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Patent Searching and Data


Title:
MIMO RADAR SENSOR FOR MOTOR VEHICLES
Document Type and Number:
WIPO Patent Application WO/2018/108359
Kind Code:
A1
Abstract:
The invention relates to a MIMO radar sensor for motor vehicles, having: an antenna array (10) which is angle-resolving in two directions (y, z) perpendicular to each other and has a plurality of receiving antennas (RX1-RX4), which are arranged offset to one another in a first (y) of the two directions, and a plurality of transmitting antennas (TX1-TX3); and a control and evaluation device (12) for activating the transmitting antennas and for evaluating signals from the receiving antennas; characterised in that the antenna array (10) has at least three selectively activated transmitting antennas (TX1-TX3) which are offset to one another both in the first direction (y) and in the second direction (z), and the control and evaluation device (12) is designed for a two-dimensional angle estimation in the first and second directions using the signals received when the transmitting antennas are activated differently.

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Inventors:
LOESCH, Benedikt (Haendelstrasse 38, Stuttgart, 70195, DE)
SCHOOR, Michael (Belaustr. 26, Stuttgart, 70195, DE)
Application Number:
EP2017/076680
Publication Date:
June 21, 2018
Filing Date:
October 19, 2017
Export Citation:
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Assignee:
ROBERT BOSCH GMBH (Postfach 30 02 20, Stuttgart, 70442, DE)
International Classes:
G01S7/03; G01S13/00; G01S13/42; G01S13/93; H01Q1/32; H01Q3/24; H01Q21/06; H01Q21/29; H01Q25/00; G01S13/34
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Claims:
Ansprüche

1 . MIMO-Radarsensor für Kraftfahrzeuge, mit einer Antennenanordnung (10; 10'; 10"; 10"' ; 10""), die in zwei zueinander senkrechten Richtungen (y, z) winkelauflösend ist und mehrere Empfangsantennen (RX1 - RX4; RX1 - RX8), die in einer ersten (y) der beiden Richtungen versetzt zueinander angeordnet sind, sowie mehrere Sendeantennen (TX1 - TX3; TX1 a - T4a, TX1 b - TX4b) aufweist, und mit einer Steuer- und Auswerteeinrichtung (12) zur Ansteuerung der Sendeantennen und zur Auswertung von Signalen der Empfangsantennen, dadurch gekennzeichnet, dass die Antennenanordnung (10; 10'; 10"; 10"'; 10"") mindestens drei selektiv ansteuerbare Sendeantennen (TX1 - TX3; TX1 a - T4a, TX1 b - TX4b) aufweist, die sowohl in der ersten Richtung (y) als auch in der zweiten Richtung (z) versetzt zueinander angeordnet sind, und dass die Steuer- und Auswerteeinrichtung (12) für eine zweidimensionale Winkelschätzung in der ersten und der zweiten Richtung anhand der bei unterschiedlicher Ansteuerung der Sendeantennen erhaltenen Signale ausgebildet ist.

2. Radarsensor nach Anspruch 1 , bei dem mindestens vier Empfangsantennen (RX1 - RX4) mit gleichmäßigen Abständen auf einer in der ersten Rich- tung (y) verlaufenden Geraden angeordnet sind.

3. Radarsensor nach Anspruch 2, bei dem der Abstand zwischen je zwei benachbarten Empfangsantennen größer ist als λ/2, wenn λ die Wellenlänge der Radarwellen ist, und bei dem die Steuer- und Auswerteeinrichtung (12) da- zu konfiguriert ist, eine Winkelschätzung in der ersten Richtung (y) nach dem MIMO-Prinzip durch Ansteuerung unterschiedlicher Sendeantennen auszuführen.

4. Radarsensor nach Anspruch 3, bei dem mindestens zwei Sendeantennen (TX1 , TX3) in der ersten Richtung (y) einen Versatz zueinander aufweisen, der kleiner ist als der Versatz zwischen zwei benachbarten Empfangsantennen. 5. Radarsensor nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei dem die Antennenanordnung (10'; 10") mindestens zwei Paare von Sendeantennen (TX1 a, TX1 b - TX4a, TX4b) aufweist, die in der ersten Richtung (y) von Paar zu Paar unterschiedliche Abstände zueinander aufweisen und in der zweiten Richtung (z) auf gleicher Höhe liegen.

6. Radarsensor nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die Antennenanordnung (10"'; 10"") mehrere Paare von Sendeantennen (TX1 a - TX4a, TX1 b - TX4b) aufweist, die in der zweiten Richtung (z) gegeneinander versetzt sind, und bei dem in allen Paaren die beiden Antennen in der ersten Richtung (y) den gleichen Abstand zueinander aufweisen.

7. Radarsensor nach einem der vorstehenden Ansprüche, mit mindestens zwei Gruppen von Empfangsantennen (RX1 - RX4, RX5 - RX8), die in der ers- ten Richtung (y) die gleiche Position haben und in der zweiten Richtung (z) gegeneinander versetzt sind.

8. Radarsensor nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei dem die Antennenanordnung (10"') mindestens vier Sendeantennen (TX1 a - TX4a, TX1 b - TX4b) aufweist, die in der zweiten Richtung (z) gegeneinander versetzt sind, und bei dem die Steuer- und Auswerteeinrichtung (12) dazu konfiguriert ist, in der zweiten Richtung (z) eine Mehrziel-Winkelschätzung auszuführen.

9. Radarsensor nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei dem die Sendeantennen und/oder die Empfangsantennen als Gruppenantennen ausgebildet sind. 10. Radarsensor nach Anspruch 9, bei dem mindestens zwei Sendeantennen in der ersten Richtung (y) gegeneinander versetzt sind und einander in der zweiten Richtung (z) überlappen.

