. 최대 ₈ 개의 송신 안테나 포트에 대한 CSI _RS 를 매 서브 프레임마다 전송하는 것은 오버헤드가 너무 큰 단점이 있으므로 , CSI -RS는 매 서브 프레임마다 전송되지 않고 시간 축에서 간헐적으로 전송되어야 그 오버헤드를 줄일 수 있다. 즉, CSI— RS는 한 서브 프레임의 정수 배의 주기를 가지고 주기적으로 전송되거나 특정 전송 패턴으로 전송될 수 있다. 이 때 CSI -RS가 전송되는 주기나 패턴은 eNB가 설정할 수 있다.

CSI -RS를 측정하기 위해서 UE는 반드시 자신이 속한 셀의 각각의 CSI -RS 안테나 포트에 대한 CSI -RS의 전송 서브 프레임 인덱스, 전송 서브 프레임 내에서 CSI -RS 자원 요소 (RE ) 시간-주파수 위치 , 그리고 CSI -RS 시뭔스 등에 대한 정보를 알고 있어야 한다.

LTE-A 시스템에 eNB는 CSI -RS를 최대 8개의 안테나 포트에 대해서 각각 전송해야 한다: 서로 다른 안테나 포트의 CSI— RS 전송을 위해 사용되는 자원은 서로 직교 ( orthogonal )해야 한다. 한 eNB가 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI -RS를 전송할 때 각각의 안테나 포트에 대한 CSI -RS를 서로 다른 RE에 맵핑함으로써 FDM/TDM방식으로 이들 자원을 orthogonal하게 할당할 수 있다. 또는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI— RS를 서로 orthogonal한 코드에 맵핑시키는 CDM방식으로 전송할 수 있다.

CSI— RS에 관한 정보를 eNB가 자기 샐 UE에게 알려줄 때, 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI— RS가 매핑되는 시간-주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다. 구체적으로, CSI— RS가 전송되는 서브 프레임 번호들, 또는 CSI— RS가 전송되는 주기, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 오프셋이며, 특정 안테나의 CSI-RS RE가 전송되는 OFDM 심볼 번호, 주파수 간격 (spacing) , 주파수 축에서의 RE의 오프셋 또는 쉬프트 값등이 있다. 도 IS은 무선 통신 시스템에서 사운딩 참조 신호 심볼을 포함한 상향링크 서브 프레임을 예시한다 .

도 IS을 참조하면, SRS는 배열된 서브 프레임 상에서 항상 마지막 SC- FDMA 심볼을 통해 전송된다. 따라서, SRS와 DMRS는 다른 SC-FDMA 심볼에 위치하게 된다 .

PUSCH 데이터 전송은 SRS 전송을 위한 특정의 SC-FDMA 심볼에서는 허용되지 않으며 , 결과적으로 사운딩 (sounding) 오버헤드가 가장 높은 경우 즉 모든 서브 프레임에 SRS 심볼이 포함되는 경우라도 사운딩 오버헤드는 약 7%를 초과하지 않는다.

각 SRS 심볼은 주어진 시간 단위와 주파수 대역에 관한 기본 시뭔스 (랜덤 시퀀스 또는 Zadoff-Ch(ZC)에 기초한 시뭔스 세트)에 의하여 생성되고, 동일 셀 내의 모든 단말들은 동일한 기본 시퀀스를 사용한다. 이때, 동일한 주파수 대역과 동일한 시간에서 동일 샐 내의 복수의 단말로부터의 SRS 전송은 기본 시퀀스의 서로 다른 순환 이동 (cyclic shift)에 의해 직교 (orthogonal)되어 서로 구별된다.

각각의 셀 마다 서로 다른 기본 시퀀스가 할당되는 것에 의하여 서로 다른 기본 시뭔스 간에

이하, Narrowband IoT(NB-IoT)의 상향링크 (Uplink) 물리 계층 부분에 대해 좀 더 구체적으로 살펴보기로 한다.

상향링크 (Uplink)

1. 물리 채널들 (Physical channels)

narrowband physical channels은 다음과 같이 '정의된다:

- Narrowband Physical Uplink Shared Channel, NPUSCH

- Narrowband Physical Random Access Channel , NPRACH

2. 물리 신호들 (Physical signals)

uplink narrowband physical signals은 다음과 같이 정의된다：

- Narrowband demodulation reference signal

3. 슬롯 구조 및 물리 자원들 (Slot structure and physical resources)

3.1. 자원 격자 (Resource grid)

ΛΛ几

하나의 술롯에서 전송되는 물리 채널 또는 물리 신호는 subcarriers 및 ^v ^b sc-FDMA symbols의 하나 또는 여러 자원 격자들로 표시된다.

도 19는 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 NB-IOT에 대한 상향링크 자원 격자 (Uplink resource grid)의 일례를 나타낸다. subcarriers 의 관점에서 상향링크 대역폭 (uplink bandwidth)과 slot duration ^T ^ 아래 표 3에 의해 주어진다.

즉, 표 3은 NB-IoT 파라미터들의 일례를 나타낸다.

【표 3】 단일 안테나 포트 ⁼⁰ 는 모든 상향링크 전송을 위해 사용된다.

3.2. 자원 요소들 (Resource elements)

자원 격자에서 각 요소는 자원 요소라고 불리며, 하나의 슬롯에서 인덱스 쌍 (k,l)에 의해 유일하다.

여기서, * ^{= 0} _{' '} w _s ᅳ 1 및 ^{/ = 0} '"'^^으1는 각각 주파수 영역에서 인덱스와 시간 영역에서 인덱스이다. 자원 요소 ( ^k 는 복소수 값 (complex value) ^a "에 대웅한다 .

하나의 슬롯에서 물리 채널 또는 물리 신호의 전송을 위해 사용되지 않는 자원 요소들에 대응하는 Quantities ^a "는 0으로 설정된다.

3.3. 자원 유닛 (Resource unit :RU)

자원 유닛들은 NPUSCH를 자원 요소에 매핑하는 것을 나타내기 위해 사용된다.

자원 유닛은 시간 영역에서 연속적인 SC-FDMA 심볼들 ( ^yn^ s ts )과 주파수 영역에서 연속적인 서브캐리어들 (W^ )로서 정의된다.

여기서, 및 W _s ^ _b 은 아래 표 4에서 주어진다.

표 ₄ 는 W _S ^R _C ^U , N^ _{ts t} 및 A^ _b 의 지원되는 조합들을 나타낸다 .

【표 4】

. Narrowband physical uplink shared channel (NPUSCH)

4.1. Modulation

【표 5】

4.2. 물리 자원에 매핑 (Mapping to physical resources)

복소수 값의 심볼들 (complex— valued symbols)의 블록 ^ζ ( ⁰ )'···' ^ζ (Ο^) 는 전송 파워 ^p NPUSCH어】 맞추기 위해 진폭 스케일 인자 (amplitude scaling factor) 7} 곱해지며 , ^z(0) 부터 시작하여 연속적으로 NPUSCH 전송을 위해 할당된 subcarrier들에 매핑된다 .

전송을 위해 할당되었으나 참조 신호들의 전송을 위해 사용되지 않는 subcarrier들에 해당하는 자원 요소 로 매핑은 할당된 자원 유닛의 첫 번째 슬롯부터 시작하여 첫 번째로 k index가 증가하는 순서로, 그 다음 1 index가 증가하는 순서이다.

NPUSCH는 하나또는 그 이상의 자원 유닛들에 매핑될 수 있다. 앞서 언급한 바와 같이 , NB— IoT (또는 NB-LTE)는 협대역 (narrowband)를 사용하는 저 비용 (low cost) , 저 복잡도 (low complexity)의 제약을 가진 단말 (UE)들을 지원하기 위한 시스템을 말한다 . 또한, NB-IoT는 한정된 통신 자원 (communication resource)를 통해 다수의 UE들아 접속하는 상황을 고려하고 있으며, legacy LTE의 커버리지 (coverage)보다 더 넓은 coverage의 지원을 목표로 하고 있다.

NB— IoT의 대표적인 특성은, 상향링크 (uplink) 상황에서 단일 서브캐리어 전송 (single subcarrier transmission)을 고려한다는 점이다 .

단일 서브캐리어 전송 (single subcarrier transmission)은 단일 톤 전송 (single tone transmission)으로 호칭 또는 표현될 수 있다.

상기 단일 서브캐리어 전송 (single subcarrier transmission)을 사용하는 경우, subcarrier 자원의 부족, extreme coverage 지원 등 다양한측면에서의 문제가 해결될 수 있다.

