Domaine technique

[0001] Le présent document concerne un circuit mélangeur à réjection d’harmoniques à N chemins, dénommé également de manière simplifiée « circuit mélangeur ».

Arrière-plan technique

[0002] Un circuit mélangeur à N chemins conventionnel synthétise un signal effectif d’oscillateur local équivalent à une sinusoïde de période T0 échantillonnée uniformément au moyen d’amplificateurs et d’interrupteurs présents le long de branches connectées en parallèle sur chaque chemin. Le signal de sortie d’un tel circuit mélangeur est équivalent à un signal obtenu par mélange du signal d’entrée avec ce signal d’oscillateur effectif.

[0003] Un schéma d’exemple d’un circuit mélangeur à N=4 chemins est représenté à la Fig. 1A. Dans un tel circuit mélangeur les N=4 chemins sont connectés à un nœud d’entrée commun auquel est appliqué un signal d’entrée Vin. Chaque chemin comprend au moins une capacité et est configuré pour générer un signal de sortie aux bornes de cette capacité. Le signal de sortie sur chaque chemin correspond à un signal obtenu par mélange du signal d’entrée avec le signal d’oscillateur effectif lo(t) qui est ici représenté Fig. 1 B dans le domaine temporel et Fig. 1 C dans le domaine fréquentiel.

[0004] Du fait de l’utilisation pour la commande des interrupteurs de signaux de commande carrés, qui sont par nature riches en harmoniques, le signal d’oscillateur effectif présente de nombreuses harmoniques à des fréquences kFO multiples de la fréquence F0= 1/T0 avec k>1. Dans ce document, on parle d’harmonique de rang n lorsque l’harmonique est à la fréquence nFO. La présence de ces harmoniques, notamment les harmoniques de premiers rangs, limite la bande passante du circuit mélangeur et la plage de fréquence utilisable pour le circuit mélangeur.

[0005] La réponse fréquentielle H(f) d’un circuit mélangeur à N chemins est périodisée à la fréquence F0=1/T0 et présente des maximums (i.e. pics) aux fréquences nFO (sauf pour n=N) à cause de la présence d’harmoniques aux fréquences nFO (sauf pour n=N) dans le spectre EFLO(f) du signal d’oscillateur local effectif. La périodisation de la réponse fréquentielle du mélangeur provoque, en sortie, le repliement spectral des harmoniques présentes en entrée à nFO (sauf n=N), ce qui constitue le principal défaut de ces circuits mélangeurs.

[0006] Typiquement, dans une structure à N chemins et N échantillons uniformément répartis par période dans chaque chemin, le premier harmonique qui apparait dans le spectre du signal d’oscillateur effectif est l’harmonique de rang (N-1 ), correspondant à l’harmonique autour de la fréquence (N-1 )/T0.

[0007] Afin d’améliorer la réjection d’harmoniques, des architectures différentielles de circuit mélangeur à réjection d’harmoniques comprenant plusieurs branches par chemin ont été proposées. La Fig. 3A-A est un exemple d’une telle architecture et sera décrite plus en détail ci-dessous. Les harmoniques de rang pair sont rejetés du fait de la structure différentielle. Chaque branche comprend au moins un amplificateur et au moins un interrupteur commandé par un signal de commande carré de période T0 de sorte à échantillonner uniformément le signal d’entrée avec H échantillons par période dans chaque chemin. Les branches contiennent des amplificateurs dont les gains sont calculés de sorte qu’ils correspondent aux valeurs d’une sinusoïde échantillonnée uniformément à des instants réguliers i*T0/H avec i=1 à H. Le nombre de branches est théoriquement égal au nombre d’échantillons de sinusoïde à générer, soit H=8 dans l’exemple de la Fig. 3A- A. Mais dans le cas présent, les 2 branches devant être connectées à un amplificateur de gain nul n’ont pas besoin d’être réalisées. Ainsi, dans le cas de la Fig. 3A-A, on a un amplificateur par branche et un interrupteur par branche et 6 branches par chemin.

[0008] Il apparaît le besoin d’améliorer la réjection d’harmoniques tout en conservant une structure de circuit simple.

Résumé

[0009] Selon un aspect, est décrit un circuit mélangeur à N chemins à réjection d’harmonique et architecture différentielle ; dans lequel les N chemins sont connectés à un nœud d’entrée commun au niveau duquel est reçu un signal d’entrée; dans lequel chaque chemin comprend une capacité et une pluralité de branches connectées en parallèle, chaque branche comprenant un interrupteur connecté d’un coté à un amplificateur et de l’autre coté à la capacité du chemin ; chaque chemin étant configuré pour échantillonner le signal d’entrée au moyen des interrupteurs dans les branches du chemin concerné, intégrer les signaux échantillonnés au moyen de la capacité et générer aux bornes de la capacité un signal de sortie, le signal de sortie étant équivalent à un signal obtenu par mélange du signal d’entrée avec un signal d’oscillateur effectif de période T0 échantillonné ; chaque interrupteur étant commandé par un signal d’oscillateur carré de période T0 parmi deux groupes de G signaux d’oscillateur carrés de phases distinctes, chaque signal d’oscillateur carré étant la version retardée de TO/2 par rapport à un autre signal d’oscillateur carré du même groupe; le signal d’oscillateur effectif correspondant à la somme d’un premier signal effectif et d’un deuxième signal effectif ; le premier signal effectif correspondant à la somme pondérée par la valeur des gains des amplificateurs de chaque branche des signaux d’oscillateur carrés d’un chemin appartenant à un premier groupe de G signaux d’oscillateur carrés de phases distinctes ; le deuxième signal effectif correspondant à la somme pondérée par la valeur des gains des amplificateurs de chaque branche des signaux d’oscillateur carrés d’un chemin appartenant à un deuxième groupe de G signaux d’oscillateur carrés de phases distinctes ; chaque signal d’oscillateur carré du deuxième groupe utilisé dans un chemin étant déphasé d’un retard substantiellement égal à T0/2P par rapport à un signal d’oscillateur carré correspondant du premier groupe utilisé dans le même chemin, P étant un entier impair strictement supérieur à 1 , de sorte que le deuxième signal effectif est substantiellement égal au premier signal effectif déphasé temporellement de T0/2P. [0010] Selon un ou plusieurs modes de réalisation, le rapport cyclique des signaux d’oscillateur carrés des branches est égal à i/M, M étant un entier, le rapport cyclique n’étant ni égal à 1/G ni multiple de 1/G.

[0011] Selon un ou plusieurs modes de réalisation, M=P+2 ou P=M+2.

[0012] Selon un ou plusieurs modes de réalisation, M est égal à G-1 et P est égal à G+1. Selon un ou plusieurs modes de réalisation, M est égal à G+1 et P est égal à G-1 .

[0013] Selon un ou plusieurs modes de réalisation, dans chacun des premier et deuxième groupes, un signal d’oscillateur carré présente, lorsque les signaux d’oscillateur carrés sont ordonnés par ordre de déphasage croissant, un déphasage égal à T0/G par rapport à un précédent signal d’oscillateur carré.

[0014] Selon un ou plusieurs modes de réalisation, au moins une branche comprend K sous-branches commandées par K signaux d’oscillateur carrés formant un sous-groupe de signaux et présentant un rapport cyclique égal à i/(K*M) de sorte à former un signal d’oscillateur carré équivalent de rapport cyclique égal à i/M, avec K>1.

[0015] Selon un ou plusieurs modes de réalisation, un signal d’oscillateur carré appartenant à un sous-groupe de signaux présente, lorsque les signaux de commande de ce sous-groupe sont ordonnés par ordre de déphasage croissant, un déphasage égal à (T0*i)/(K*M) par rapport à un précédent signal d’oscillateur carré du même sous-groupe de signaux.