1 1 . Radarsensor nach Anspruch 9 oder 10, bei dem mindestens zwei Sen- deantennen in der zweiten Richtung (z) gegeneinander versetzt sind und einander in der ersten Richtung (y) überlappen.

Description:
Beschreibung

Titel

MIMO-Radarsensor für Kraftfahrzeuge

Die Erfindung betrifft einen MIMO-Radarsensor für Kraftfahrzeuge, mit einer Antennenanordnung, die in zwei zueinander senkrechten Richtungen winkelauflösend ist und mehrere Empfangsantennen, die in einer ersten der beiden Rich- tungen versetzt zueinander angeordnet sind, sowie mehrere Sendeantennen aufweist, und mit eine Steuer- und Auswerteeinrichtung zur Ansteuerung der Sendeantennen und zur Auswertung von Signalen der Empfangsantennen.

Stand der Technik

Radarsensoren werden in Fahrerassistenzsystemen oder autonomen Fahrzeugführungssystemen für Kraftfahrzeuge zur Umfeldüberwachung eingesetzt, insbesondere zur Messung von Abständen, Relativgeschwindigkeiten und Richtungswinkeln von anderen Fahrzeugen und auch von stationären Objekten. Ne- ben der Erfassung des Azimutwinkels eines Objekts, also des Winkels zwischen der Vorwärtsrichtung des Fahrzeugs und dem Sehstrahl zum Objekt in einer horizontalen Ebene, ist häufig auch die Erfassung des Elevationswinkels erforderlich, also des Winkels zwischen dem Sehstrahl zum Objekt und der horizontalen Ebene. Beispielsweise erlaubt der Elevationswinkel eine Aussage über die Relevanz des Ziels, also darüber, ob das Ziel überfahrbar oder unterfahrbar ist (z.B. eine Brücke) oder ob es sich um ein echtes Hindernis handelt. Azimut- und Elevationswinkel der Ziele können aus Amplituden und/oder Phasenunterschieden zwischen mehreren Sende- und/oder Empfangsantennen eines Antennenarrays ermittelt werden. Wenn mehrere Sendeantennen und mehrere Empfangsantennen genutzt werden, spricht man von einem "Multiple- Input-Multiple-Output (MIMO) System. Dadurch ergibt sich eine (virtuell) vergrößerte Antennenapertur und damit eine verbesserte Winkelgenauigkeit und Winkeltrennfähigkeit. In US 8 436 763 B2 wird ein MIMO-Radarsensor der oben genannten Art beschrieben, der zusätzlich zur Bestimmung des Azimutwinkels auch eine Möglichkeit zur Bestimmung des Elevationswinkels der Objekte bietet. Dabei werden die Empfangsantennen horizontal in Form eines gleichförmigen Arrays mit periodisch variierenden vertikalen Versätzen angeordnet. Aufgrund der Versät- ze der Empfangsantennen in der horizontalen (ersten) Richtung variieren die Phasen der empfangenen Signale von Antenne zu Antenne periodisch mit einer bestimmten räumlichen Frequenz, die vom Azimutwinkel abhängig ist. Durch den zusätzlichen vertikalen Versatz der Empfangsantennen wird der räumlichen Frequenz des Azimutwinkels eine zweite räumliche Frequenz überlagert, die vom Elevationswinkel abhängig ist. Die beiden Frequenzen können mittels einer räumlichen Fourier-Transformation (Fast Fourier Transformation; FFT) voneinander getrennt werden. Allerdings kann es hierbei zu Mehrdeutigkeiten zwischen Azimut- und Elevationswinkel kommen, wenn mehrere Ziele in ähnlichem Abstand und mit ähnlicher Relativgeschwindigkeit (in demselben Abstands- Relativgeschwindigkeits-Bin) vorhanden sind. Dies kann insbesondere bei Mehrwegeausbreitung des Radarsignals auftreten, z.B. bei Reflexionen des Signals an der Fahrbahnoberfläche, an Leitplanken oder Tunnelwänden.

Für eine Azimutwinkelschätzung müssen die von den einzelnen Empfangsan- tennen empfangenen Signale in gesonderten Auswertungskanälen ausgewertet werden. Um bei gegebener Anzahl der Auswertungskanäle die Winkelgenauigkeit und die Winkeltrennfähigkeit im Azimut zu verbessern, wählt man häufig Abstände zwischen den einzelnen Antennen, die größer sind als die halbe Wellenlänge λ/2 der Radarwellen. Dadurch kann es ebenfalls zu Mehrdeutigkeiten kommen, die entweder mit Hilfe eines separaten Antennenarrays oder mit Hilfe anderer Verfahren aufgelöst werden müssen, beispielsweise durch Verfolgung der georteten Ziele über einen längeren Zeitraum.