또한, single tone (또는 subcarrier) transmission은 π /2 _^ BPSK modulation과 π /4-QPSK modulation을 지원한다. 따라서 , 본 명세서에서는 NB-IoT의 단일 톤 전송 (single tone transmission)을 지원하기 위한 상향링크 D RS 入 1퀀스 (uplink DMRS sequence)를 설계 (또는 생성 )하는 방법을 제공한다 . 여기서 , DMRS 시퀀스는 DMRS에 사용되는 참조 신호 시퀀스를 의미하는 것으로, 이하에서는 편의상 'DMRS 시퀀스 '와흔용하여 표현하기로 한다.

또한, 본 명세서에서 제안하는 내용 및 방법들은 설명의 편의상 NB— IoT의 single-tone transmission에 국한하여 기술하고 있으나, 해당 내용 및 방법들은 single- tone transmission을 사용하는 모든 system의 uplink data channel , downlink data channel , uplink control channel 및 downlink control channel의 전송에도 적용될 수 있다.

또한, 본 명세서에서 제안하는 내용 및 방법들은 다수의 서브캐리어 (multiple subcarrier)들을 이용한 전송에도 적용될 수 있다. 상기 다수의 서브캐리어들의 개수는 ₂ , 3, 6 또는 12 등일 수 있다.

이하에서, 본 명세서에서 제안하는 NB-IoT 시스템에서 DMRS 시퀀스를 생성하는 방법에 대해 살펴보기로 한다 .

구체적으로, NB-IoT에서 DMRS 시퀀스 생성 방법은 크게 (1) 단일 (single) 톤 전송에 대한 DMRS 시퀀스 생성 방법과 (2) 멀티 (multi) 톤 전송에 대한 DMRS 시퀀스 생성 방법으로 구분할 수 있다.

본 명세서에서 NB-IoT 시스템에서 DMRS는 협대역 (narrowband) DMRS로 표현될 수 있다. 단일 톤 전송에 대한 DMRS 시퀀스 (DMRS sequence for single tone transmission)

먼저 , 단일 톤 전송에 대한 DMRS 시퀀스 생성 방법에 대해 살펴보기로 한다. 상향링크 단일 톤 전송 (uplink single - tone transmission) 주파수 영역 ( frequency domain)으로 사용 가능한 주파수 자원이 하나로 제한되어 있다.

상향링크 단일 톤 전송은 단일 톤을 통해 상향링크 전송을 수행하는 것을 의미한다.

따라서, DMRS 측면에서 single- tone transmission 상황을 고려하면, (LTE system에서 지원하는) 기존의 DMRS sequence의 구조 또는 설계 법칙 ( design rule )이 단일 톤 전송에 사용될 수 없다.

왜냐하면, 기존의 DMRS 시뭔스는 frequency domain으로의 sequence mapping을 지원하기 때문이다.

따라서 , 단일 톤 전송 ( single— tone transmission)≤1 경우, DMRS sequence는 frequency domain으로의 DMRS sequence map ing rule 대신 time domain으로의 DMRS sequence mapping rule이 사용되어야 한다. 이와 같이, DMRS sequence에 대한 mapping을 시간 영역 ( Time domain)으로 수행하는 이유는 아래 2가지로 생각해 볼 수 있다.

첫 번째로, 시간 영역으로의 DMRS 시퀀스 매핑은 인접 cell들 간 DMRS 간섭을 줄이기 위한 목적으로 사용될 수 있다.

두 번째로, 시간 영역으로의 DMRS 시뭔스 매핑은 시간 영역 ( time domain)으로 퍼져있는 여러 DMRS symb이들을 결합 ( c mbining)함으로써 , 채널 주정 정확도 ( channel estimation accuracy)를 높이는 확산 ( spreading) 효과를 얻기 위한 목적으로 사용될 수 있다 .

위의 2가지 목적을 고려할 때, time domain으로의 DMRS sequence mapping은 single -tone transmission을 지원하는 uplink 전송의 design에 적합하다고 볼 수 있다. 이하, DMRS 시뭔스의 길이, DMRS 시퀀스 생성 등과 관련된 내용에 대해 좀 더 구체적으로 살펴본다.

시간 영역으로의 DMRS 시퀀스 mapping 방법을 고려한 DMRS sequence의 길이는 시스템이 가지고 있는 시간 유닛 (time unit) (들)에 의해 결정될 수 있다.

상기 시간 유닛은 특정 시간 유닛 (specific time unit)으로 표현될 수도 있다.

즉, DMRS 시뭔스의 길이는 상향링크 자원 유닛 (Uplink resource unit)의 길이 , 주파수 오프셋 에러 (frequency offset error)의 영향, 채널 (channel)의 상관 시간 (coherence time) 등 다양한 요소들이 고려되어 결정될 수 있다.

예를 들어, NB-IoT의 single-tone transmission에서 DMRS sequence 길이가 자원 유닛 (resource unit)을 단위로 결정되는 경우, 아래 3가지 방법 ((방법 1) 내지 (방법 3) )이 고려될 수 있다.

(방법 1) L개의 slot (들)이 하나의 resource unit에 포함되고, 각 slot은 M개의 DMRS symbol (들)을 포함한다고 가정한다. 여기서 , L은 자연수를 나타낸다.

이때 , L개의 slot (들) 전체에 하나의 DMRS sequence를 적용하는 경우, 총 L*M개의 DMRS symbol (들)이 사용되며, DMRS sequence의 길이는 L*M으로 정해진다.

(방법 2 ) L개의 slot (들)을 2개 이상의 구간으로 나누고, 각 구간에 들어가는 DMRS symbol≤1 개수를 DMRS sequence의 길이로 사용한다.

L개의 slot (들)을 균등한 숫자로 N개의 구간으로 나눌 경우, 각 구간은 L/N 개의 slot을 가지게 되며 , 각 구간은 총 L*M/N개의 DMRS symbol (들)을 가진다.

따라서, DMRS sequence의 길이는 L*M/N이 된다.

(방법 3 ) L개의 slot (들) 보다 더 큰 단위로 DMRS sequence의 mapping을 수행하기 위해 L*M보다 더 큰 크기의 DMRS sequence를 생성 (generation)한 후, 생성된 DMRS 시퀀스를 나누어 사용하는 방법을 생각할 수 있다.

살핀 것처럼, DMRS 시뭔스는 DMRS에 사용되는 참조 신호 ( reference signal ) 시퀀스를 의미한다.

예를 들어, K개의 resource unit을 하나의 단위로 정의하고, 총 K*L*M 길이의 sequence를 생성한 후, 각 resource unit에 L*M 길이씩 나누어 DMRS sequence를 mapping하는 방법을 고려할 수 있다.

위의 방법 1 내지 방법 3은 설명의 편의를 위해, slot 단위를 예로 들어 설명을 하고 있지만, 이에 한정되지 않고 subframe , radio frame 또는 복수 개의 slot들과 같은 다양한 시간 유닛 ( time unit )의 、단위 '로 해당 내용을 적용할수도 있다.

살핀 바와 같이, DMRS sequence 길이를 결정하는 다양한 방법들은 하나로 고정되어 사용될 수 있으며, 복수 개의 방법들 중 어느 하나를 선택할 수도 있다.

이때 , DMRS sequence의 길이를 결정하는 기준은 심볼 결합 ( symbol combining)을 고려하여 채널 추정 정확도 ( channel estimation accuracy)를 가장 높이기 위한 방법을사용할 수 있다 .

또한, DMRS sequence는 PN- sequence , gold sequence , RM-code 등을 이용하여 생성할 수 있다.

또한, 하나의 UE가 복수 개의 전송 모드 ( transmission mode )들을 지원하는 경우, 각 transmission mode에 서로 다른 DMRS sequence를 적용할 수도 있으며, 또는 transmission mode에 상관없이 동일한 DMRS sequence를 생성하는 방법을 사용할 수도 있다. 다음으로, PN— sequence를 사용하여 (또는 PN- sequence 기반의 ) DMRS sequence를 생성하는 방법을 일례로 들어 살펴본다.

PN— sequence의 길이는 앞서 살핀 방법 1 내지 방법 3에 의해 결정될 수 있다.

이때, DMRS 전송에 필요한 DMRS sequence의 길이와 발생 가능한 PN- sequence의 길이는 서로 일치하지 않을 수 있다.

만약 PN— sequence의 길이가 DMRS 시뭔스의 길이보다 짧은 경우, DMRS 시퀀스는 PN- sequenced 주기성을 이용하여 동일한 PN— sequence를 (연속하여) 반복 배치하고, 반복 배치된 PN- sequence에서 DMRS 전송에 필요한 길이만큼 잘라서 생성될 수 있다. ^'

도 20은 본 명세서에서 제안하는 DMRS 시뭔스 생성 방법의 일례를 나타낸 도이다.