[0016] Selon un autre aspect est décrit un circuit mélangeur à N chemins à réjection d’harmonique et architecture différentielle, dans lequel les N chemins sont connectés à un nœud d’entrée commun au niveau duquel est reçu un signal d’entrée ; dans lequel chaque chemin comprend une capacité et une pluralité de branches connectées en parallèle, chaque branche comprenant un interrupteur connecté d’un coté à un amplificateur et de l’autre coté à la capacité du chemin ; chaque chemin étant configuré pour échantillonner le signal d’entrée au moyen des interrupteurs dans les branches du chemin concerné, intégrer les signaux échantillonnés au moyen de la capacité et générer aux bornes de la capacité un signal de sortie, le signal de sortie étant équivalent à un signal obtenu par mélange du signal d’entrée avec un signal d’oscillateur effectif de période T0 échantillonné ; chaque interrupteur étant commandé par un signal d’oscillateur carré de période T0 parmi un nombre total de G signaux d’oscillateur carrés de phases distinctes utilisés dans les N chemins, chaque signal d’oscillateur carré étant la version retardée de TO/2 par rapport à un autre signal d’oscillateur carré; dans lequel le rapport cyclique des signaux d’oscillateur carrés des branches est égal à i/M, M étant un entier, le rapport cyclique n’étant ni égal à 1/G ni multiple de 1/G. Selon un ou plusieurs modes de réalisation, un signal d’oscillateur carré présente, lorsque les signaux d’oscillateur carrés sont ordonnés par ordre de déphasage croissant, un déphasage égal à TO/G par rapport à un précédent signal d’oscillateur carré.

[0017] Dans les circuits mélangeurs décrits ici les gains des amplificateurs des branches peuvent être égaux à 1 . En outre, les circuits mélangeurs décrits ici peuvent comprendre un seul amplificateur par chemin, l’amplificateur étant commun aux branches constituant ce chemin.

Brève description des figures

[0018] D'autres caractéristiques et avantages résulteront de la description détaillée qui va suivre, effectuée sur la base de modes de réalisation et d’exemples donnés à titre illustratif et non limitatif, en faisant référence aux figures annexées dans lesquelles : [0019] Fig. 1 : Fig. 1A représente de manière schématique un circuit mélangeur à N=4 chemins, chaque chemin étant constitué d’une seule branche, et les signaux de commande associés; Fig. 1 B représente un exemple de signal d’oscillateur effectif obtenu pour le circuit mélangeur de la Fig. 1A; Fig. 1C représente le spectre en fréquence du signal d’oscillateur effectif présenté à la Fig. 1 B et la réponse fréquentielle obtenue pour le circuit mélangeur de la Fig. 1A;

[0020] Fig. 2: Fig. 2A représente de manière schématique un circuit mélangeur différentiel à N=3 chemins avec H=2 branches par chemin; Fig. 2B représente un exemple de signaux de commande utilisables pour le circuit mélangeur de la Fig. 2A; Fig. 2C représente un exemple de signal d’oscillateur effectif obtenu pour le circuit mélangeur de la Fig. 2A; Fig. 2D représente la réponse fréquentielle obtenue avec le signal d’oscillateur effectif présenté à la Fig. 2C;

[0021] Fig. 3A: Fig. 3A-A représente de manière schématique un circuit mélangeur différentiel avec N=1 chemin d’un circuit mélangeur; Fig. 3A-B représente un exemple de signaux de commande utilisables pour le circuit mélangeur de la Fig. 3A-A; Fig. 3A-C représente de manière schématique un circuit mélangeur équivalent au circuit mélangeur de la Fig. 3A-A;

[0022] Fig. 3B: Fig. 3B-D représente un exemple de signal d’oscillateur effectif obtenu pour le circuit mélangeur de la Fig. 3A-A; Fig. 3B-E représente la réponse fréquentielle obtenue avec le signal d’oscillateur effectif présenté à la Fig. 3B-D;

[0023] Fig. 4: Fig. 4 représente de manière schématique un circuit mélangeur selon un mode de réalisation dit « LNA-first »;

[0024] Fig. 5: Fig. 5A représente de manière schématique un circuit mélangeur selon un mode de réalisation dit « mixer-first »; Fig. 5B représente un exemple de signaux de commande utilisables pour le circuit mélangeur de la Fig. 5A;

[0025] Fig. 6: Fig. 6 est un tableau de gains d’amplificateurs utilisables dans des circuits mélangeurs de différents ordres;

[0026] Fig. 7: Fig. 7A illustre les propriétés temporelles d’un signal d’oscillateur effectif obtenu pour un circuit mélangeur; Fig. 7B illustre les propriétés de la réponse fréquentielle obtenue avec le signal d’oscillateur effectif de la Fig. 7A;

[0027] Fig. 8: Fig. 8A représente de manière schématique un circuit mélangeur à deux étages de gain; Fig. 8B représente de manière schématique un circuit mélangeur à un étage de gain;

[0028] Fig. 9: Fig. 9A illustre les propriétés temporelles de signaux de commande utilisables dans un circuit mélangeur selon la Fig. 8A ou 8B; Fig. 9B illustre les propriétés temporelles d’un signal d’oscillateur effectif obtenu pour un circuit mélangeur selon la Fig. 8A ou 8B pour des signaux de commande selon la Fig. 9A; Fig. 9C illustre les propriétés de la réponse fréquentielle obtenue avec le signal d’oscillateur effectif de la Fig. 9B; [0029] Fig. 10: Fig. 10A illustre des propriétés temporelles de signaux de commande utilisables dans un circuit mélangeur selon la Fig. 8A ou 8B; Fig. 10B illustre des propriétés temporelles de signaux de commande utilisables dans un circuit mélangeur selon la Fig. 8A ou 8B; Fig. 10C illustre des propriétés temporelles de signaux de commande utilisables dans un circuit mélangeur selon la Fig. 8A ou 8B; Fig. 10D illustre des propriétés temporelles de signaux de commande utilisables dans un circuit mélangeur selon la Fig. 8A ou 8B;

[0030] Fig. 11 : Fig. 11 A illustre des propriétés temporelles d’un signal d’oscillateur effectif obtenu pour des signaux de commande selon la Fig. 10A; Fig. 11 B illustre des propriétés temporelles d’un signal d’oscillateur effectif obtenu pour des signaux de commande selon la Fig. 10B; Fig. 11C illustre des propriétés temporelles d’un signal d’oscillateur effectif obtenu pour des signaux de commande selon la Fig. 10C; Fig. 11 D illustre des propriétés temporelles d’un signal d’oscillateur effectif obtenu pour des signaux de commande selon la Fig. 10D; [0031] Fig. 12: Fig. 12A illustre des propriétés de la réponse fréquentielle obtenue avec le signal d’oscillateur effectif selon la Fig. 11A; Fig. 12B illustre des propriétés de la réponse fréquentielle obtenue avec le signal d’oscillateur effectif selon la Fig. 11 B; Fig. 12C illustre des propriétés de la réponse fréquentielle obtenue avec le signal d’oscillateur effectif selon la Fig. 11 C; Fig. 12D illustre des propriétés de la réponse fréquentielle obtenue avec le signal d’oscillateur effectif selon la Fig. 11 D;

[0032] Fig. 13A: Fig. 13A-A représente de manière schématique un circuit mélangeur à plusieurs étages de gain; Fig. 13A-B illustre des propriétés temporelles d’un signal d’oscillateur effectif obtenu pour des signaux de commande selon la Fig. 13A-A;

[0033] Fig. 13B: Fig. 13B illustre des propriétés de la réponse fréquentielle obtenue avec le signal d’oscillateur effectif selon la Fig. 13A-B;

[0034] Fig. 14: Fig. 14 illustre des propriétés temporelles de signaux de commande utilisables dans un circuit mélangeur selon la Fig. 13A;

[0035] Fig. 15: Fig. 15A compare les propriétés temporelles de deux signaux d’oscillateur effectifs; Fig. 15B compare les propriétés de la réponse fréquentielle obtenue avec les deux signaux d’oscillateur effectifs selon la Fig. 15A;

[0036] Fig. 16A: Fig. 16A-A représente de manière schématique un circuit mélangeur à deux étages de gain; Fig. 16A-B représente de manière schématique un circuit mélangeur à un étage de gain;

[0037] Fig. 16B: Fig. 16B illustre des propriétés temporelles de signaux de commande utilisables dans un circuit mélangeur selon la Fig. 16A-A ou 16A-B;