Bei gebräuchlichen FMCW-Radarsensoren wird die Frequenz des gesendeten Radarsignals rampenförmig moduliert. Das empfangene Signal wird mit einem Anteil des zum Empfangszeitpunkt gesendeten Signals gemischt, so dass man ein Zwischenfrequenzsignal erhält, dessen Frequenz dem Frequenzunterschied zwischen dem gesendeten Signal und dem empfangenen Signal entspricht. Dieser Frequenzunterschied ist aufgrund der Frequenzmodulation von der Signallaufzeit und aufgrund des Doppler-Effekts auch von der Relativgeschwindigkeit des Objekts abhängig, so dass man in mehreren Messzyklen, in denen Rampen mit unterschiedlicher Steigung gefahren werden, Auskunft über den Abstand und die Relativgeschwindigkeit des Objekts erhält. Das während eines Messzyklus aufgezeichnete Zwischenfrequenzsignal wird durch eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) in ein Spektrum umgewandelt, in dem sich jedes geortete Objekt durch einen Peak in einem bestimmten Frequenzbin auszeichnet. Unter bestimmten Bedingungen können sich jedoch die von verschiedenen Objekten herrührenden Peaks überlagern, so dass im Spektrum nur ein Peak mit einer etwas größeren Breite (und entsprechend einem geringeren Gütewert) auftritt. Es sind Mehrziel-Schätzverfahren bekannt, bei denen man durch Verwendung einer größeren Anzahl von Messungen zusätzliche Information über die Breite und Form (die Güte) des Peaks erhält und dann anhand dieser Information zwischen Einzelzielen und Mehrfachzielen mit überlagerten Peaks unterscheiden und ggf. auch die Abstände, Relativgeschwindigkeiten und Winkel der Einzelziele bestimmen kann, deren Peaks einander überlagern. Wenn eine bestimmte Anzahl N von Mehrfachzielen aufgelöst werden soll, so benötigt man dazu generell N+2 unabhängige Messungen. Zum Auflösen von N Mehrfachzielen im Winkel benötigt man N+2 unabhängige, mit unterschiedlichen Antennenkonfigurationen ausgeführte Messungen.

Für die Winkelschätzung nutzt man den Umstand aus, dass die Amplituden- und Phasenbeziehungen der von den verschiedenen Empfangsantennen erhaltenen Signale in charakteristischer Weise vom Winkel des Objekts abhängig sind. Beispielsweise werden sogenannte DML-Funktionen (Deterministic Maxi- mum Likelihood Funktionen) gebildet, die angeben, wie stark die tatsächlich für ein Objekt gemessenen Amplituden- und Phasenbeziehungen mit den theoretischen Amplituden- und Phasenbeziehungen für unterschiedliche Winkelhypothesen korrelieren. Die Winkelhypothese, bei welcher die Korrelation am größten ist, stellt dann den besten Schätzwert für den Winkel des Objekts dar. Für gleichförmige Arrays gibt es recheneffiziente Verfahren wie eine FFT oder die sogenannte Matrix-Pencil-Methode.

Offenbarung der Erfindung Aufgabe der Erfindung ist es, einen Radarsensor zu schaffen, der bei gegebener Anzahl der Auswertungskanäle eine verbesserte Genauigkeit bei der Schätzung der Azimut- und Elevationswinkel von Objekten ermöglicht.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass die Antennenano- rdnung mindestens drei selektiv ansteuerbare Sendeantennen aufweist, die sowohl in der ersten Richtung als auch in der zweiten Richtung versetzt zueinander angeordnet sind, und dass die Steuer- und Auswerteeinrichtung für eine zweidimensionale Winkelschätzung in der ersten und der zweiten Richtung anhand der bei unterschiedlicher Ansteuerung der Sendeantennen erhaltenen Signale ausgebildet ist. Dadurch, dass die mindestens drei Sendeantennen nicht nur in der ersten Richtung sondern auch in der zweiten Richtung gegeneinander versetzt angeordnet sind, lässt sich die verbesserte Genauigkeit und Trennfähigkeit, die durch das MIMO-Prinzip ermöglicht wird, nicht nur bei der Messung der Azimutwinkel sondern auch bei der Messung der Elevationswinkel ausnutzen. Die Bestimmung des Elevationswinkels basiert dabei auf mindestens drei unabhängigen Messungen, bei denen jeweils eine andere der Sendeantennen aktiviert ist. Auf diese Weise kann für den Elevationswinkel auch ein Gütewert bestimmt wer- den, der zumindest Hinweise auf ein mögliches Mehrzielszenario gibt. Da die drei Sendeantennen auch in der ersten Richtung versetzt sind, wird zugleich eine Verbesserung der Apertur in der Horizontalen und damit eine Verbesserung der Winkeltrennfähigkeit und/oder eine Auflösung von Mehrdeutigkeiten bei der Azimutwinkelmessung ermöglicht, ohne dass dafür zusätzliche Auswer- tungskanäle benötigt werden.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben. In einer vorteilhaften Ausführungsform weist die Antennenanordnung mindestens vier Sendeantennen auf, die in der zweiten (vertikalen) Richtung gegeneinander versetzt sind. Dadurch wird auch in Elevation eine Mehrzielschätzung ermöglicht. Insbesondere können aufgrund dieser Mehrzielschätzung Szenarien mit Mehrwegausbreitung des Radarsignals, beispielsweise mit Reflexion des Signals an der Fahrbahnoberfläche deutlicher erkannt werden, wodurch eine höhere Messgenauigkeit erreicht und eine zutreffende Interpretation der Messergebnisse erleichtert wird.

In einer vorteilhaften Ausführungsform sind die Empfangsantennen in Abstän- den angeordnet, die größer sind als λ/2. Die horizontale Anordnung der Sende- antennen kann dann so gewählt werden, dass man eine virtuelle Apertur erhält, die die Lücken in der realen Apertur auffüllt und damit die Wahrscheinlichkeit von Mehrdeutigkeiten reduziert oder die Mehrdeutigkeiten ganz eliminiert. Wahlweise können auch die Empfangsantennen mindestens zwei Arrays bilden, die in der zweiten Richtung (der Vertikalen) gegeneinander versetzt sind, so dass durch die vergrößerte virtuelle Apertur eine höhere Genauigkeit bei der Elevationswinkelmessung erreicht wird. Im folgenden werden Ausführungsbeispiele anhand der Zeichnung näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung einer Antennenanordnung eines Radarsensors und eines mit Hilfe dieser Antennenanordnung zu ortenden Objekts;

Fig. 2 ein Diagramm analog zu Fig. 1 , zur Illustration unterschiedlicher Signalausbreitungswege;

Fig. 3 ein Beispiel einer nur im Azimut winkelauflösenden Antennenanordnung;

Fig. 4 ein Diagramm zur Erläuterung der Winkelabhängigkeit der

Phase von gesendeten und/oder empfangenen Radarsignalen;

Fig. 5 ein Winkelspektrum für die Antennenanordnung gemäß

Fig. 3; ein Beispiel einer Antennenanordnung in einem erfindungsgemäßen Radarsensor;

Winkelspektren für drei verschiedene Betriebsmodi der Antennenanordnung nach Fig. 6; ein aus den Winkelspektren nach Fig. 7 gebildetes Summenspektrum; und

Antennenanordnungen in Radarsensoren gemäß abgewandelten Ausführungsbeispielen der Erfindung.