쉬프트 리지스터 ( shift register)의 개수 (m)가 3 (m=3 )인 PN- sequence의 길이는 7 ( 2 ³ - 1 )이 된다.

만약 필요한 DMRS sequence의 길이가 8인 경우, DMRS 시퀀스는 길이

7인 PN- sequence 두 개를 연속하여 배치한 후, 길이 8만큼 PN- sequence를 잘라서 사용될 수 있다.

이는, PN- sequence의 첫 번째 element를 PN— sequence의 마지막에 복사하여 붙이는 것과 같다ᅳ

도 21은 본 명세서에서 제안하는 DMRS 시퀀스 생성 방법의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

도 21은 DMRS sequence보다 더 긴 길이의 PN— sequence를 생성하고, 생성된 PN- sequence에서 필요한 길이만큼을 잘라서 DMRS 시퀀스를 사용하는 방법을 나타낸다.

예를 들어 , shif t register의 개수가 4 (m=4 )인 PN— sequence의 길이는 15 ( 2 ⁴ — 1 )가 된다.

만약 필요한 DMRS sequence의 길이가 8인 경우, DMRS 시퀀스는 길이 15인 PN— sequence에서 상황에 맞는 구간에 맞춰 길이 8만큼의 sequence를 잘라서 사용될 수 있다.

도 20 및 도 21에서 살핀 시퀀스 길이 ( sequence length)의 매칭 (matching) 방법은 PN— sequence를 일례로 들었지만, 이에 한정되지 않고 gold- sequence , RM— code 기반의 sequence 등 다른 sequence를 사용하는 경우에도 동일한 방법이 적용될 수 있다. 다음으로, PN- sequence 또는 DMRS sequence를 구분하는 방법에 대해 살펴본다.

동일한 셀 내에 있는 ϋΕ들은 동일한 cell ID를 가지기 때문에, 동일한 초기 상태 ( initial state )를 가진다.

따라서 , UE들은 동일한 PN- sequence를 사용할 수 있다.

여기서, 초기 상태는 cell ID 기반으로 결정되며, PN-시퀀스의 시작 지점을 나타내는 값일 수 있다.

여기서, 기지국은 동일한 셀 내의 UE들에게 서로 다른 전송 타이밍 ( transmission timing)을 제공함으로써 , 해당 UE들이 서로 다른 DMRS 시퀀스를 사용할 수 있도록 할수 있다 .

여기서 , 전송 타이밍 ( transmission timing)은 DMRS 시퀀스의 시작 시점을 나타낼 수 있다.

또한, 서로 다른 셀 내에 있는 UE들은 서로 다른 cell ID를 가지기 때문에 서로 다른 초기 상태 ( initial state )를 가진다.

따라서 , 해당 UE들은 초기 상태가 서로 다른 DMRS 시퀀스를 사용할 수 있다.

여기서 , 상기 초기 상태가 서로 다른 DMRS 시퀀스는 초기 상태가 서로 다른 PN- sequence로부터 생성될 수 있다.

즉, 각 cell 별로 사용하는 PN- sequence를 구분하기 위해, 각 cell 별로 PN- sequence의 서로 다른 initial state를 사용하도록 정의할 수 있다. 여기서, PN- sequence의 initial state는 PN— sequence가 시작되는 지점 또는 위치를 나타낼 수 있다.

이를 통해, 각 cell에서 생성되는 PN- sequence는 서로 다른 initial state 값으로 인해, 서로 간에 correlation property가 낮아져서, 결과적으로 교차 상관 특성 ( cross correlation property)를 낮출 수 있거) 된다.

또한, 각 cell에서 !"용하는 DMRS sequence간 correlation property를 보장하기 위해서, 각 cell 별로 할당된 서로 다른 initial state가 적용되는 시점은 모든 cell에서 동일해야 한다.

즉, 각 셀 별로 initial state가 적용되는 시점에 대한 initial timing에 대한 동기화가 이루어져야 한다.

따라서, cell ID에 기반하여 initial state가 정해지는 initial timing은 cell (또는 기지국)의 signaling 정보에 의해 각 UE에게 알려줄 수 있다.

상기 initial timing 이후, PN- sequence generator에서 人!"용하는 각 state는 time unit의 진행에 따라 동일하게 진행된다.

예를 들어 , 한 개의 slot에 M개의 DMRS symbol (들)이 포함되어 있는 경우, 한 slot의 진행마다 initial state는 M 단계 다음으로 진행하게 된다. 도 22는 본 명세서에서 제안하는 DMRS 시퀀스 생성 방법의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

도 22를 참조하면, DMRS sequence는 먼저, ( 1 ) cell ID 기반으로 initial state를 결정하고 , ( 2 )결정된 initial state를 가지는 PN- sequence를 PN- sequence generator를 통해 생성하고, ( 3 ) 생성된 PN- sequence에 전송 타이밍 ( transmission timing)을 적용함으로써 생성될 수 있다.

여기서, 전송 타이밍은 DMRS 시뭔스가 시작되는 시점 또는 위치를 나타낼 수 있으며, suframe , frame , slot 또는 symbol 단위 등으로 표시될 수 있다. 도 23은 본 명세서에서 제안하는 DMRS 시퀀스 생성 방법의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

일부 (또는 특정 ) (DMRS ) 전송의 경우, 정해진 DMRS sequence의 길이보다 상기 전송에 필요한 DMRS symbol의 개수가 더 많은 경우가 있을 수 있다.

이 경우에는 여러 개의 DMRS sequence들이 연속적으로 배치될 수 있다. 다만, 이 경우에도 각 cell간 발생하는 DMRS sequence간의 correlation property를 고려하여 DMRS sequence를 생성하는 방법이 필요하다.

이를 위한 한 가지 방법은, 발생하는 (또는 생성되는) DMRS sequence를 앞선 DMRS sequence에 연속하게 하는 것이다.

즉, 연속적인 DMRS sequence의 배치에서 m번째 DMRS sequence의 발생은 m- 1번째 DMRS sequence에 연속한 형태로 발생한다 (또는 생성한다) . 이러한 DMRS sequence를 발생 또는 생성시키는 동작의 일례는 아래와 같을 수 있다.

( 1 ) DMRS sequence를 생성하는 회차 (또는 횟수)마다 새로운 전송 타이밍 ( transmission timing)을 ^' 적용한다. 이때 , transmission timing은 새로운 DMRS sequence가 시작되는 시점 또는 위치를 나타낸다 .

( 2 ) DMRS sequence의 각 element 단위로 보고, cell ID와, 최초 전송이 시작되는 transmission timing 및 /또는 S FN ( System Frame Number)의 함수로 정할 수 있다.

여기서, SFN은 DMRS symbol이 진행된 개수를 계산하기 위해 필요한 정보이며, 상기 SFN은 slot의 개수, subframe의 개수 또는 resource unit의 개수 등으로 대체할 수 있다.

도 23에 도시된 바와 같이 , 길이 8의 2번째 DMRS 시퀀스는 길이 8의 1번째 DMRS 시원스와 연속하여 발생하는 것을 볼 수 있다 .

또한, 첫 번째 DMRS 시뭔스의 시작 시점은 전송 타이밍에 기초하여 결정되는 것을 알 수 있다.

또한, 상기 각 DMRS 시뭔스는 cell ID 기반으로 결정되는 초기 상태 ( initial state )를 가지는 PN- sequence를 반복하여 생성됨을 볼 수 있다. 도 24는 본 명세서에서 제안하는 DMRS 시퀀스 생성 방법의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

NB 工 οΤ에서 상향링크 전송 (Uplink transmission)의 경우, 단말은 여러 원인 (guard period 존재 등)으로 인하여 상향링크 전송을 잠시 멈추고 다시 전송을 해야 하는 경우가 발생할 수 있다.

예를 들어, 단말이 L개의 slot을 전송해야 하는 경우, K개의 slot이 전송된 이후에 J slot 동안 전송을 멈춘 이후, 나머지 L- K개의 slot을 전송할 수 있다.

다만, 이 경우에도 cell간 DMRS sequence의 correlation property를 만족시키기 위한 DMRS generation 규칙의 설정이 필요하다. 따라서, UL 전송의 중단이 있는 경우, DMRS sequence를 생성하기 위한 규칙은 아래와 같이 정할 수 있다.