[0038] Fig. 17: Fig. 17A illustre des propriétés temporelles d’un premier signal d’oscillateur effectif obtenu à partir de signaux de commande selon la Fig. 16B; Fig. 17B illustre des propriétés temporelles d’un deuxième signal d’oscillateur effectif obtenu à partir de signaux de commande selon la Fig. 16B; Fig. 17C illustre des propriétés temporelles d’un signal d’oscillateur effectif obtenu à partir de signaux de commande selon la Fig. 16B dans un circuit mélangeur selon la Fig. 16A-A ou 16A-B;

[0039] Fig. 18: Fig. 18A illustre des propriétés de la réponse fréquentielle obtenue avec le signal d’oscillateur effectif selon la Fig. 17A; Fig. 18B illustre des propriétés de la réponse fréquentielle obtenue avec le signal d’oscillateur effectif selon la Fig. 17B; Fig. 18C illustre des propriétés de la réponse fréquentielle obtenue avec le signal d’oscillateur effectif selon la Fig. 17C;

[0040] Fig. 19: Fig. 19A représente de manière schématique un circuit mélangeur à deux étages de gain; Fig. 19B représente de manière schématique un circuit mélangeur à un étage de gain;

[0041] Fig. 20: Fig. 20 illustre des propriétés temporelles de signaux de commande utilisables dans un circuit mélangeur selon la Fig. 19A ou 19B;

[0042] Fig. 21 : Fig. 21 A illustre des propriétés temporelles d’un premier signal d’oscillateur effectif obtenu à partir de signaux de commande selon la Fig. 20; Fig. 21 B illustre des propriétés temporelles d’un deuxième signal d’oscillateur effectif obtenu à partir de signaux de commande selon la Fig. 20; Fig. 21 C illustre des propriétés temporelles d’un signal d’oscillateur effectif total obtenu à partir de signaux de commande selon la Fig. 20 dans un circuit mélangeur selon la Fig. 19A ou 19B;

[0043] Fig. 22: Fig. 22A illustre des propriétés de la réponse fréquentielle obtenue avec le signal d’oscillateur effectif selon la Fig. 21A; Fig. 22B illustre des propriétés de la réponse fréquentielle obtenue avec le signal d’oscillateur effectif selon la Fig. 21 B; Fig. 22C illustre des propriétés de la réponse fréquentielle obtenue avec le signal d’oscillateur effectif selon la Fig. 21 C;

[0044] Fig. 23: Fig. 23A représente de manière schématique un circuit mélangeur à deux étages de gain; Fig. 23B représente de manière schématique un circuit mélangeur à un étage de gain;

[0045] Fig. 24: Fig. 24 illustre des propriétés temporelles de signaux de commande utilisables dans un circuit mélangeur selon la Fig. 23A ou 23B;

[0046] Fig. 25: Fig. 25A représente de manière schématique un circuit mélangeur à deux étages de gain; Fig. 25B représente de manière schématique un circuit mélangeur à un étage de gain;

[0047] Fig. 26: Fig. 26 illustre des propriétés temporelles de signaux de commande utilisables dans un circuit mélangeur selon la Fig. 25A ou 25B;

[0048] Fig. 27: Fig. 27 représente de manière schématique un circuit mélangeur différentiel selon un exemple de réalisation;

[0049] Fig. 28: Fig. 28A illustre des propriétés temporelles d’un premier signal d’oscillateur effectif obtenu à partir de signaux de commande selon la Fig. 26; Fig. 28B illustre des propriétés temporelles d’un deuxième signal d’oscillateur effectif obtenu à partir de signaux de commande selon la Fig. 26 ; Fig. 28C illustre des propriétés temporelles d’un signal d’oscillateur effectif total obtenu à partir de signaux de commande selon la Fig. 26 dans un circuit mélangeur selon la Fig. 27 ;

[0050] Fig. 29: Fig. 29A illustre des propriétés de la réponse fréquentielle obtenue avec le signal d’oscillateur effectif selon la Fig. 28A; Fig. 29B illustre des propriétés de la réponse fréquentielle obtenue avec le signal d’oscillateur effectif selon la Fig. 28B; Fig. 29C illustre des propriétés de la réponse fréquentielle obtenue avec le signal d’oscillateur effectif selon la Fig. 28C.

[0051] Dans les figures, les différentes parties identifiées par les lettres -A-, -B-, -C-, -D- ou -E- sont notées Fig. 3A-A ou Fig. 3A-B, etc, dans le cas d’exemple d’une figure identifiée avec numéro et lettre comme la Fig. 3A ou Fig. 1 A, Fig. 1 B dans le cas d’exemple d’une figure identifiée avec numéro comme la Fig. 1.

[0052] Description détaillée

[0053] Le principe d’une structure de circuit mélangeur à N chemins est représenté sur la Fig. 1A. Dans un tel circuit mélangeur les N=4 chemins sont connectés à un nœud d’entrée commun auquel est généré un signal d’entrée Vin. Chaque chemin comprend une capacité Ci (i=1 à 4). Chaque chemin peut être ouvert ou fermé par un interrupteur Si (i=1 à 4). Un chemin est configuré pour générer un signal de sortie de branche aux bornes de cette capacité Ci. Le signal de sortie du circuit sur chaque chemin correspond à un signal obtenu par mélange du signal d’entrée avec le signal d’oscillateur local eflo(t).

[0054] Ce circuit mélangeur effectue dans chaque chemin un échantillonnage (uniforme dans cet exemple) d’un signal radio fréquence (RF) d’entrée Vin par un signal d’oscillateur local (OL) carré lo(t), de rapport cyclique rc=1/N, transmis vers N capacités C1 à CN (N=4 sur la Fig. 1A) de sortie à travers N interrupteurs S1 à SN. Sur la Fig. 1A, où une branche seulement relie la capacité Ci au nœud d’entrée, chaque couple interrupteur Si / capacité Ci forme un chemin.

[0055] Le mélange du signal RF avec le signal fondamental des signaux d’OL à la fréquence F0 réalise une transposition en fréquence qui est la fonction d’un mélangeur RF. En plus de réaliser un mélange de fréquences, le circuit mélangeur est sélectif en fréquence. Ce circuit mélangeur peut servir à réaliser un filtre RF dans lequel le signal RF est échantillonné à nouveau pour être re-transposé dans la bande de fréquence RF de départ.

[0056] Les signaux de commande associés aux interrupteurs S1 à SN sont représentés sur la partie gauche de la Fig. 1A : chaque signal de commande est un signal carré lo(t) de période T0 et est retardé de T0/N par rapport au signal de commande précédent (S1 , S2, ...SN). Il n’y a donc pas de recouvrement temporel entre les différents signaux de commande S1 à SN.

[0057] La Fig. 1 B représente les variations temporelles du signal d’oscillateur local lo(t) utilisé pour commander chacun des interrupteurs de la Fig. 1A. Ce signal d’oscillateur local est également appelé signal de commande. Ce signal de commande est un signal carré de période T0 avec un rapport cyclique de 1/N=1/4.

[0058] Les raies spectrales dessinées en pointillés sur la Fig. 1C représente le spectre EFLO(f) du signal d’oscillateur effectif eflo(t) et correspondent aux maximums (pics) dans la réponse fréquentielle H(f). La présence des harmoniques dans le spectre EFLO(f) du signal d’oscillateur local périodise la réponse fréquentielle du mélangeur (H(f)) telle que représenté sur la figure 1C.

[0059] Dans ce document, on note Hi le rang du i ^ème harmonique non rejeté dans la réponse fréquentielle. Par convention, H0=1. Comme illustré par l’exemple de la Fig. 1C, le spectre EFLO(f) comprend des harmoniques de rang H0=1 , H1 =2, H2=3, H3=5, H4=6, H5=7 mais ne présente pas d’harmonique aux rangs p*N pour p entier positif. Ce qui revient à dire que les harmoniques de rang i=p*N sont nulles, les harmoniques non nulles étant aux fréquences i*F0 pour i entier positif et i p*N.

[0060] Du fait de la présence de ces harmoniques aux fréquences i*F0 dans le spectre des signaux de commande Si(t) appliqués sur les interrupteurs, les composantes fréquentielles présentes dans le spectre du signal d’entrée RF aux fréquences i*F0 seront aussi transposées à la même fréquence que le signal utile par effet de repliement spectral et provoqueront des interférences entre ces harmoniques aux fréquences i*F0 et les fréquences correspondantes dans le signal d’entrée RF.