In Fig. 1 sind eine Antennenanordnung 10 und eine Steuer- und Auswerteeinrichtung 12 eines Radarsensors gezeigt, der dazu dient, Abstände, Relativgeschwindigkeiten sowie Richtungswinkel von Objekten zu messen. Als Beispiel ist hier ein einzelnes Objekt 14 gezeigt. Der Radarsensor ist beispielsweise in der Frontpartie eines nicht gezeigten Kraftfahrzeugs eingebaut und dient insbe- sondere dazu, vorausfahrende Fahrzeuge oder andere Objekte im Vorfeld des Fahrzeugs zu erfassen.

Speziell ist der hier gezeigte Radarsensor für eine zweidimensionale Winkelschätzung ausgebildet, bei der sowohl der Azimutwinkel Θ als aus der Elevati- onswinkel φ des Objekts 14 geschätzt wird. Der Elevationswinkel φ ist dabei definiert als der Winkel zwischen dem Sehstrahl S von der Mitte des Radarsensors zum Objekt 14 und einer azimutalen (horizontalen) Ebene P, die durch eine Vorwärtsrichtung x des Fahrzeugs und eine Seitwärtsrichtung y (erste Richtung y) aufgespannt wird. Der Azimutwinkel Θ ist definiert als der Winkel zwischen der Vorwärtsrichtung x und der vertikalen Projektion des Sehstrahls s auf die azimutale Ebene P. Der Radarsensor ist somit winkelauflösend in einer ersten Richtung y (Messung des Azimutwinkels) und einer zweiten Richtung z (Messung des Elevationswinkels). In dem hier gezeigten Beispiel weist die Antennenordnung 10 vier Empfangsantennen RX1 - RX4 und drei Sendeantennen TX1 - TX3 auf, die auf einem gemeinsamen ebenen Substrat 16 angeordnet sind. Die Empfangsantennen RX1 - RX4 sind in gleichmäßigen Abständen auf einer Geraden angeordnet, die in der ersten Richtung y verläuft. Die Empfangsantennen bilden somit ein sogenann- tes ULA (Uniform Linear Array). Die Sendeantennen TX1 - TX3 sind in diesem Beispiel separat von den Empfangsantennen ausgebildet (bistatisches Antennenkonzept) und sind sowohl in der ersten Richtung y als auch in der zweiten Richtung z versetzt zueinander und zu den Empfangsantennen angeordnet. Sowohl die Sendeantennen als auch die Empfangsantennen sind jeweils als Gruppenantenne ausgebildet und bestehen im gezeigten Beispiel aus einem Array aus 32 Antennenelementen oder Patches 18, die in vier vertikalen Spalten zu je 8 Patches angeordnet sind. Bei jeder der Sendeantennen werden die Patches 18 mit gleichphasigen Sendesignalen gespeist, die von der Steuer- und Auswerteeinrichtung 12 geliefert werden. Durch die matrixförmige Anordnung der Patches 18 wird dabei eine Bündelung der emittierten Radarstrahlung erreicht. Da in diesem Beispiel die Länge der Spalten (8 Patches) größer ist als die Länge der Zeilen (4 Patches) ist die Radarstrahlung in Elevation stärker gebündelt als im Azimut.

Die Empfangsantennen RX1 - RX4 bestehen in diesem Beispiel ebenfalls aus Patches 18, die die gleiche Anordnung haben wie die Patches in den Sendeantennen. Bei jeder einzelnen Empfangsantenne werden die von den einzelnen Patches 18 empfangenen Signale durch nicht gezeigte Signalleitungen zu ei- nem einzigen Signal zusammenfasst, ohne dass dabei die Phasenbeziehungen zwischen den Signalen von den verschiedenen Patches verändert werden. Die Empfangskeulen der Empfangsantennen weisen somit in diesem Beispiel die gleiche Form auf wie die Sendekeulen der Sendeantennen. Das Objekt 14, das in der Praxis deutlich weiter von der Antennenordnung 10 entfernt ist als in der schematischen Darstellung in Fig. 1 , liegt innerhalb der Sende- und Empfangskeulen aller Sende- und Empfangsantennen, so dass ein Radarsignal, das von irgendeiner der Sendeantennen TX1 - TX3 emittiert und an dem Objekt 14 reflektiert wird, von jeder der Empfangsantennen RX1 - RX4 empfangen werden kann.

Als Beispiel zeigt Fig. 2 in durchgezogenen Linien einen Signalausbreitungsweg, der von der Sendeantenne TX3 zum Objekt 14 und von dort zurück zur Empfangsantenne RX1 führt, und in gestrichelten Linien einen Signalausbrei- tungsweg von der Sendeantenne TX1 über das Objekt 14 zur Empfangsantenne RX4. Vereinfachend kann dabei angenommen werden, dass das Radarsignal von einem Phasenzentrum der Sendeantenne (hier markiert als schwarzer Punkt in der Mitte der betreffenden Gruppenantenne) ausgeht und zu einem entsprechenden Phasenzentrum der Empfangsantenne verläuft.