( 1 ) DMRS 시원스의 전송 타이밍 ( transmission timing)을 새로운 전송이 시작될 때마다 다시 정해주는 방식이다. ^'

이는, DMRS 시뭔스가새로운 전송마다 초기화되는 것으로 해석될 수 있다. 즉, 최초 전송이 시작되는 시점에 transmission timing을 정해주고, 전송이 중단된 구간에 해당하는 time unit을 계산하고, 이에 기초하여 전송이 다시 시작되는 시점에 transmission timing을 다시 정해주는 방법이다.

여기서 , 새롭게 정의되는 전송 타이밍 ( transmission timing)은 최초의 transmission timing과 전송이 쉬는 (또는 중단된) 동안 진행된 time unit의 함수로 정의될 수 있다.

( 2 ) DMRS sequence 생성의 초기 상태 ( initial state )를 결정하는 함수에 SFN를 포함한다.

여기서 , 초기 상태 ( initial state )는 DMRS sequence 생성이 시작되는 시점을 나타내는 정보일 수 있다.

이 경우, DMRS sequence를 생성하는 initial state는 cell ID와, transmission timing 및 /또는 SFN의 함수로 결정될 수 있다.

SFN는 전송이 시작된 이후에 진행된 slot의 개수, subf rame의 개수, frame의 개수 등 특정 time unit의 개수로 대체되어 사용될 수도 있다.

이때, 전송이 중단된 구간에 대응하는 time unit의 개수는 계속 counting되며, 전송이 재 시작되는 시점의 initial state는 전송이 중단된 구간에 대웅하는 time unit의 개수를 포함하여 누적된 time unit이 반영되어 계산되어야 한다.

도 24를 참조하면 , 2번째 DMRS 시뭔스는 1번째 DMRS 시퀀스가 생성되고, 일정 개수의 시간 유닛 (들)이 지난후에 생성되는 것을 볼 수 있다.

또한, 1번째 및 2 번째 DMRS 시뭔스 각각에 대한 initial state는 전송 타이밍 또는 SFN이 적용되어 결정될 수 있다. 이와 같은, DMRS sequence의 생성 방법은 초기 상태 ( initial state )가 cell ID와, transmission timing 및 /또는 SFN (또는 전송이 멈춘 동안 진행된 time unit )에 의해 결정되는 PN- sequence의 생성 방법과 동일하게 볼 수 있다.

본 명세서에서 사용되는 및 /또는 B '의 표현은 ^> Α 또는 Β 중 적어도 하나를 포함하는'과 동일한 의미로 해석될 수 있다.

따라서, DMRS sequence 생성은 간단히 Cell ID와, transmission timing 및 /또는 SFN (또는 전송이 멈춘 동안 진행된 time unit )의 함수로 PN- sequence generator의 initial state를 정하는 방식으로 사용할 수 있다.

또한, PN- sequence generator의 output sequence 길이는 DMRS sequence의 길이에 의하여 결정된다. 도 25 및 도 26을 참조하여 앞서 살핀 DMRS 시뭔스 생성 방법을 요약하면 아래와 같다.

도 25는 본 명세서에서 제안하는 DM-RS 시뭔스 생성 방법의 또 다른 일례를 나타내며 , 도 26은 본 명세서에서 제안하는 DMRS 시뭔스의 초기 상태의 일례를 나타낸다.

도 25 및 도 26은 cell ID와, transmission timing 및 /또는 SFN (또는 전송이 멈춘 동안 진행된 time unit )을 기준으로 initial state를 정하고 , 상기 정해진 initial state와 PN- sequence generator를 이용하여 DMRS sequence를 생성하는 방법을 나타낸다.

도 25를 참조하면, DMRS 시퀀스 생성의 시작 시점을 나타내는 초기 상태 ( initial state )는 cell ID와, 전송 타이밍 및 /또는 SFN을 이용하여 결정됨을 볼 수 있다.

DMRS 시뭔스는 상기 결정된 initial state와 PN- sequence generator에 기초하여 생성되며, 상기 생성된 DMRS 入 1퀀스는 modulation된 후, 자원 요소에 매핑됨을 볼 수 있다.

여기서 , PN— sequence에 기초하여 DMRS sequence를 생성하는 방법은 아래 수학식 ₂₁ 과 같이 정의될 수 있다.

【수학식 21】

c(n) = x(n + N _c )

x(n + 1) = (x(n + p _x ) + x(n + p ₂ ))mod2

수학식 21에서 , x (n+l )은 m- sequence 또는 PN— sequence를 나타내며 , c (n)은 특정 binary sequence를 나타내며, DMRS 시퀀스 생성에 이용된다. 또한, 수학식 21에서, 1은 기반이 되는 PN- sequence의 length와 같은 값으로 주어지며, 1은 system의 요구 사항에 따라 결정될 수 있다.

또한, 과 p ₂ 는 쉬프트 레지스터 ( shif t register)에 의해 결정되는 값으로 기반의 되는 PN- sequence의 length에 따라 결정될 수 있다.

아래 표 6은 PN— sequence의 length에 따른 과 p ₂ 의 값의 일례를 나타낸 표이다.

【표 6 ]

p ₂ 값은 괄호 안의 값 중 하나를 선택하여 정해질 수 있다.

N _c 는 생성되는 DMRS sequence의 initial state를 결정할 수 있는 값으로, cell ID와, transmission timing 및 /또는 SFN와 같은 unit에 의해 결정되는 값이 될 수 있다.

또한, N _c 에는 특정 상수가 기본 값으로 항상 더해질 수 있다.

를 수식적으로 표현하면 아래 수학식 22와 같이 정의될 수 있다.

【수학식 22】

N _c = N _b + f(C _ID , t, s)

수학식 22에서 , N _b 는 기본값으로 더해지는 상수, C _1D 는 cell ID transmission timing , 그리고 s는 SFN와 같은 time unit을 의미한다 . 또는, N _c 는 항상 기본 값을 갖고, n 값이 cell ID와, transmission timing 및 /또는 SFN와 같은 time unit에 의해 결정되는 값으로 표현될 수 있다.

본 명세서에서 ' cell ID와, transmission timing 및 /또는 SFN'의 표현은 ' cell ID와 transmission timing, cell ID와 SFN, cell ID와 transmission timing과 SFN'의 경우로 해석될 수 있다.

이 경우, N _c = N _b 로 고정되며, 수식적 표현에는 차이가 있으나 DMRS sequence가 생성되는 형태는 앞의 수학식 22와 동일하다.

PN- sequence의 길이와는 별개로 DMRS sequence의 길이는 system의 요구 사항에 맞추어 결정될 수 있다.

예를 들어, 길이 7의 PN- sequence를 생성하는 PN- sequence genera tor를 갖도록 시스템이 설계된 경우를 가정한다.

만약 길이 8의 DMRS sequence가 필요한 경우, DMRS 시¾스는 c (n)에 _{n= 0} 부터 7까지 대입하여 생성될 수 있다.

동일한 방법으로, 길이 7의 PN- sequence generator를 이용하여 길이 16의 DMRS sequence를 생성하는 경우, DMRS 시뭔스는 c (n)에 n=0부터 15까지 대입하여 생성될 수 있다.

반대로 , PN- sequence generator의 설계가 DMRS sequence의 길이보다 길게 설계된 경우에도 위와 같은 방법이 적용될 수 있다.

예를 들어, 길이 15의 PN- sequence generator를 사용하는 경우, 길이 8의 DMRS sequence는 c (n)에 n=0부터 7까지 대입하여 생성될 수 있다. 도 27은 본 명세서에서 제안하는 DMRS 시뭔스의 자원 요소 매핑 방법의 일례를 나타낸 도이다.

즉, 앞서 살핀 방법으로 생성된 DMRS sequence는 전송하고자 하는 transmission mode어 1 맞게 변조 (modulation) 되어 각 DMRS position에 mapping될 수 있다.

여기서 , 상기 DMRS 위치는 매 슬롯 별 4번째 심볼 ( 2710 )일 수 있다. 구체적으로, 도 27은 각 cell 별로 DMRS sequence를 generation하고 상기 생성된 DMRS 시퀀스를 DMRS symbol position ( 2710 )에 mapping하는 과정을 나타낸다.

여기서, DMRS symbol position의 위치 및 density는 시스템의 요구 사항에 맞게 달라질 수 있다. 이하, DMRS 시퀀스를 생성하는 또 다른 방법에 대해서 살펴본다 .

DMRS 시퀀스는 하다마드 (Hadamard) 시퀀스와 골드 시퀀스 (Gold sequence )의 조합 또는 순환 코드 ( Cyclic code )와 골드 시뭔스 (G이 ά sequence )의 조합으로 생성될 수 있다.