[0061] Ce phénomène limite l’utilisation des mélangeurs à N chemins et plusieurs solutions ont été proposées pour palier à ce problème. Une solution à ce problème repose sur l’utilisation d’une structure différentielle.

[0062] La Fig. 2A représente un circuit mélangeur à N chemins à structure différentielle. Chaque chemin i=1 à N comprend deux branches connectées en différentiel permettant de transmettre le signal RF Vin d’entrée et son opposé sur deux interrupteurs pilotés par des signaux de commande, retardés l’un par rapport à l’autre d’une demi-période TO/2. [0063] La Fig. 2B représente les variations temporelles des signaux de commandes des interrupteurs Si+(t) et Si-(t) dans le domaine temporel pour i=1 , 2 et N. Par exemple, le premier chemin comprend 2 interrupteurs commandés respectivement par des signaux S1+ et S1 -, retardés l’un par rapport à l’autre d’une demi-période. De même pour le deuxième chemin et les signaux S2+ et S2- et ainsi de suite pour tous les autres chemins jusqu’au chemin N utilisant les signaux SN+ et SN-.

[0064] Lorsque deux branches sont ainsi connectées en différentiel, le chemin i est alors équivalent à un mélangeur élémentaire piloté par un signal d’oscillateur effectif (eflo(t)) égal à la différence des signaux d’OL Si+(t) et Si-(t), soit eflo(t)= Si+(t) - Si-(t). Comme représenté à la Fig. 2C, où pour exemple N=4, le signal d’oscillateur effectif est la différence de 2 signaux carrés de période T0, de rapport cyclique rc=1/N avec N=4, et déphasés de TO/2 entre eux. Comme représenté à la Fig. 2D, le spectre EFLO(f) ne contient pas d’harmonique paire : les harmoniques de rang pair ont été rejetés du fait de la structure différentielle. En conséquence, la bande de réjection de ce mélangeur est augmentée et le premier harmonique qui vient générer des interférences est celui de rang H1 =3 comme le montre la Fig. 2D : des pics de fréquence sont présents aux fréquences 3*F0, 5*F0, 7*F0, etc, correspondant aux harmoniques non rejetés mais pas aux fréquences 2*F0, 4*F0, etc, correspondant aux harmoniques rejetés.

[0065] Afin d’améliorer encore la réjection d’harmoniques, des architectures de circuit mélangeur à plusieurs branches par chemin ont été proposées. La Fig. 3A-A est un exemple d’une telle architecture. Les branches contiennent des amplificateurs dont les gains sont calculés de sorte qu’ils correspondent aux valeurs d’une sinusoïde échantillonnée uniformément à des instants réguliers i*T0/N avec i=1 à N (N=8 dans cet exemple). Le nombre de branches est théoriquement égal au nombre d’échantillons de sinusoïde à générer, soit N=8, mais dans le cas présent les 2 branches devant être connectées à un amplificateur de gain nul n’ont pas besoin d’être réalisées. Les 6 autres sont reliées 2 par 2 en différentiel à un même amplificateur.

[0066] Les signaux de commande S1 à S8 représentés à la Fig. 3A-B sont décalés temporellement les uns par rapport aux autres. Les signaux de commandes sont des signaux carrés, de rapport cyclique rc=1/N=1/8 sur la Fig. 3A-B, décalés temporellement de T0/N=T0/8 sur la Fig. 3A-B, les uns par rapport aux autres et sans recouvrement temporel entre eux.

[0067] Comme représenté sur la Fig. 3A-C, le circuit mélangeur complet est équivalent à un circuit de mélange du signal RF d’entrée avec un signal d’oscillateur effectif eflo(t) et générant en sortie un signal BB, dit signal de bande de base, le signal eflo(t) étant ici une sinusoïde échantillonnée à la fréquence N*F0.

[0068] Le signal de commande à appliquer à un interrupteur est choisi en fonction du gain de l’amplificateur auquel cet interrupteur est connecté de sorte que la somme pondérée par les gains des amplificateurs des signaux de commande S1 à S8 produise, dans chaque chemin, un signal d’oscillateur effectif correspondant à une sinusoïde échantillonnée avec un pas de T0/N avec N=8. Cette sinusoïde échantillonnée est représentée à la Fig. 3B-D et correspond au cas d’un circuit mélangeur à structure différentielle avec N=8.

[0069] La réponse fréquentielle H(f) est représentée à la Fig. 3B-E et les positions des pics de cette réponse fréquentielle correspondent aux fréquences des harmoniques non rejetés dans le spectre en fréquence EFLO(f). Comme cela est visible, le premier harmonique non rejeté est de rang H1 =7 et le second harmonique non rejeté est de rang H2=9. Par conséquent, la bande de réjection du mélangeur est augmentée et le premier harmonique qui vient générer des interférences est celui de rang 7.

[0070] Il apparait que le nombre d’échantillons H et le nombre de phases G différentes dans les signaux de commande dans chaque chemin est un critère important de la réjection d’harmonique et non le nombre de chemins N. Par la suite, c’est ce nombre de phase G qui sera considéré. Le nombre d’échantillons H par période peut être égal au nombre total G de phases des signaux de commande générés par période TO. Il est à noter qu’on inclut dans le nombre d’échantillons H considéré ici les échantillons de valeur nulle. Le nombre de signaux de phases distinctes est également égal au nombre total de signaux de commande.

[0071] Une architecture générale de circuit mélangeur à réjection d’harmonique à N chemins est représentée sur la Fig. 4. Cette architecture générique comprend N chemins. Chaque chemin comprend H branches connectées en parallèle pour générer H échantillons de sinusoïde à des instants réguliers h*T0/H avec h=0 à H-1 , chaque branche servant à générer un de ces H échantillons et incluant un amplificateur dont la valeur du gain correspond à la valeur de l’échantillon de la sinusoïde.

[0072] Les gains des amplificateurs correspondent aux valeurs d’échantillons d’une sinusoïde échantillonnée à la fréquence H*F0 avec F0=1/T0 et sont donnés par l’équation Math.1 normalisée.

[0073] [Math.1]

[0074] Il est à noter que lorsque la valeur de l’échantillon de sinusoïde est égale à zéro, il n’est pas nécessaire de prévoir une branche correspondante de gain nul : ainsi le nombre effectif de branches dans un chemin peut être inférieur à H.

[0075] Les architectures dites « conventionnelles » à N chemins à réjection d’harmoniques utilisent une telle architecture générale avec un signal effectif eflo(t) synthétisé à partir d’une sinusoïde échantillonnée tous les T0/H avec H=N.

[0076] Dans les architectures à réjection d’harmoniques, il est possible de réduire le nombre N de chemins tout en ayant le même taux de réjection d’harmonique. Le taux de réjection est directement lié au nombre H d’échantillons et ce nombre H est utilisé pour fixer le rapport cyclique des signaux de commande à rc=1/H. De telles architectures « conventionnelles » rejettent les harmoniques jusqu’à l’harmonique de rang (H-1 ) (non comprise).

[0077] Les amplificateurs peuvent être placés en amont des chemins, avant les interrupteurs, comme sur la Fig. 4, on parle alors d’architecture « LNA first », ou bien comme sur la Fig. 5A, on parle alors d’architecture « mixer first ». Dans les deux cas, le principe de la réjection d’harmoniques est le même. Dans tous les modes de réalisation décrit dans ce document, il est possible d’opter soit pour une architecture « mixer first » ou « LNA first ». Par souci de simplification, seules les architectures « LNA first » seront décrites en détail ici.

[0078] Les signaux de commande S1 à SH (par exemple H=8) adaptés au circuit mélangeur de la Fig. 4 sont représentés à la Fig. 4 à gauche. Si on ordonne ces signaux par ordre d’occurrence de leur front montant (c’est-à-dire par ordre de déphasage croissant), un signal est décalé temporellement de T0/H par rapport au précédent de T0/H. De la même manière, les signaux de commande S1 à S8 adaptés au circuit mélangeur de la Fig. 5A sont représentés à la Fig. 5B. Si on ordonne ces signaux par ordre d’occurrence de leur front montant (par ordre de déphasage croissant), un signal est décalé temporellement de TO/8 par rapport au précédent de TO/8. Ce qui correspond à des déphasages successifs distincts de 45°, 90°, 135°, etc.