Die Steuer- und Auswerteeinrichtung 12 ist in Fig. 2 etwas detaillierter dargestellt und umfasst einen Hochfrequenz-Sendeteil 20, der die Sendesignale für die Sendeantennen erzeugt, sowie einen Empfangsteil 22, der in vier getrennten Empfangskanälen die Signale von den Empfangsantennen RX1 - RX4 auf- nimmt, diese in ein Zwischenfrequenzband heruntermischt und die so erhaltenen Zwischenfrequenzsignale mit einer bestimmten Sample-Rate über einen Messzyklus aufzeichnet und digitalisiert. Auf diese Weise erhält man vier digitalisierte Empfangssignale, die dann in einen Prozessor 24 weiter ausgewertet werden. Der Prozessor 24 steuert auch den Hochfrequenz-Sendeteil 20 und bestimmt, wann welche der drei Sendeantennen sendet. Aufgrund des Versatzes der Sende- und der Empfangsantennen haben die Signalausbreitungswege, von denen in Fig. 2 nur zwei beispielhaft gezeigt sind, für jede Paarung von Sendeantenne und Empfangsantenne eine unterschiedli- che Länge. Obgleich aufgrund des großen Abstands zwischen der Antennenordnung 10 und dem Objekt 14 generell angenommen werden kann, dass die Radarwellen als ebene Wellen emittiert und auch ebene Wellen wieder empfangen werden, führen die unterschiedlichen Längen der Signalwege zu charakteristischen Unterschieden in den Amplituden und Phasen der in den vier Emp- fangskanälen empfangenen Signale. Diese Unterschiede sind von der Paarung der Sende- und Empfangsantennen sowie vom Azimutwinkel und Elevations- winkel φ des Objekts 14 abhängig. Dieser Effekt wird bei der digitalen Auswertung der Daten im Prozessor 24 zur Schätzung des Azimutwinkels und des Ele- vationswinkels des Objekts genutzt, wie im folgenden näher erläutert werden soll.

Fig. 3 zeigt als vereinfachtes Beispiel eine Antennenordnung 26, die außer den bereits beschriebenen vier Empfangsantennen RX1 - RX4 lediglich zwei Sendeantennen TX1 und TX2 aufweist. In der zweiten (vertikalen) Richtung z sind die Sendeantennen TX1 und TX2 gegenüber den Empfangsantennen RX1 - RX4 versetzt Die beiden Sendeantennen sind jedoch nicht gegeneinander versetzt, sondern liegen auf gleicher Höhe.

Die Patches 18 der Sendeantennen und der Empfangsantennen sind quadra- tisch und haben eine Kantenlänge von λ/4, wobei λ die (mittlere) Wellenlänge der emittierten Radarwellen ist. Der Abstand von Patch zu Patch innerhalb jeder Gruppenantenne beträgt sowohl in der Horizontalen als auch in der Vertikalen λ/2. Die vier Empfangsantennen RX1 - RX4 sind in Abständen von 2λ angeordnet, d.h., der Abstand zwischen den Phasenzentren zweier benachbarter Empfangsantennen beträgt 2λ. Die Sendeantenne TX1 ist gegenüber der Emp- fangsantenne RX1 in der Horizontalen um 1 λ nach außen versetzt. Symmetrisch dazu ist die Sendeantenne TX2 gegenüber der Empfangsantenne RX4 um 1 λ nach außen versetzt. In einem ersten Messzyklus wird nur mit der Sendeantenne TX1 gesendet. Wenn dann im nachfolgenden Messzyklus nur mit der Sendeantenne TX2 gesendet wird, so ist die dabei entstehende Situation hinsichtlich der Wellenausbreitung äquivalent zu dem Fall, dass mit der ersten Sendeantenne TX1 gesendet wird aber die Empfangsantennen RX1 - RX4 um 8λ nach links versetzt sind, wie in Fig. 3 durch eine gestrichelte Linie R' angedeutet wird. Während das durch die Empfangsantennen RX1 - RX4 gebildete reale Empfangsarray eine Apertur von 6|_ hat, ergibt sich somit durch abwechselnde Nutzung der Sendeantennen TX1 und TX2 ein virtuelles Empfangsarray mit der doppelten Apertur 12|_, so dass sich prägnantere Phasen- und Amplitudendifferenzen ergeben und somit eine schärfere Winkeltrennung ermöglicht wird.

Anhand von Fig. 4 soll der Zusammenhang zwischen dem Azimutwinkel und den Phasen der in den vier Empfangskanälen erhaltenen Signale erläutert werden. Speziell illustriert Fig. 4 den Fall, das (ebene) Radarwellen 28 mit der Wel- lenlänge L von einem weit entfernten Objekt empfangen werden, das den Azimutwinkel = 30° und den Elevationswinkel φ = 0° hat. Man erkennt, dass die Radarwellen 28 zur Empfangsantenne RX4 einen weiteren Weg zurücklegen müssen als zu der Empfangsantenne RX1 . Wenn d den Abstand zwischen den Phasenzentren zweier benachbarter Empfangsantennen bezeichnet, so ist der Lauflängenunterschied Δ zwischen den Radarsignalen gegeben durch

Δ = sin .

Für den Phasenunterschied Δφ gilt dann Δφ = (2π/λ) * d * sin θ.

Im gezeigten Beispiel ist d = 2λ. Bei dem speziellen Azimutwinkel Θ = 30° erhält man somit:

Δφ = (2π/λ) * * sin 30° = 2π = 0.