단일 톤 NB- PUSCH 전송에 대한 DMRS 시뭔스 패턴은 아래 2가지 방법과 같을 수 있다.

방법 1은 하다마드 (Hadamard) 시뭔스와 PN (또는 골드)—시퀀스의 엘리먼트 - 와이즈 ( element -wise ) 곱 (product )로 DMRS. 패턴을 생성하는 것이다. 방법 2는 순환 코드 (eyelid ciode)와 PN (또는 골드) -시퀀스의 엘리먼트 - 와이즈 곱 (Element-wise product)으로 DMRS 패턴을 생성하는 것이다. 방법 1은 동기식 case에서 직교 특성을 제공할 수 있고, 방법 2는 방법 1보다 더 많은 시뭔스들을 제공할 수 있다.

즉, 방법 1과 방법 2 간에는 트레이드 오프 (trade off)가 존재한다. 따라서, 단일 톤 NB-IoT에 대한 적당한 DMRS 시퀀스의 개수는 미리 결정되어야 한다.

DMRS 시퀀스는 셀들 간 간섭의 영향을 최소화하기 위해 낮은 교차 상관 (cross correlation) 특성을 제공해야 한다 .

그러나, 교차 상관 값은 골드 시퀀스의 선택에 영향을 받을 수 있다.

DMRS에 cross correlation의 영향을 최소화하기 위해, 법 1에서 시퀀스 (1, -1, 1, 1, 1, -1, -1, 1, -1, 1, —1, -1, 1, 1, -1, - 1)에 기반한 골드 시퀀스를 사용할 수 있다.

방법 1과 마찬가지로, 방법 2는 DMRS에 대한 cross correlation의 영향을 최소화하기 위해, (1, -1, 1, 1, -1, -1, 1, -1, —1, 1, 1, -1, -1, 1, -1, 1)의 골드 시퀀스를 사용할 수 있다 . 또한 > 3GPP TS 36.211의 슈도 랜덤 入 1퀀스 생성 (Pseudo -random sequence generation)에 나와있는 것처럼, 단일 톤 전송 (single tone transmission)에 필요한 골드 시뭔스 (gold sequence)는 골드 시뭔스 (gold sequence)의 생성 방식에서 두 번째 (2nd) m— sequence의 적당한 c init(c _int ) 값을 설정하여 생성될 수도 있다. 여기서 , ^" ⁼ ∑ ₍₌ / ² '이며 , i는 o부터 시작되는 정수 값을 가진다. 이때, c_init 값을 선택하는 기준은 cross correlation property를 가장 낮게 만들어 주는 값으로 결정할 수 있다.

예를 들어, c_init 값이 35, 39, 43, 45, 50, 60, 63 등으로 설정되는 경우, DMRS 시퀀스는 서로 다른 modulation을 갖거나 또는 같은 modulation을 갖는 경우 즉, 모든 경우에 가장 낮은 cross correlation 값을 가질 수 있게 된다.

여기서, c_init 값이 35인 경우, DMRS 시¾스는 가장 낮은 cross correlation 값을 가질 수 있다.

상기 Pseudo- random sequence generation과 관련된 수식은 아래 수학식 23과 같을 수 있다.

【수학식 23】 c(n) = (x (n + N _c ) + x ₂ (n-^ N _c ))mod2

x _] (n + 3\) = ( , (w + 3) + x (n))mod2

2 (« + 31) = (x ₂ (« + 3) + x ₂ (rt + 2) + x ₂ (/7 + 1) + x ₁ (/?))mod2 여기서, Nc는 1600이고, 첫 번째 m-sequence(xKn) )은 xl(0)=l, xl(n)=0, n=l, 2,..., 30으로 초기화된다.

두 번째 m-sequence의 초기화는 시퀀스의 application에 의존하는 값을

-o ^{¾( )'2} 로 표시된다.

여기서 , 상기 골드 시뭔스의 생성에 이용되는 2번째 m-시퀀스 (second - sequence)의 c _int 값은 35인 경우, 상기 특정 시퀀스의 cross correlation 값이 가장 낮을 수 있다.

다시 말하면, DMRS 시퀀스는 c _int =35을 가지는 2번째 m- sequence를 이용하여 생성되는 것으로 해석될 수 있다.

여기서 , c _int 는 c (n)의 초기화를 나타내는 값이며 , c(n)은 상기 골드 시퀀스를 나타낸다.

또한, 상기 2번째 m-sequence의 초기화는 c _int 값에 의해 결정되고, 상기 DMRS 시뭔스는 상기 2번째 m— sequence에 기초하여 생성되기 때문에, 상기 DMRS 시퀀스는 c _int =35로 초기화된다고 해석될 수 있다. 멀티 톤 전송에 대한 DMRS sequence (D -RS sequence for multi tone transmission)

다음으로, NB-IoT의 멀티 톤 (multi tone) 전송에 대한 DMRS 시퀀스 생성과 관련된 내용에 대해 살펴보기로 한다.

NB-IoT 시스템에서 멀티 톤 전송은 3, 6 또는 12 톤 전송을 사용한다.

DMRS 시퀀스는 주파수 영역에서 QPSK심볼들을 기초로 할 수 있다 .

QPSK 심볼들을 갖는 기본 시퀀스 (base sequence)를 설계하기 위해 , CGS (computer generated sequence) 7}사용될 수 있다 .

LTE 시스템과 마찬가지로, NB-IoT 시스템에서 멀티 톤 전송을 위한 DMRS는 아래와 같이 여러 가지의 바람직한 특성들을 가져야 한다.

- 우수한자기 상관 및 낮은 교차상관특성

- 시간 영역에서 낮은 PAPR I CM (Cubic Metric)

3 톤 전송은 64 (4 ³ ) 개의 가능한 기본 시퀀스가 존재하고, 6 톤 전송은 4096 (4 ⁶ ) 개의 가능한 기본 시뭔스가 존재한다.

하지만, 일부 기본 시뭔스는 높은 PAPR(Peak to Average Power Ratio) 및 /또는 교차 상관 특성을 갖는다.

원하는 특성에 대한 가능한 조합은 거의 존재하지 않는다.

낮은 PAPR I CM (Cubic Metric) 값을 가지는 각 경우에 대해 약간의 후보 QPSK 시퀀스들이 선택될 수 있다.

QPSK 시뭔스들의 후보 개수와 최대 PAPR/CM 값 사이에는 trade off가 존재한다.

PAPR I CM 값에 기초하여 선택된 시퀀스들 중에서, 상관 특성들에 관하여 DMRS 시뭔스들에 대한 테이블들이 구성될 수 있다.

또한, DMRS 시퀀스의 개수와 상호 상관 특성 사이에는 trade-off가 존재한다.

즉, 낮은 상호 -상관 특성을 얻기 위해서는, 적은 수의 DMRS 시퀀스가 필요하게 된다.

표 7은 CM, PAPR 및 상호 상관 특성에 기초하여 3 톤 전송을 위한 DMRS 시뭔스 표를 나타낸다.

표 7에는 8개의 가용한 DMRS 시뭔스들이 있으며, 최대 CM, PAPR 및 상호 상관 값은 각각 2.45, 4.59 및 0.853이다.

인덱스 (index, u) 0 내지 3에 해당하는 시퀀스는 낮은 CM을 가지는 시뭔스이고, 인덱스 4 내지 7에 해당하는 시퀀스는 높은 CM을 가지는 시퀀스이다.

【표 7】

6 톤 전송은 3 톤 전송과 마찬가지로, DMRS 시뭔스의 바람직한 특성을 고려해야 한다.

CM, PAPR 및 상호 상관 영향의 특성에 기초하여, 표 8 내지 표 12에 DMRS 시뭔스 세트에 대한 두 가지 예들이 나타나 있다.

표 5에서, 최대 CM, PAPR 및 교차 상관 값이 각각 1.71, 5.72 및 0.58인 8개의 DMRS 시퀀스들이 있다.

표 9에서, 최대 CM, PAPR 및 교차 상관 값이 각각 1.71, 7.57 및 0.69 인 16 개의 DMRS 시퀀스들이 있다.

마찬가지로, 기본 시뭔스의 개수와 상호 상관 값 사이에는 trade off가 존재한다.

【표 8】

5.

[οτ 표】

εΐ?Ζ00/.ΐ0ΖΗΜ/Χ3<Ι £8

E

또는, 상호 상관 ( cross correlation) 값만을 고려해서 구성된 sequence table을 기초로 좋은 CM value를 선택하는 방법이 고려될 수 있다. 예를 들어, 가장 좋은 cross correlation 값을 기준으로 16개의 DMRS 기본 시뭔스를 선택하는 경우, CM 값이 크게 높아져 단말 입장에서 문제가 될 수 있다. 이 경우, 구성된 table에서 높은 CM value들을 제외하는 방식으로 새로운 DMRS base sequence에 대한 table을 구성할 수도 있다.