[0079] Le tableau 1 reproduit à la Fig. 6 donne les différentes valeurs de gain G0 à G13 et les ordres de réjection (Hr=H-2) pour des architectures dites « conventionnelles » jusqu’à H=14. Les architectures de circuit mélangeur à N chemins à réjection d’harmoniques où H=N sont nommées de façon conventionnelle HR-N-PM (Harmonie Rejection N-Path Mixer). Ainsi la dénomination HR-6-PM désigne des structures rejetant les harmoniques jusqu’au rang 5 non inclus, la dénomination HR-8-PM désigne des structures rejetant jusqu’à l’ordre 7 non inclus. Plus généralement la dénomination HR-N- PM désigne des structures rejetant jusqu’à l’ordre (N-1 ) non inclus.

[0080] Dans les architectures dites « conventionnelles » le nombre d’échantillons H est égal au nombre de phases G par période T0 et est choisi égal au nombre de chemins N, chacun des signaux de commande étant décalé temporellement de T0/H par rapport au signal de commande précédent. Mais la valeur de H peut différer de N et de G dans le cas général.

[0081] Le tableau de la Fig. 6 donne en colonne Hg le nombre d’amplificateurs différentiels pour les N chemin et en colonne Sw le nombre d’interrupteurs pour les N chemins pour une structure HR-N-PM, avec H=N. Le nombre d’amplificateurs différentiels par chemin est égal à Hg, car les amplificateurs différentiels sont mutualisés entre les chemins. Le nombre d’interrupteur par chemin est égal à Sw/N. La colonne Hf donne le nombre effectif de branches par chemin. On peut voir que la complexité des mélangeurs à N chemins à réjection d’harmoniques croît avec le rang de la plus petite harmonique que l’on souhaite rejeter. Par exemple, en se basant sur ce tableau de la Fig. 6, pour rejeter jusqu’au 6 ^ème harmonique inclus il faut une structure d’ordre N=H=8 avec Hf=6 branches par chemin, chaque chemin comprenant 6 interrupteurs et 3 amplificateurs différentiels différents de gains respectifs G0 à G7 (+1 / -1 , +1 ,41 / -1 ,41 , +1 / 1 ), aucune branche n’étant prévue pour les 2 échantillons de valeur nulle. Ce qui fait un total de 6*8=48 interrupteurs et 3 amplificateurs différentiels pour le circuit mélangeur comme représenté à la Fig. 4.

[0082] La complexité des mélangeurs à N chemins à réjection d’harmoniques croit ainsi avec le rang de la plus petite harmonique que l’on souhaite rejeter. D’une part, cela entraine une surconsommation de la puissance et de la surface du circuit, ce qui réduit le champ des applications, notamment pour réaliser des systèmes à large bande qui nécessitent des réjections d’harmoniques de rang élevé. D’autre part, le calibrage du circuit se complexifie lorsque le nombre d’amplificateurs croît. En effet, cette architecture est très sensible au « dés-appairage » des gains des amplificateurs entre les différentes branches d’un chemin comme les branches de gain opposé par exemple et des systèmes de calibration complexes sont nécessaires pour atteindre de bonnes performances. Ces limitations viennent du fait qu’elles utilisent un signal effectif eflo(t) synthétisé à partir d’une sinusoïde échantillonnée uniformément à la fréquence H*F0, avec un signal d’horloge de rapport cyclique égal à 1/H.

[0083] On définit l’ordre d’un mélangeur par rapport à l’ordre qu’aurait un mélangeur à réjection d’harmonique conventionnel HR-H-PM pour lequel H=G=N. Dans le cas général, un mélangeur est dit d’ordre H lorsque le premier harmonique à apparaître dans EFLO est l’harmonique de rang H-1.

[0084] Première méthode de réjection d’harmonique

[0085] Selon la présente description, une première méthode de réjection d’harmonique consiste à utiliser des signaux de commandes présentant des rapports cycliques égaux à i/M avec M différent de G, G étant égal au nombre de phases distinctes dans les signaux de commande et i variant de 1 à M-1 . Cette propriété permet de synthétiser des signaux effectifs eflo(t) spécifiques permettant d’améliorer les performances des architectures existantes par réjection d’harmoniques d’ordre supérieur ou bien d’obtenir des performances équivalentes à niveau de complexité inférieur, avec un nombre de branches et d’amplificateurs réduit. En réduisant le nombre d’amplificateurs nécessaire, l’appairage est simplifié. De plus la consommation décroît et la surface utilisée diminue.

[0086] Ainsi, des signaux de commande de rapport cyclique i/M sont utilisés où M est différent de G de sorte que le rapport cyclique n’est ni égal à 1/G ni multiple de 1/G. Un exemple de signal de commande de rapport cyclique rc=1/3 (M=3) et de période T0 est représenté à la Fig. 7A.

[0087] Le spectre d’un signal carré de rapport cyclique 1/M et de période T0 est donné par l’équation Math.22 ci-dessous, régie par la convolution d’un signal porteur g(t), de largeur T0/M=1/(MF0) et d’amplitude 1 , par un peigne de Dirac, noté dans Math.21 [0088] [Math.21]

[0090] La présence de la fonction sinus cardinal (sine) fait apparaitre un zéro dans le spectre aux fréquences multiples de M*F0 comme représenté sur la Fig. 7B pour M=3. Ainsi l’utilisation de signaux de commande ayant des rapports cycliques multiples de 1/M annule les harmoniques de rang k*M (les harmoniques de rang 3, 6, 9 etc dans l’exemple de la Fig. 7B).

[0091] Deuxième méthode de réjection d’harmonique

[0092] Selon la présente description, une deuxième méthode de réjection d’harmonique consiste à appliquer un retard de T0/2P à un premier groupe de signaux de commande d’un chemin, qui synthétise un premier signal d’oscillateur effectif efloa(t), par rapport à un deuxième groupe de signaux de commande du même chemin, qui synthétise un deuxième signal d’oscillateur effectif eflob(t), où P est le rang d’un harmonique (ici impair) à rejeter, le signal d’oscillateur effectif correspondant à la somme du premier signal effectif et du deuxième signal effectif.

[0093] Les signaux de commande sont groupés dans deux groupes de signaux : le premier signal effectif est égal à la somme pondérée par les gains des amplificateurs des signaux de commande d’un premier groupe de signaux et le deuxième signal effectif est égal à la somme pondérée par les gains des amplificateurs des signaux de commande d’un deuxième groupe de signaux, chaque signal de commande du deuxième groupe étant déphasé de T0/2P par rapport à un signal correspondant du premier groupe.

[0094] Le principe repose ainsi sur la combinaison des deux signaux efloa(t) et eflob(t) : le signal eflob(t) est retardé par rapport au premier signal efloa(t) d’une valeur égale à A=T0/2P pour supprimer un harmonique de rang P présente dans le signal efloa(t). D’après la propriété du retard de la transformée de Fourier rappelée par l’équation Math.3, le retard périodise le spectre et l’harmonique de rang P devient opposée à celle du signal d’origine selon l’équation Math.4 permettant ainsi sa suppression lors de la recombinaison (par sommation dans le domaine temporel eflo(t)= efloa(t)+ eflob(t) et également sommation dans le domaine spectral EFLO(f)=EFLOa(f)+EFLOb(f)).

[0095] [Math.3] eflo _b (t) = eflo _a (t ^) EFLO _b (f) = EFLO _a (f). e ^2p fo

[0096] [Math.4] EFLO _b (Pf ₀ ) = EFLO _a (Pfo).e~ ⁱⁿ = -EFLO _a (Pf ₀ )

[0097] La première méthode de réjection d’harmoniques par utilisation de signaux de commande ayant des rapports cycliques égaux à i/M, peut être combinée avec la deuxième méthode de réjection d’harmonique par utilisation d’un retard 1/2P. Il est ainsi possible d’améliorer encore la réjection d’harmonique à complexité de structure de circuit égale.