Die letzte Gleichsetzung 2π = 0 resultiert daraus, dass die Phase nur modulo 2π bestimmt ist.

In diesem speziellen Fall ist somit die Phasenbeziehung die gleiche wie bei senkrechtem Einfall der Radarstrahlung auf das Empfangsarray (keine Lauflängenunterschiede und somit keine Phasendifferenzen). Eine mit diesem Emp- fangsarray durchgeführte Schätzung des Azimutwinkels ist somit mehrdeutig, da zwischen den Azimutwinkeln Θ = 0° und Θ = +/- 30° nicht unterschieden werden kann.

Wenn man abwechselnd mit den Sendeantennen TX1 und TX2 misst, so kommt beim Vergleich der Messergebnisse noch eine Phasendifferenz hinzu, die aus dem Abstand zwischen den beiden Sendeantennen in der Richtung y resultiert. Da dieser Abstand hier jedoch 8λ beträgt und somit ebenfalls ein Vielfaches von 2λ ist, wird die Mehrdeutigkeit auch bei abwechselndem Betrieb der beiden Sendeantennen nicht aufgehoben.

Dieser Umstand kommt auch in dem in Fig. 5 gezeigten Winkelspektrum zum Ausdruck, in dem durch eine Kurve 30 angegeben wird, wie für ein Objekt, das sich bei dem Azimutwinkel Θ befindet, die von allen Empfangsantennen zusammen empfangene Leistung P von dem Azimutwinkel Θ abhängt. Das Spekt- rum hat Hauptkeulen bei Θ = 0° und auch bei Θ = +/-30°. Anhand der aktuell von dem Objekt 14 empfangenen Leistung lässt sich deshalb nicht entscheiden, ob sich das Objekt bei 0° oder + 30° oder bei -30° befindet. Theoretisch ergeben sich weitere Leistungsmaxima bei Θ = +/-90°. Diese Maxima sind jedoch in der Praxis ohne Bedeutung, da ein Objekt mit einem Azimutwinkel von +/-90° auf jeden Fall außerhalb aller Sende- und Empfangskeulen läge.

Fig. 6 zeigt eine Antennenordnung 10', mit der es unter anderem möglich ist, die Mehrdeutigkeit bei +/-30° aufzulösen. Die Anordnung der Empfangsantennen RX1 - RX4 entspricht derjenigen in Fig. 4. Ein erstes Paar von Sendean- tennen TX1 a und TX1 b ist so angeordnet wie die Sendeantennen in Fig. 4. Zwei weitere Sendeantennen TX2a und TX2b sind in z-Richtung versetzt zu den Sendeantennen TX1 a und TX1 b angeordnet und bilden ein Paar mit einem Abstand von 9λ zwischen den Phasenzentren. Ein weiteres Paar von Sendeantennen TX3a und TX3b ist wiederum versetzt zu den übrigen Sendeantennen angeordnet, jedoch mit einem Abstand von nur 7λ zwischen den Phasenzentren.

Weiterhin ist in Fig. 6 ein Schalter 32 gezeigt, der symbolisiert, dass periodisch zwischen den insgesamt sechs Sendeantennen umgeschaltet wird.

Fig. 7 zeigt zugehörige Winkelspektren. Die in durchgezogenen Linien dargestellte Kurve 34 gibt hier die gemittelte Leistung an, die man erhält, wenn man in zwei verschiedenen Messzyklen mit den Sendeantennen TX1 a und TX1 b sendet und dann die Leistung über diese Messzyklen mittelt. Das Spektrum ist qualitativ das gleiche wie in Fig. 5. Die in gestrichelten fetten Linien eingezeichnete Kurve 36 gibt die mittlere Leistung für Messungen mit den Sendeantennen TX2a und TX2b an, und die in dünnen gestrichelten Linien eingezeichnete Kurve 38 gibt das entsprechende Winkelspektrum für das Sendeantennenpaar TX3a, TX3b an. Die Kurven 36 und 38 haben jeweils bei +/-30° eine Nullstelle, weil in beiden Fällen der Abstand zwischen den Sendeantennen ein ungerades Vielfaches von λ ist.

In Fig. 8 gibt die Kurve 40 das Summenspektrum an, das man erhält, wenn man die Leistung über Messzyklen mit allen sechs Sendeantennen summiert.

Mit der Antennenanordnung 10' nach Fig. 6 ist es möglich, die Mehrdeutigkeit bei +/-30° aufzulösen. Dazu werden im allgemeinen die Phasenbeziehungen oder die Phasen- und Amplitudenbeziehungen zwischen den in den verschie- denen Messzyklen in den vier Empfangskanälen erhaltenen Signalen ausgewertet. Die Schätzung des Azimutwinkels Θ kann dann beispielsweise durch Mittelung von DML-Funktionen über Messzyklen mit allen sechs Sendeantennen erfolgen. Da sich jedoch die Gesamtaperturen die man mit den Sendeantennenpaaren TX2a, TX2b und TX3a, TX3b erhält, nur wenig von der Apertur mit dem Antennenpaar TX1 a, TX1 b unterscheidet, sind alle übrigen relevanten Eigenschaften wie beispielsweise die Strahlbreite und die Nebenkeulenunterdrückung im wesentlichen die gleichen wie bei der Antennenanordnung 26 nach Fig. 3. Ein weiteres wesentliches Merkmal der Antennenordnung 10' gemäß Fig. 6 besteht darin, dass die Paare der Sendeantennen auch in der Vertikalen, also in der zweiten Richtung z gegeneinander versetzt sind. Das erlaubt es zum einen, die Sendeantennen so zu platzieren, dass sie in der Richtung y auch überlappen können (wie beispielsweise die Sendeantennen TX1 b und TX3b).