표 13은 16개의 index에 대한 CM 결과 값을 나타내는 표이며, 도 28은 표 13의 결과값을 그래프로 나타낸 것이다.

즉 , 도 28은 DMRS의 기본 시퀀스에 대한 CM 결과 값을 나타낸 도이다. 도 28에서 가로축은 index를 나타내며, 세로축은 CM 결과 값을 나타낸다. 표 13을 참고하면, index 1 및 index 11에 대한 CM 결과 값이 가장 높은 것을 알 수 있다.

표 14는 16개의 index들에 대한 cross correlation 값을 나타낸 표이다.

표 14를 참조하면, 모든 index들에 대한 cross correlation 값은 비슷한 값을 가짐을 알 수 있다.

즉, index 1번 및 index 11의 cross correlation 값이 다른 index들의 cross correlation 값과 비슷함을 알 수 있다.

따라서, index 1번 및 index 11번을 DMRS sequence set에서 제외하더라도 DMRS sequence에 대한 cross correlation어 1 대한 성능은 나빠지지 않게 된다.

따라서, 16개의 index들 중에서 cross correlation 값은 다른 index들과 비슷하면서 CM 값이 가장 높은 index 1 및 index 11을 제외하고, 6 tone 전송에 대한 DMRS sequence set을 구성하는 것이 바람직하다 .

표 15는 cross correlation이 가장 좋은 16개의 6개 tone 전송에 대한 DMRS sequence set를 나타낸 표이며, 표 16은 cross correlation이 가장 좋은 16개의 6개 tone 전송에 대한 DMRS sequence set에서 가장 높은 CM 값을 갖는 2개 ( 1번 index , 11번 index)의 index를 제외한 표이다.

여기서, 16개의 DMRS sequence set에서 제외되는 sequence는 CM값의 요구 조건에 따라 다양한 숫자로 선택될 수 있으며, 높은 CM 값부터 차등적으로 선택될 수 있다.

【표 13】

[ST 표】

£ ZOO/LlOZW^/13d 06 _// : ₈ 2^ _00/ J ₀ 2Ml _> d

각 톤의 전송에서 기본 시퀀스 (base sequence)의 수는 최대 상호 상관 값을 최소화하도록 결정된다.

그러나, 기본 시뭔스의 수는 ΝΒ-ΙοΤ에 층분하지 않을 수 있다 .

그러므로, 다른 셀의 DMRS로부터의 간섭을 랜덤화하기 위한 추가적인 방법이 적용될 필요가 있다.

즉, 순환 시프트 (CS)를 이용함으로써 추가적인 개수의 DMRS 시퀀스가 제공될 수 있다.

또는, 직교 커버 코드 (OCC) 및 /또는 시퀀스 그룹 호핑이 셀 간 간섭 랜덤화를 위해 사용될 수 있다. 이하, DMRS sequence table을 구성하는 또 다른 방법에 대해 살펴본다.

3 tone transmission과 6 tone transmission을 위한 DMRS sequence table을 구성할 때, 이 둘의 table을 별도로 분리하여 각각 최적화 하는 방법을 고려할 수도 있지만, 두 DMRS sequence table이 연계되도록 설계할 수도 있다.

여 ¹ 를 들어, 3 tone transmission을 위한 DMRS sequence가 정해진 경우, 6 tone transmission은 3 tone 전송의 DMRS sequence의 앞 또는 뒤에 3개의 QPSK syrab이들을 덧붙여 (또는 추가하여) 발생시킬 수 있다.

만약 3 tone 전송이 N1개의 DMRS sequence를 사용하고, 6 tone 전송이 N2개의 DMRS sequence를 사용한다고 가정한다.

여기서, N1-N2인 경우, 모든 3 tone 전송의 DMRS sequence들은 6 tone 전송의 DMRS sequence를 구성하기 위해 한 번씩 사용된다.

그리고, N1<N2인 경우, 3 tone 전송의 DMRS sequence들은 한 번 이상씩 반복되어 사용될 수 있으며, 반복되는 개수는 최대한 균등하도록 정해질 수 있다.

또는, N2 -N1 만큼의 6 tone 전송의 DMRS sequence는 3 tone 전송의 DMRS sequence에 기반하지 않고 , 독립적으로 발생될 수도 있다 . 도 29는 본 명세서에서 제안하는 다중 톤 전송에 대한 DMRS 시뭔스 생성 방법의 일례를 나타낸 도이다. 구처적으로, 도 29는 3 tone 전송어 1 대한 DMRS sequence를 기초로 6 tone 전송에 대한 DMRS sequence를 발생시키는 방법에 대한 일례를 도식적으로 나타낸다 .

즉, 도 29는 6 tone 전송에 대한 DMRS sequence를 3 tone 전송에 대한 DMRS sequence의 앞 또는 뒤에 (추가적인 3개의 QPSK symbol들을) 붙여서 구성하는 것을 나타낸다. 또한, NB- IoT의 멀티 톤 전송 (multi tone transmission)에서 사용되는 DMRS sequence는 SIB ( System Information Broadcast )를 통해 정해진 DMRS sequence table에서 UE가 하나를 선택하도록 정해질 수 있다.

3 tone 전송의 DMRS sequence에 기반하여 6 tone 전송의 DMRS sequence를 발생시킬 (또는 생성할) 경우, 두 전송 방법 ( transmission scheme )은 DMRS sequence table을 공유할 수 있다 .

이 경우, 기지국은 하나의 SIB 정보를 통해 3 tone 전송 UE와 6 tone 전송 UE에게 모두 DMRS sequence를 선택할 수 있는 DMRS sequence 선택 정보를 전송할 수 있다.

예를 들어 , 3 tone 전송의 DMRS sequence로서 n번째 sequence를 사용하는 경우, 이에 기반하여 생성된 6 tone 전송의 DMRS sequence는 해당 cell에서 동시에 사용되도톡 정의할 수 있다.

이와 같은 동작을 통해 , 두 전송 ( 3 톤 전송과 6 톤 전송)에 대한 SIB 정보가 구분되지 않기 때문에, SIB에 포함되는 data가 줄어들 수 있다는 장점이 있다. 3 tone transmission^- 수행하는 UE가 DMRS sequence를 선택하는 방법은 6 tone 전송의 DMRS sequence table에서 앞 또는 뒤에서부터 3개의 QPSK symb이들을 선택하여 사용할 수 있다.

예를 들어, 16개의 DMRS sequence들이 3 tone 전송과 6 tone 전송에서 각각사용된다고 가정한다 .

이때, DMRS sequence table의 0 내지 7번 index에 해당하는 sequence에서 앞선 3개의 QPSK symbol들이 3 tone transmission에 사용되고, 8 내지 15 index의 sequence에서 마지막 3개의 QPSK symb이들이 3 tone transmission의 DMRS sequence로 사용될 수 있다.

여기서, 앞선 3개의 QPSK symb이들은 index 0 내지 index 7에서 앞에서부터 3개에 해당하는 sequence를 의미할 수 있다.

또는, DMRS sequence table의 index 전처 1 ( index 0 내지 15 )에서 처음 또는 마지막 3개의 QPSK symb이들이 3 tone 전송의 DMRS sequence에 사용될 수도 있다.

이 경우, table의 index 정보를 이용해 3 tone transmission에서 DMRS sequence가 결정되도록 할 수 있다.

DMRS sequence에 대한 결정은 sequence의 index를 결정하는 SIB 정보와톤 할당 ( tone allocation) 정보를 조합하여 수행될 수 있다.

즉, 해당 방법은 단일 SIB 정보를 통해 3 tone 전송의 DMRS sequence와 6 tone 전송의 DMRS sequence를 동入 HI indication하기 위해 사용될 수도 있지만 , cell— ID를 기반으로 하는 DMRS sequence select ion을 수행하는 경우에도 사용될 수 있다. 앞서 살핀 내용들은 설명의 편의상 3 tone 전송과 6 tone transmission을 함께 지원하는 NB— IoT의 멀티 톤 전송 (multi tone transmission)에 한정하여 설명하고 있지만, 서로 다른 tone allocation이 허용되는 모든 시스템과 2개 이상의 멀티 톤 전송 (multi tone transmission)을 동시에 고려하여 DMRS sequence table을 구성하는 경우에도 적용할 수 있다.