[0098] Ainsi en utilisant des signaux de commandes spécifiques, générés selon la première méthode et/ou selon la deuxième méthode, pour un circuit mélangeur à réjection d’harmonique à N chemins à architecture différentielle, qui, avec une architecture de circuit « classique » d’ordre H aboutirait à un signal d’oscillateur effectif eflo(t) comprenant des premiers harmoniques impairs non-rejetés de rang H1 et H2 (typiquement H1= H-1 et H2=H+1 pour une architecture différentielle) respectivement, avec H1<H2, on peut : soit rejeter l’harmonique de rang H1 en utilisant la première méthode en fixant M=H1 , et, optionnellement, rejeter en outre l’harmonique de rang H2 en utilisant la deuxième méthode en fixant P=H2 ; soit rejeter l’harmonique de rang H1 en utilisant la deuxième méthode en fixant P=H1 , et, optionnellement, rejeter en outre l’harmonique de rang H2 en utilisant la première méthode en fixant M=H2.

[0099] Différents exemples vont être décrits plus en détail. Dans ces différents exemples les signaux de commandes sont toujours des signaux d’oscillateur carrés (appelés également signaux rectangulaires).

[0100] Exemple #1

[0101] Un exemple d’application de la première méthode de réjection d’harmonique va être décrit pour une structure de mélangeur à N chemins classique de type HR-6-PM (ordre 6). Cet exemple illustre l’amélioration des performances en termes de réjection d’harmonique sans augmenter la complexité de l’architecture.

[0102] Une structure conventionnelle de mélangeur à réjection d’harmoniques classique avec N=H=6 nécessite 2 gains unitaires (GO, G1 (+1 / -1 , +1 / 1 ) selon le tableau de la Fig. 6). Une architecture différentielle à 2 amplificateurs est illustrée par la Fig. 8A. En variante, l’architecture différentielle peut être implémentée avec un seul amplificateur selon ce qui est représenté par la Fig. 8B.

[0103] Dans un circuit mélangeur à réjection d’harmoniques à N chemins, chaque chemin comprend une capacité et plusieurs branches connectées en parallèle, chaque branche comprenant un interrupteur connecté d’un coté à un amplificateur et de l’autre coté à la capacité du chemin. Chaque chemin est configuré pour échantillonner le signal d’entrée au moyen des interrupteurs dans les branches du chemin concerné, intégrer les signaux échantillonnés au moyen de la capacité du chemin et générer aux bornes de la capacité du chemin un signal de sortie.

[0104] Dans cet exemple, d’un chemin à un autre, une permutation circulaire est effectuée dans l’ensemble des signaux de commande. Par exemple, les interrupteurs du premier chemin comprennent les signaux S1 , S2, S4, S5, les interrupteurs du deuxième chemin comprennent les signaux S2, S3, S5, S6, les interrupteurs du troisième chemin comprennent les signaux S3, S4, S6, S1 , etc. Ce principe est général et applicable à toutes les architectures présentées.

[0105] Dans les architectures conventionnelles, les signaux de commande Si(t) ont un rapport cyclique de 1/6 comme représenté sur la Fig. 9A. La Fig. 9A montre les signaux de commande dans le domaine temporel destinés à commander de façon conventionnelle les interrupteurs du circuit mélangeur de la Fig. 8A ou 8B. La Fig. 9B montre le signal d’oscillateur local effectif eflo(t), obtenu avec ces signaux de commande, dans le domaine temporel. La Fig. 9C montre la réponse fréquentielle H(f) obtenue avec ce signal d’oscillateur local effectif EFLO(f).

[0106] La Fig. 9A montre que les 6 signaux de commande de période T0 et de rapport cyclique rc= 1/6 (de largeur TO/6) sont sans recouvrement dans le domaine temporel. La structure est d’ordre 6 et permet de rejeter les harmoniques jusqu’au rang 5 (non compris) comme le montre les pics de la réponse en fréquence de la Fig. 9C correspondant aux harmoniques de rang 1-11 =5 et H2=7.

[0107] En appliquant la première méthode de réjection d’harmonique par modification du rapport cyclique des signaux de commande, on peut supprimer l’harmonique de rang 5. Dans cet exemple, on utilise un groupe de G=6 signaux de commande de phases distinctes et le nombre de niveaux distincts (correspondant au nombre d’échantillons dans le cas présent d’un échantillonnage non-uniforme) par période dans eflo est égal à 8. On utilise un rapport cyclique multiple rc=i/5 (M=G-1 =5), soit un rapport cyclique rc=i/M, ce qui permet d’annuler l’harmonique de rang H1=G-1 =5. Chaque signal de commande présente un déphasage égal à T0/G par rapport à un précédent signal de commande dans le groupe de signaux.

[0108] Les FIGS. 10A-10D montrent les signaux de commandes S1 à S6 dans les cas de rapport cyclique i/5 : rc=1/5 ; rc=2/5 ; rc=3/5 ; rc=4/5 respectivement. Les 6 signaux de commande S1 à S6 sont carrés de période T0 et de largeur i*T0/5, induisant un recouvrement temporel non nul entre deux signaux consécutifs.

[0109] La Fig. 11A montre, dans le domaine temporel, le signal d’oscillateur local effectif eflo(t) obtenu avec les signaux de commande de rapport cyclique rc=1/5 de la Fig. 10A. La Fig. 12A montre la réponse fréquentielle H(f) obtenue avec le signal d’oscillateur local effectif de la Fig. 11 A. Cette réponse fréquentielle présente un pic à une fréquence correspondant à un harmonique non rejeté de rang H2=7, l’harmonique de rang 1-11=5 ayant été rejeté dans le spectre du signal d’oscillateur local en fixant M=5 de sorte que le pic correspondant dans la réponse fréquentielle a disparu.

[0110] La Fig. 11 B montre dans le domaine temporel le signal d’oscillateur local effectif eflo(t) obtenu avec les signaux de commande de rapport cyclique rc=2/5 de la Fig. 10B. La Fig. 12B montre la réponse fréquentielle H(f) obtenue avec le signal d’oscillateur local effectif de la Fig. 11 B. Cette réponse fréquentielle présente un pic à une fréquence correspondant à un harmonique non rejeté de rang H2=7, l’harmonique de rang 1-11=5 ayant été rejeté dans le spectre du signal d’oscillateur local en fixant M=5 de sorte que le pic correspondant dans la réponse fréquentielle a disparu.

[0111] La Fig. 11C montre dans le domaine temporel le signal d’oscillateur local effectif eflo(t) obtenu avec les signaux de commande de rapport cyclique rc=3/5 de la Fig. 10C. La Fig. 12C montre la réponse fréquentielle H(f) obtenue avec le signal d’oscillateur local effectif de la Fig. 11 C. Cette réponse fréquentielle présente un pic à une fréquence correspondant à un harmonique non rejeté de rang H2=7, l’harmonique de rang 1-11 =5 ayant été rejeté dans le spectre EFLO(f) en fixant M=5 de sorte que le pic correspondant dans H(f) a disparu.

[0112] La Fig. 11 D montre dans le domaine temporel le signal d’oscillateur local effectif eflo(t) obtenu avec les signaux de commande de rapport cyclique rc=4/5 de la Fig. 10D. La Fig. 12D montre la réponse fréquentielle H(f) obtenue avec le signal d’oscillateur local effectif de la Fig. 11 D. Cette réponse fréquentielle présente un pic à une fréquence correspondant à un harmonique non rejeté de rang H2=7, l’harmonique de rang 1-11 =5 ayant été rejeté dans le spectre EFLO(f) en fixant M=5 de sorte que le pic correspondant dans H(f) a disparu.

[0113] Ainsi, en utilisant la même architecture mais contrôlée par des signaux de commande ayant des rapports cycliques égaux à 1/5 ou 2/5 ou 3/5 ou 4/5, comme présentés sur les Fig. 10A-10D la structure rejette les harmoniques jusqu’au rang 7 (non compris) au lieu du rang 5 (non compris) dans la version classique.