Ein noch bedeutenderer Vorteil besteht jedoch darin, dass mit dieser Antenen- nordnung auch eine Schätzung des Elevationswinkels φ mit Gütewert möglich wird. Das Grundprinzip beruht auf einer Verallgemeinerung der in Fig. 4 illustrierten Zusammenhänge auf den dreidimensionalen Fall. Die Phase φ, ( i = 1 , ...., 4) des von den Empfangsantennen RXi empfangenen Signals ist dann nicht nur vom Azimutwinkel Θ sondern auch vom Elevationswinkel φ abhängig gemäß der Formel cpi = (2π/λ) * (yi * sin Θ * cos φ + * sin φ).

Darin geben die Positionen der Phasenzentren der Empfangsantennen in der Richtung y und die Positionen der Phasenzentren in der Richtung z an.

Zur Charakterisierung der empfangenen Signale lässt sich für das Emp- fangsarray ein Steuerungsvektor a™ wie folgt definieren: a rx ,i = exp (j cpi).

Darin ist i der Index, der die Komponenten des Steuerungsvektors zählt, und j ist die komplexe Wurzel aus -1 . Ein entsprechender Steuerungsvektor at x lässt sich auch für das durch die Sendeantennen gebildete Sendearray definieren. Dieser Steuerungsvektor beschreibt dann die Phasenbeziehungen zwischen den Signalen, die von verschiedenen Sendeantennen zu dem Objekt in der durch die durch die Winkel Θ und φ angegebenen Position emittiert werden.

Die Signale, die man bei Verwendung einer bestimmten Sendeantenne letztlich von den vier Empfangsantennen erhält, lassen sich dann charakterisieren durch das Kronecker-Produkt aus den Steuerungsvektoren für das Sendearray und das Empfangsarray. Für eine zweidimensionale Winkelschätzung, mit der so- wohl der Azimutwinkel Θ als auch der Elevationswinkel φ geschätzt wird, benutzt man dann zweidimensionale DML-Funktionen, die auf dem zweidimensionalen θ-φ-Raum definiert sind. Eine Schätzung für den Azimutwinkel Θ und den Elevationswinkel φ erhält man dann beispielsweise, indem man die DML-Funktionen über Messzyklen mit allen sechs Sendeantennen mittelt und dann das Maxi- mum aufsucht. Die Schätzung des Azimutwinkels und des Elevationswinkels kann auch sequentiell (erst Azimut und dann Elevation) statt gleichzeitig erfolgen, was eine Reduktion des Rechenaufwands ermöglicht.

Besonders zweckmäßig ist die hier beschriebene Antennenanordnung bei FMCW-Radarsensoren, die mit sogenannten Rapid-Chirp-Sequenzen arbeiten. Dabei wird in rascher Folge eine Vielzahl von Frequenzrampen (Chirps) durchfahren, die eine große Steigung und nur eine relativ geringe Dauer haben. Indem man nach jedem Chirp auf eine andere der insgesamt sechs Sendeantennen umschaltet, lässt sich erreichen, dass der zeitliche Abstand zwischen der ersten Messung eines Zyklus (beispielsweise mit der Sendeantenne TX1 a) und der letzten Messung (mit TX3b) verhältnismäßig gering ist, so dass zwischenzeitliche Änderungen des Abstands oder der Relativgeschwindigkeit des Objekts vernachlässigbar sind und die in den aufeinanderfolgenden Chirps erhaltenen Phasen miteinander vergleichbar sind (nach Kompensation des Phasen- Versatzes aufgrund des Zeitversatzes und einer möglichen (konstanten) Relativgeschwindigkeit des Objektes).

Fig. 9 zeigt eine Antennenanordnung 10" gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel. Diese Anordnung unterscheidet sich von der Antennenanordnung 10' gemäß Fig. 6 durch ein zusätzliches Empfangsarray mit Empfangsantennen RX5 - RX8, das die gleiche y-Position wie das Array mit den Empfangsantennen RX1 - RX4 hat, jedoch in z-Richtung versetzt ist, so dass die Sendeantennen sämtlich zwischen den beiden Empfangsarrays liegen. Durch diese Anordnung wird die Apertur in Elevation vergrößert, so dass die Genauigkeit und Trennfähigkeit bei der Messung der Elevationswinkel steigt.

Bei dieser Anordnung werden mit zwei mal vier Empfangsantennen und zwei mal drei Sendeantennen insgesamt sechs virtuelle Elevationsebenen erzielt. Damit sind pro Abstands- und Relativgeschwindigkeitszelle (Zelle im Ab- stands/Relativgeschwindigkeits-Raum, innerhalb derer aufgrund des begrenz- ten Auflösungsvermögens nicht mehr zwischen verschiedenen Paaren von Abstand und Relativgeschwindigkeit unterschieden werden kann) prinzipiell bis zu sechs verschiedene Azimutwinkel bestimmbar, und pro Azimutwinkel sind bis zu vier verschiedene Elevationswinkel bestimmbar. Außerdem kann bei dieser Anordnung die Azimutwinkelschätzung redundant ausgelegt werden, da sie entweder mit den Empfangsantennen RX1 - RX4 oder mit den Empfangsantennen RX5 - RX8 ausgeführt werden kann. Würde man noch ein weiteres Sendeantennenpaar hinzufügen, dessen Antennen wie TX1 a und TX1 b den Abstand 8λ haben, so könnte das System auch bezüglich der Sendeantennen redundant ausgelegt werden.

Andererseits ist auch eine Antennenanordnung möglich, wie sie in Fig. 1 gezeigt ist, mit nur drei Sendeantennen und vier (oder wahlweise acht) Empfangsantennen. Die Sendeantenne TX1 ist hier wieder um 1 λ gegenüber der Empfangsantenne RX1 in y-Richtung versetzt, und der Versatz der Sendeantennen TX2 und TX3 gegenüber TX1 beträgt 3λ bzw. 1 λ.