도 30은 본 명세서에서 제안하는 멀티 톤 전송에 대한 DMRS 시뭔스의 자원 영역 매핑을 나타낸 도이다.

즉, 도 30은 3 tone 전송의 DMRS sequence와 6 tone 전송의 DMRS sequence의 조합으로 구성할 수 있는 DMRS sequence table의 일례들을 나타낸다. 만약 3 tone 전송의 DMRS sequence와 6 tone 전송의 DMRS sequence가 연결되지 않고, 각각 별도로 design 되는 경우에도 sequence간의 correlation property를 고려하여 table index를 결정해야 한다.

여기서, 하나의 SIB를 이용해서 3 tone 전송에 대한 DMRS sequence와 6 tone 전송에 대한 DMRS sequence를 결정하는 방법이 사용될 수도 있다. 샐 간 간섭 ( Inter cell interference ) 관점에서 cell에서 1"용되는 DMRS sequence는 cell planning을 통해 최적화 되도록 결정될 수 있다. 이 경우, 결정된 DMRS sequence table 내의 sequence 간에 cross correlation property는 샐 간 간섭 영향 ( inter cell interference impact )를 최소화 (minimization)하기 위한 cell planning에 고려될 수 있다.

기지국이 SIB를 통해 DMRS와 관련된 정보를 단말로 전송하고, 단일 SIB를 통해 3 tone 과 6 tone ¾송의 DMRS sequence가 동시에 결정되는 경우, 하나의 index를 통해 동시에 두 개의 sequence가 결정되고, 인접 cell로부터 주고 받는 interference의 영향이 동시에 고려되어야 한다.

이와 같은 경우, 3 tone과 6 tone DMRS sequence table의 index는 아래와 같은 규칙 ( rule )들에 의해 결정될 수 있다.

(a) 3 tone 전송의 DMRS sequence 간의 correlation property와 6 tone 전송의 DMRS sequence 간의 correlation property가 index 별로 비슷한 상관 관계를 갖도록 각 DMRS sequence table의 index 순세" 조정한다.

(b) 3 tone과 6 tone DMRS sequence들 중 서로 cross correlation이 높은 쌍을 묶어 같은 index를 할당한다.

예를 들어 , (a)의 경우, 3 tone 전송의 DMRS sequence의 n 번째 index의 sequence와 m 번째 index의 sequence가 갖는 correlation 관계가 다른 sequence 쌍에 비해 상대적으로 높다면, 6 tone 전송의 DMRS sequence의 n 번째 index의 sequence와 m 번째 index의 sequence가 갖는 correlation 값또한 높은 값을 갖도록 sequence index를 정할 수 있다. 이러한 관계는 3 tone과 6 tone 전송의 DMRS sequence 각각의 경우에 발생할 수 있는 -모든 sequence들의 pair에 대해 적용되며, 정확히 일치가 되지 않더라도 경향이 유지될 수 있는 방향으로 구성될 수 있다. 또 다른 일례로, (b)의 경우, 동시에 3 tone과 6 tone간의 cross correlation이 고려된 sequence 구성이 어려울 수 있다.

또한, 각 경우에 대한 최적화의 문제로 인해 서로 다른 tone transmission간에 correlation은 최적화되기 어려을 수 있다.

서로 다른 tone 간의 cross correlation 문제를 최소화하기 위해, 3 tone DMRS sequence와 6 tone DMRS sequence 간에 가장 좋지 않은 case의 상관 관계 값 (worst case correlation value )를 갖는 pair를 하나의 index로 할당할 수 있다.

NB— IoT에서, 같은 cell 내에서는 DMRS간에 interf erence^]" 발생하지 않기 때문에, 이와 같은 DMRS sequence index 설정 방법을 이용하면 3 tone DMRS와 6 tone DMRS 사이에 발생할 수 있는 가장 좋지 않은 case의 상관 관계의 발생 확률을 줄일 수 있다.

앞서 살핀 내용 및 방법들은 설명의 편의상 3 tone 전송과 6 tone transmission을 함께 지원하는 NB— IoT의 다중 톤 전송 (multi tone transmission)에 한정하여 설명하고 있지만, 서로 다른 tone allocation이 허용되는 모든 시스템과 2개 이상의 multi tone transmission을 동시에 고려하여 DMRS table을 구성하는 경우에도 적용할 수 있다. 도 31은 본 명세서에서 제안하는 NB- IOT의 DMRS를 송수신하는 방법의 일례를 나타낸 도이다.

여기서 , NB- IoT의 DMRS는 Narrowband DMRS로 표현될 수 있다.

먼저 , 단말은 복조에 사용되는 참조 신호 시퀀스 ( sequence )를 생성한다 (S3110) .

즉, 상기 참조 신호 시퀀스는 DMRS 용 시뭔스를 의미할 수 있다.

이후, 상기 단말은 상기 생성된 참조 신호 시뭔스를 적어도 하나의 심볼 (symbol)에 매핑한다 (S3120) .

이후, 상기 단말은 상기 적어도 하나의 심볼에서 단일 서브캐리어 (single subcarrier)를 통해 상기 복조 참조 신호 (DMRS)를 기지국으로 전송한다 (S3130) .

상기 참조 신호 시퀀스는 상기 NB-IoT에서 정의되는 자원 유닛 (resource unit) 내 서브캐리어 (subcarrier)의 개수가 1인 경우에 생성된다.

여기서, 상기 NB-IoT에서 정의되는 자원 유낫 (resource unit) 내 서브캐리어 (subcarrier)의 개수가 1인 경우는 단일 톤 전송 또는 단일 서브캐리어 전송과 동일한 의미로 해석될 수 있다.

또한, 상기 자원 유닛은 시간 영역 (time domain)에서 연속하는 SC- FDMA (Single Carrier- Frequency Division Multiplexing Access) 심볼 (symbol)들과 주파수 영역 (frequency domain)에서 연속하는 서브캐리어 (subcarrier)들로서 정의될 수 있다.

상기 참조 신호 시뭔스는 m-시뭔스 (sequence)에 기초하여 생성되는 특정 시뭔스를 이용하여 생성된다 .

여기서 , 상기 특정 시뭔스는 골드 시퀀스 (gold sequence)일 수 있다. 상기 특정 시뭔스의 생성에 이용되는 2번째 m-시퀀스 (second m- sequence)의 c _int 값은 35이다.

앞서 살핀 것처럼, 상기 c _int 값이 35인 경우, 상기 특정 시퀀스의 cross correlation 값이 가장 낮다.

다시 말하면 , 상기 참조 신호 시퀀스 즉 , DMRS 용 참조 신호 시뭔스는 c _int =35을 가지는 2번째 m-sequence를 이용하여 생성되는 것으로 해석될 수 있다.

여기서 , c _int 는 c(n)의 초기화를 나타내는 값이며 , c(n)은 상기 특정 시퀀스 즉, 골드 시퀀스를 나타낸다.

또한, 상기 2번째 m— sequence의 초기화는 c _int 값에 의해 결정되며, 상기 참조 신호 시퀀스는 상기 2번째 m-sequence에 기초하여 생성되기 때문에, 상기 참조 신호 시뭔스는 c _int =35로 초기화된다고 해석될 수 있다.

또한, 상기 참조 신호 시퀀스의 길이는 상기 자원 유닛에 포함되는 슬롯 (slot)의 개수에 기초하여 결정될 수 있다.

또한, 상기 자원 유닛에 포함되는 슬롯의 개수는 16개이며, 상기 슬롯에 포함되는 SC-FDMA심볼의 개수는 7개일 수 있다.

또한, 상기 적어도 하나의 SC-FDMA심볼은 4번째 SC-FDMA심볼일 수 있다. 또한, 상기 단일 서브캐리어의 서브캐리어 간격 (subcarrier spacing)은 3.75kHz 또는 15kHz일 수 있으며, 상기 단일 서브캐리어의 전송에는 π/2- BPSK 변조 (modulation) 또는 π/4-QPSK 변조가 적용될 수 있다.

상기 특정 시퀀스는 골드 시뭔스 (gold sequence)이며 , 상기 특정 시퀀스는 새로운 전송이 시작될 때마다 초기화되는 (initialized)될 수 있다. 도 32는 본 명세서에서 제안하는 NB-工 OT의 DMRS를 송수신하는 방법의 또 다른 일례를 나타낸 도이다. 즉, 도 31인 DMRS의 단일 톤 전송에 대한 것이며, 도 32는 DMRS의 멀티 톤 전송에 대한 것이다.

먼저 , 단말은 복조에 사용되는 참조 신호 시뭔스 (sequence)를 생성한다 (S3210) .