[0114] Exemple #2

[0115] Un autre exemple d’application de la première méthode de réjection d’harmonique va être décrit pour une structure de mélangeur à N chemins classique de type HR-8-PM. Cet exemple illustre l’amélioration des performances en termes de réjection d’harmonique sans augmenter la complexité de l’architecture.

[0116] Théoriquement les architectures différentielles d’ordre 8 (N=H=8) comprennent 4 banches différentielles pour synthétiser les 8 échantillons de la sinusoïde. Dans la pratique, 2 échantillons étant nuis, il suffit de 3 branches différentielles pour synthétiser les 6 échantillons non nuis. Ainsi une structure à N=8 chemins et 3 branches différentielles par chemin est utilisable comme représenté sur la Fig. 13A-A.

[0117] Dans les architectures conventionnelles, les signaux de commande Si(t) (i=1 à 8) sont des signaux carrés de période T0 avec un rapport cyclique de rc=1/8, sans recouvrement temporel entre eux. Les signaux de commande Si(t) permettent d’obtenir un signal d’oscillateur effectif eflo(t) comme celui représenté sur la Fig. 13B.

[0118] La structure est d’ordre 8 et permet de rejeter les harmoniques jusqu’au rang 7 (non compris) comme le montre la Fig. 13B représentant la réponse fréquentielle H(f). [0119] En appliquant la première méthode de réjection d’harmonique par modification du rapport cyclique des signaux de commande, on peut supprimer l’harmonique de rang 7. Dans cet exemple, on utilise un groupe de G=8 signaux de commande de phases distinctes et le nombre de niveaux distincts (correspondant au nombre d’échantillons dans le cas présent d’un échantillonnage non-uniforme) par période obtenus dans eflo(t) est égal à 12. On utilise un rapport cyclique multiple de 1/7 (M=G-1 =7), soit un rapport cyclique rc=i/M, ce qui permet d’annuler l’harmonique de rang G-1 =7. Chaque signal de commande présente un déphasage égal à T0/G par rapport à un précédent signal de commande dans le groupe de signaux.

[0120] La Fig. 14 montre dans le domaine temporel les G=8 signaux de commande carrés Si (i=1 à 8), de période T0 et de rapport cyclique 1/7 (donc de largeur TO/7) destinés à commander les interrupteurs du circuit mélangeur de la Fig. 13A-A. Ceci induit un recouvrement temporel non nul entre deux signaux consécutifs Si(t) et S(i+1 )(t).

[0121] Dans cet exemple, d’un chemin à un autre, une permutation circulaire est effectuée dans l’ensemble des signaux de commande S1 à S8 lorsqu’on ordonne les signaux dans l’ordre d’occurrence du premier front de signal montant comme représenté en Fig. 14. Par exemple, les interrupteurs du premier chemin comprennent les signaux

57, S3, S6, S2, S5, S1 , les interrupteurs du deuxième chemin comprennent les signaux

58, S4, S7, S3, S6, S2, etc. En pratique, le signal à appliquer à un interrupteur est choisi en fonction du gain de l’amplificateur auquel cet interrupteur est connecté de sorte que la somme pondérée par les gains des amplificateurs de ces signaux produise dans chaque chemin un signal d’oscillateur effectif correspondant à une sinusoïde échantillonnée avec un pas de T0/H.

[0122] La Fig. 15A montre la différence entre un signal d’oscillateur effectif eflo(t) avec un rapport cyclique rc=1/8 selon la Fig. 13B et un signal d’oscillateur effectif eflo(t) de rapport cyclique rc=1/7 selon la Fig. 14A: dans cet exemple on a 12 niveaux électriques (échantillons non-uniformes) par période T0 avec un déphasage de TO/8 d’un signal au précédent. La résolution temporelle est ainsi augmentée (T0/56=T0/7-T0/8).

[0123] Comme illustré par la réponse fréquentielle de la Fig. 15B, en utilisant la même architecture selon la Fig. 13A-A contrôlée par des signaux de commande ayant un rapport cyclique égal à rc=1/7 (M=G-1 =7), tels que ceux de la Fig. 14, la structure rejette les harmoniques jusqu’au rang H2=9 (non compris) au lieu du rang 1-11 =7 (non compris) dans la version classique obtenue en utilisant les signaux de commande de rapport cyclique rc=1/8 correspondant au signal d’oscillateur effectif de la Fig. 13B.

[0124] En outre, comme expliqué pour l’exemple #1 au regard des figures Figs. 10A-10D, dans l’exemple #2 le rapport cyclique peut être égal à i/7 avec i entier compris entre 1 et M-1 =6, les signaux de commande S1 à S8 carrés de période T0 et de largeur i*T0/7, induisant un recouvrement temporel non nul entre deux signaux consécutifs Si(t) et S(i+1 )(t).

[0125] En généralisant les exemples #1 et #2, et en se basant sur une structure différentielle rejetant les harmoniques pairs, un circuit mélangeur à réjection d’harmoniques d’ordre H (par exemple de type HR-H-PM) rejette les harmoniques jusqu’à l’ordre H1 =H-1 (non compris). En utilisant la première méthode de réjection d’harmonique, c’est-à-dire en utilisant des signaux de commande ayant des rapports cycliques égaux à i/M avec M=H-1 et i compris entre 1 et M-1 , on peut augmenter la réjection d’harmonique sur les harmoniques impairs au moins jusqu’à l’ordre H2=H+1 (non compris) de sorte que le signal d’oscillateur effectif ne comprend pas d’harmonique de rang H1 =1-1-1 .

[0126] Exemple #3

[0127] Dans cet exemple, on montre comment, en combinant la première méthode de réjection d’harmonique avec la deuxième méthode de réjection d’harmonique, on peut utiliser des architectures de circuit mélangeur à N chemins en utilisant des signaux de commandes configurés pour rejeter les harmoniques de rang H1 (dans cet exemple, H1 = 3) et de rang H2 (dans cet exemple H2= 5).

[0128] On obtient avec une architecture simplifiée un circuit mélangeur à N chemins qui est équivalent à une architecture classique d’ordre plus élevé (H=8). Dans cet exemple, le circuit mélangeur est équivalent à un circuit mélangeur d’ordre 8, de type HR-8-PM, puisque qu’un tel mélangeur classique d’ordre 8 rejette jusqu’à l’harmonique de rang 7 non comprise. Ainsi on obtient avec une architecture simplifiée des performances en termes de réjection d’harmonique qui sont équivalentes à celles d’une architecture plus complexe. Il est donc possible de réduire le nombre de branches et donc le nombre d’amplificateurs, d’interrupteurs et le nombre de signaux à générer.

[0129] Une architecture différentielle équivalente à une structure HR-8-PM d’ordre H=8 avec deux étages de gain est représentée sur la Fig. 16A-A. Cette structure ne nécessite que 2 amplificateurs différentiels identiques de gain 1 , palliant ainsi aux problèmes de dés-appariement. Cette structure utilise N=4 chemins et 16 signaux de commande mais la structure peut comprendre un nombre inférieur de chemins, par exemple seulement N=1 chemin. Une architecture différentielle équivalente à celle de la Fig. 16A-A mais avec un seul étage de gain 1 et un seul chemin est représentée sur la Fig. 16A-B mais la structure peut comprendre un nombre différent de chemins, au maximum N=4 chemins. Dans ces 2 structures, seulement 4 interrupteurs par chemin sont utilisés et tous les gains sont égaux à 1.

[0130] Dans l’exemple de la Fig. 16A-A, on utilise deux groupes de G=4 signaux de commande de phases distinctes et le nombre d’échantillons par période obtenus dans eflo(t) est égal à 8. Le premier (respectivement deuxième) signal effectif, égal à la somme pondérée par les gains des amplificateurs connectés aux branches des signaux de commande du premier (respectivement deuxième) groupe de signaux, comprend 4 niveaux électriques (échantillons non-uniformes) par période. On utilise un rapport cyclique de 1/3 (M=G-1 =3) pour tous les signaux de commande, ce qui permet de rejeter l’harmonique de rang 1-11 =3. Chaque signal de commande d’un groupe de signaux présente un déphasage égal à T0/G par rapport à un précédent signal de commande dans le même groupe de signaux. Chaque signal de commande du deuxième groupe est déphasé par rapport à un signal correspondant du premier groupe d’un retard égal à T0/2P, de sorte à rejeter l’harmonique de rang H2=H1 +2=P=G+1 =5. Ce circuit mélangeur est décrit plus en détail ci-dessous.