Auch diese Anordnung ermöglicht in den meisten Szenarien (für 4 Empfangsantennen und 3 Elevationsebenen bei nicht mehr als zwei Zielen in einer Ab- Stands- und Relativgeschwindigkeitszelle) eine Auflösung der Mehrdeutigkeit zwischen den Azimutwinkeln 0° und 30°. Eine "falsche" Azimuthypothese (z.B. 30° statt 0°) führt hier in der Elevationswinkelschätzung zu einem Phasenfehler von 180° und somit zu einer schlechten Elevationswinkelgüte. Bei der Elevationswinkelschätzung wird über die Signale der vier Empfangsantennen kohärent integriert, so dass das Signal/Rausch-Verhältnis SNR vier mal so hoch ist als in einem einzelnem Kanal. Dadurch kann die Entscheidung über die korrekte Azimuthypothese mit hoher Sicherheit getroffen werden.

Mit der Antennenanordnung 10 in Fig. 1 ist es allerdings nicht möglich, zwi- sehen den Azimutwinkeln +30° und -30° zu unterscheiden. Bei langreichweiti- gen Radarsensoren ist jedoch der Winkelauswertungsbereich zumeist ohnehin auf +/-15° beschränkt, so dass diese Einschränkung in Kauf genommen werden kann. Weiterhin lässt sich das Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 (sowie auch die übrigen Ausführungsbeispiele) dahingehend abwandeln, dass mindestens zwei der Sendeantennen in der y-Richtung einen Versatz aufweisen, der ein nicht ganzzahliges Vielfaches von λ ist. Auf diese Weise kann auch die Mehrdeutigkeit zwischen +30° und -30° aufgelöst werden.

Mit den bisher beschriebenen Antennenanordnungen ist im Azimut auch eine Mehrzielschätzung möglich, da sich mit den mindestens vier Empfangsantennen und den mindestens drei Sendeantennen, die ja ebenfalls in der y-Richtung gegeneinander versetzt sind, eine Vielzahl unterschiedlicher Messkonfiguratio- nen realisieren lässt. Bei der Schätzung des Elevationswinkels φ besteht eine Komplikation darin, dass die Phasenbeziehung zwischen den mit verschiedenen Sendeantennennpaaren erhaltenen Signalen auch vom Azimutwinkel der Ziele abhängig ist. Zweckmäßigerweise geht man deshalb so vor, dass zunächst die Azimutwinkelschätzung durchgeführt wird und man dann mithilfe der Pseudoinversen für jede Elevationsebene die komplexen Signalanteile der einzelnen (Azimut-)Ziele bestimmt. Anschließend kann daraus für jedes Azimut- Ziel eine Ein- oder Mehrzielschätzung in Elevation durchgeführt werden.

Von den bisher vorgestellten Antennenanordnungen erlaubt 10" bereits eine Mehrzielschätzung in Elevation, allerdings mit dem Nachteil, dass die unterschiedlichen Azimutmehrdeutigkeiten der Elevationsebenen (wegen unterschiedlichen horizontalen Abstände der Sendeantennenpaare) die Elevations- schätzung negativ beeinflussen können (je nach Position der Ziele in Azimut). Fig. 10 zeigt eine Antennenanordnung 10"', mit der auch eine Mehrzielschätzung in Elevation ohne diesen Nachteil möglich ist. Hier weisen die Sendeantennen jedes Paares zueinander den gleichen Abstand (in diesem Beispiel 8λ) auf. Außerdem weist die Antennenanordnung in diesem Beispiel ein zusätzli- ches Paar Sendeantennen TX4a, TX4b auf , so dass insgesamt vier Sendeantennenpaare zur Verfügung stehen, die alle in der z-Richtung gegeneinander versetzt sind. Aufgrund des horizontalen Versatzes der Paare ist es möglich, den vertikalen Versatz so klein zu machen, dass die Sendeantennen einander in z-Richtung überlappen (wie beispielsweise die Sendeantennen TX1 a und TX2a). Mit den vier Paaren von Sendeantennen, die unterschiedliche Versätze in z-Richtung relativ zu den Empfangsantennen RX1 - RX4 aufweisen, lassen sich vier unabhängige Messungen durchführen, die in Elevation eine Mehrzielschätzung mit bis zu zwei Zielen ermöglichen.

Fig. 1 1 zeigt eine weitere Antennenanordnung 10"" mit zwei Empfangsanten- nenarrays (RX1 -RX4, RX5-RX8) und 3 (oder wahlweise 4) Sendeantennenpaaren. Ähnlich wie in Fig. 10 weisen die beiden Antennen in alle Paaren den Gleichen Abstand auf. Mit dieser Antennenanordnung sind prinzipiell pro Abstandsund Relativgeschwindigkeitszelle bis zu sechs verschiedene Azimutwinkel be- stimmbar, und pro Azimutwinkel sind bis zu vier verschiedene Elevationswinkel bestimmbar. Der oben beschriebene Nachteil der Antennenanordnung 10" besteht jedoch nicht.

Bei den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen wird mit einem bistatischen Antennenkonzept gearbeitet. Wahlweise könnte jedoch auch eine monostatisches Antennenkonzept benutzt werden, bei dem dieselben (Gruppen-) Antennen zum Senden und zum Empfang genutzt werden.

Weiterhin werden bei den hier beschriebenen Beispielen die Sendeantennen im Zeitmultiplex betrieben. Alternativ könnte jedoch auch mit einem Frequenz- o- der Codemultiplex-Verfahren gearbeitet werden.