이후, 상기 단말은 상기 참조 신호 시퀀스를 적어도 하나의 심볼 (symbol)에 매핑한다 (S3220) .

이후, 상기 단말은 상기 적어도 하나의 심볼에서 멀티 서브캐리어 (multi subcarrier)들을 통해 상기 복조 참조 신호 (DMRS)를 기지국으로 전송한다 (S3230) .

여기서, 상기 참조 신호 시퀀스는 상기 NB-IoT에서 정의되는 자원 유닛 (resource unit) 내 서브캐리어 (subcarrier)의 개수가 1보다 큰 경우에 생성된다. 、

또한, 상기 자원 유닛은 시간 영역 (time domain)에서 연속하는 SC- FDMA( Single Carrier- Frequency Division Multiplexing Access) 심볼 (symbol)들과 주파수 영역 (frequency domain)에서 연속하는 서브캐리어 (subcarrier)들로서 정의될 수 있다.

상기 NB-IoT에서 정의되는 자원 유닛 (resource unit) 내 서브캐리어 (subcarrier)의 개수는 3개 또는 6개일 수 있다.

상기 NB-IoT에서 정의되는 자원 유닛 (resource unit) 내 서브캐리어 (subcarrier)의 개수가 3개인 경우, 상기 멀티 서브캐리어들의 개수는 3이다.

상기 멀티 서브캐리어들의 개수가 3이며, 상기 참조 신호 시퀀스의 생성에 이용되는 기본 시뭔스 (base sequence)의 인덱스가 7인 경우, 상기 기본 시뭔스에 이용되는 φ(0), φ(1) 및 φ(2)는 각각 1, 1, -1이다.

또한, 상기 ΝΒ-ΙοΤ에서 정의되는 ^"원 유 (resource unit) 내 서브캐리어 (subcarrier)의 개수가 6인 경우, 상기 멀티 서브캐리어들의 개수는 6이다.

상기 멀티 서브캐리어들의 개수가 6인 경우, 상기 참조 신호 시뭔스의 생성에 이용되는 기본 시퀀스의 인덱스의 개수는 14개일 수 있다.

이때, 상기 기본 시퀀스의 1번째 인덱스에서 φ(0), φ(1), φ(2) , φ(3) ,

(ρ(4) 및 φ(5)는 각각 1, 1, 1, 1 , 3, -3이다.

그리고, 상기 기본 시퀀스의 2번째 인덱스에서 φ(0), φ(1), φ(2), φ(3), φ(4) 및 φ(5)는 각각 1, 1, 3, 1 , -3, 3이다.

그리고, 상기 기본 시뭔스의 3번째 인덱스에서 φ(0), φ(ι), φ(2), φ(3), φ(4) 및 φ(5)는 각각 1, -1, -1, -1, 1, -3이다.

그리고, 상기 기본 시퀀스의 4번째 인덱스에서 φ(ο), φ(1), φ(2), φ(3), φ(4) 및 φ(5)는 각각 1, -1, 3, -3, - 1, -1이다.

그리고, 상기 기본 시퀀스의 5번째 인덱스에서 φ(0), φ(ι), φ(2), φ(3), φ(4) 및 φ(5)는 각각 1, 3, 1, - 1, -1 , 3이다.

그리고, 상기 기본 시퀀스의 6번째 인덱스에서 φ(0), φ(ι), φ(2), φ(3),

(p(4) 및 φ(5)는 각각 1, -3, -3, 1, 3 , 1이다.

그리고, 상기 기본 시퀀스의 7번째 인텍스에서 φ(0), φ(ΐ) , φ(2), φ(3), φ(4) 및 φ(5)는 각각 1 , -1, 1, -3, -3, -1이다 ^•

그리고, 상기 기본 시퀀스의 8번째 인덱스에서 φ(ο), φ(ι), φ(2), φ(3), φ(4) 및 φ(5)는 각각 -1, -1, -1, 3, -3, -1이다.

그리고, 상기 기본 시 ¾스의 9번째 인덱스에서 φ(0), φ(1), φ(2), φ(3) , φ(4) 및 φ(5)는 각각 3, -1, 1, -3, -3, 3이다.

그리고, 상기 기본 시퀀스의 10번째 인덱스에서 φ(0), φ(1), φ(2) , φ(3) , φ(4) 및 φ(5)는 각각 3, -1, 3, -3, -1, 1이다.

그리고, 상기 기본 시뭔스의 11번째 인덱스에서 φ(0), φ(1), φ(2) , φ(3) , φ(4) 및 φ(5)는 각각 3, -3, 3, -1, 3, 3이다.

그리고, 상기 기본 시퀀스의 12번째 인덱스에서 φ(0), φ(1) , φ(2) , φ(3) , φ(4) 및 φ(5)는 각각 -3, 1, 3, 1, -3, — 1이다.

그리고, 상기 기본 시퀀스의 13번째 인덱스에서 φ(0), φ(1), φ(2), φ(3) , φ(4) 및 φ(5)는 각각 -3, 1, -3, 3, -3, — 1이다.

그리고, 상기 기본 시퀀스의 14번째 인텍스에서 φ(0), φ(1), φ(2), φ(3) , φ(4) 및 φ(5)는 각각 -3, 3, -3, 1, 1, -3이다. 이하에서, 본 명세서에서 제안하는 방법을 구현하는 단말에 대해 간략히 살펴본다.

즉, 단말은 무선 신호를 송수신하기 위한 RF (Radio Frequency) 유닛과 상기 RF 유닛을 제어하는 프로세서를 포함할 수 있다.

상기 프로세서는, 복조에 사용되는 참조 신호 시퀀스 (sequence)를 생성하고, 상기 참조 신호 시뭔스를 적어도 하나의 심볼 (symbol)에 매핑하고, 상기 적어도 하나의 심볼에서 단일 서브캐리어 (single subcarrier)를 통해 상기 복조 참조 신호 (DMRS)를 기지국으로 전송하도록 제어할 수 있다. 이때, 상기 참조 신호 시퀀스는 상기 ΝΒ-ΙοΤ에서 정의되는 자원 유닛 (resource unit) 내 서브캐리어 (subcarrier)의 개수가 1인 경우에 생성된다.

또한, 상기 자원 유닛은 시간 영역 (time domain)에서 연속하는 SC- FDMA (Single Carrier- Frequency Division Multiplexing Access) 심볼 (symbol)들과 주파수 영역 (frequency domain)에서 연속하는 서브캐리어 (subcarrier)들로서 정의된다.

또한, 상기 참조 신호 시뭔스는 m-시뭔스 (sequence)에 기초하여 생성되는 특정 시퀀스를 이용하여 생성된다.

또한, 상기 특정 시뭔스의 생성에 이용되는 2번째 m-시뭔스 (second m- sequence)의 c _int 값은 35를 가진다. 본 발명이 적용될 수 있는 장치 일반

도 33은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.

도 33을 참조하면 , 무선 통신 시스템은 기지국 (3310)과 기지국 (3310) 영역 내에 위치한다수의 단말 (3320)을 포함한다.

기지국 (3310)은 프로세서 (processor, 3311) , 메모리 (memory, 3312) 및 RF부 (radio frequency unit, 3313)을 포함한다. 프로세서 (3311)는 앞서 도 1 내지 도 32에서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (3311)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (3312)는 프로세서 (3311)와 연결되어 , 프로세서 (3311)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 (3313)는 프로세서 (3311)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.

단말 (3320)은 프로세서 (3321) , 메모리 (3322) 및 RF부 (3323)을 포함한다. 프로세서 (3321)는 앞서 도 1 내지 도 32에서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (3321)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (3322)는 프로세서 (3321)와 연결되어, 프로세서 (3321)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 (3323)는 프로세서 (3321)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.

메모리 (3312, 3322)는 프로세서 (3311, 3321) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서 (3311, 3321)와 연결될 수 있다. 또한, 기지국 (3310) 및 /또는 단말 (3320)은 한 개의 안테나 (single antenna) 또는 다중 안테나 (multiple antenna)를 가질 수 있다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 톡징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다 .

본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어 (fir丽 are) , 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs (application specific integrated circuits) , DSPs (digital signal processors) , DSPDs (digital signal processing devices) , PLDs (programmable logic devices) , FPGAs (field programmable gate arrays) , 프로세서 , 콘트를러 , 마이크로 콘트를러 , 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차, 함수 등의 형태로 구현돨 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여 , 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

【산업상 이용가능성】

본 발명은 3GPP NB-IOT 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설ᅳ명하였으나, 3GPP NB-ΙθΤ 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이