[0131] Pour le premier chemin P1 , les signaux de commande Si _a , Ssa, S , Ssb sont utilisés pour commander les interrupteurs des 4 branches et produire un signal d’oscillateur effectif à H=8 échantillons par période T0. De même, pour le deuxième chemin P2, les signaux de commande S2a, S4a, S2b, S4b sont utilisés pour commander les interrupteurs des 4 branches et produire un signal d’oscillateur effectif à H=8 échantillons par période. Pour le troisième chemin P3, les signaux de commande Ssa, Sia, Ssb, S sont utilisés pour commander les interrupteurs des 4 branches et produire un signal d’oscillateur effectif à H=8 échantillons par période. Enfin pour le quatrième chemin P4, les signaux de commandes S4a, S2a, S4b, S2b sont utilisés pour commander les interrupteurs des 4 branches et produire un signal d’oscillateur effectif à H=8 échantillons par période.

[0132] Les signaux de commande sont représentés dans le domaine temporel sur la Fig. 16B. Les signaux de commande sont répartis en deux groupes A et B. Les signaux de commande sont notés Sj _X où i est le numéro d’ordre dans le groupe concerné, avec x=a pour un signal du groupe A et x=b pour un signal du groupe B. [0133] Pour chaque chemin, 2 des 4 signaux de commande du premier groupe A sont combinés pour générer un premier signal d’oscillateur effectif (efloa(t)) et 2 des 4 signaux de commande du deuxième groupe B sont combinés pour générer un deuxième signal d’oscillateur effectif (eflob(t)) déphasé par rapport au premier signal d’oscillateur effectif. [0134] La première méthode de réjection d’harmonique est appliquée en utilisant des signaux de commande carré de rapport cyclique 1/M avec M différent de G=4 (M n’est ni égal à 1/G ni multiple de 1/G). Ici M=3 : les signaux de commande sont tous des signaux carrés de période T0 et de rapport cyclique rc=1/M=1/3 de sorte à rejeter le rang H1 (dans cet exemple, H1 = 3). L’harmonique de rang 1-11 =3 est ainsi rejeté, ainsi que tous les harmoniques de rang multiple de H1 : les harmoniques de rang 6, 9, 12, etc, sont donc également rejetés. En outre, du fait de la structure différentielle, les harmoniques de rang pair sont rejetés. Ainsi le premier harmonique qui apparait en appliquant la première méthode de réjection d’harmonique est l’harmonique de rang H2=5.

[0135] Selon la deuxième méthode de réjection d’harmonique, le deuxième signal d’oscillateur effectif (eflob(t)) est décalé temporellement de A=T0/2P=T0/10 par rapport au premier signal d’oscillateur effectif (efloa(t)) de sorte à supprimer l’harmonique de rang P=H2=5 dans le signal d’oscillateur effectif total, déterminé comme la somme des premier et deuxième signaux d’oscillateur effectifs.

[0136] Dans l’exemple de la Fig. 16B, le premier groupe A est constitué par les signaux Sia, S2a, Ssa, 84a- 82a est décalé d’un quart de période (TO/4) par rapport au signal Si _a . Ssa est décalé d’un quart de période (TO/4) par rapport au signal S2a. S4a est décalé d’un quart de période (TO/4) par rapport au signal Ssa. Si _a est décalé d’un quart de période (TO/4) par rapport au signal S4a. Les signaux Si _a et Ssa, respectivement S2a et S4a, sont ainsi décalés d’une demie période (TO/2) entre eux de sorte à permettre la réalisation d’une structure différentielle dans chaque chemin. En effet, dans une structure différentielle, les signaux de commande de deux branches connectées en différentiel sur un même amplificateur sont toujours décalés d’une demie période TO/2.

[0137] La Fig. 17A montre dans le domaine temporel le premier signal d’oscillateur effectif (efloa(t)) avec H/2=4 échantillons par période T0 obtenu avec les signaux du premier groupe A utilisés dans un chemin. La Fig. 18A montre la réponse fréquentielle Ha(f) obtenue avec le premier signal d’oscillateur effectif (efloa(t)). On observe des pics correspondant aux harmoniques non rejetés de rang H2=5 et H3=7 dans cette réponse fréquentielle.

[0138] Le deuxième groupe B est constitué par les signaux S-it>, S2t>, Ssb, S4t>. S2b est décalé d’un quart de période (TO/4) par rapport au signal S . Ssb est décalé d’un quart de période (TO/4) par rapport au signal S2b. S4b est décalé d’un quart de période (TO/4) par rapport au signal Sab. S est décalé d’un quart de période (TO/4) par rapport au signal S4b. Les signaux S et Ssb, respectivement S2b et S4b, sont ainsi décalés d’une demie période TO/2 entre eux de sorte à permettre la réalisation de la structure différentielle dans chaque chemin.

[0139] La Fig. 17B montre dans le domaine temporel le deuxième signal d’oscillateur effectif (eflob(t)) avec H/2=4 échantillons par période T0 obtenu avec les signaux du deuxième groupe B utilisés dans un chemin. Le décalage de A=T0/2P=T0/(2*5)=T0/10 entre efloa(t) et eflob(t) est visible. La Fig. 18B montre la réponse fréquentielle Hb(f) obtenue avec le deuxième signal d’oscillateur effectif (eflob(t)). On observe des pics correspondant aux harmoniques non rejetés de rang H2=5 et H3=7 dans cette réponse fréquentielle.

[0140] En outre, chaque signal d’indice b du deuxième groupe B est décalé de A=T0/2P=T0/(2*5)=T0/10 par rapport au signal correspondant d’indice a du premier groupe A. Par exemple, le signal S est décalé de A par rapport au signal Si _a ; le signal S2b est décalé de A par rapport au signal S2 _a ; et ainsi de suite.

[0141] Pour chaque chemin, une partie des signaux de commande appartient au groupe A tandis que les autres signaux sont les signaux correspondants dans le groupe B. Par exemple, pour le premier chemin P1 , les signaux de commande sont Sia, Ssa, S , Ssb, avec Si _a , Ssa dans le groupe A et les signaux correspondants S , Ssb dans le groupe B de sorte à obtenir l’effet de réjection d’harmonique dans chaque chemin selon la deuxième méthode de réjection d’harmonique. On notera ainsi que, selon les Fig. 16A-A et Fig. 16A- B, pour le premier chemin, les signaux de commande S , Ssb de la deuxième partie des branches sont décalés de T0/10 par rapport aux signaux de commande Si _a , Ssa de la première partie des branches. Il en va de même pour les deuxième, troisième et quatrième chemins.

[0142] La Fig. 17C montre dans le domaine temporel le signal d’oscillateur effectif total eflo(t)= efloa(t)+ eflob(t) avec H=8 échantillons par période T0 obtenu pour le circuit mélangeur de la Fig. 16A-A ou 16A-B. La Fig. 18C montre la réponse en fréquence H(f) obtenue avec le signal d’oscillateur effectif total. Par rapport aux réponses en fréquence des Figs. 18A et 18B, on observe que le pic correspondant à l’harmonique rejeté de rang H2=5 a été supprimé dans la réponse en fréquence obtenue avec le signal d’oscillateur effectif total, mais que le pic correspondant à l’harmonique non rejeté de rang H3=7 est conservé : ce circuit mélangeur est donc équivalent à un circuit mélangeur d’ordre 8. [0143] Dans l’exemple #3 décrit ici, la première méthode de réjection d’harmonique a été utilisée avec des signaux de commande carré de rapport cyclique 1/M pour rejeter l’harmonique de rang H1 (M=H1 =3=G-1 ) et la deuxième méthode de réjection d’harmonique a été utilisée pour rejeter l’harmonique de rang H2 avec un retard entre les deux signaux d’oscillateur effectif de T0/2P (P=H2=5=G+1 , soit un retard de T0/10).

[0144] Exemple #4

[0145] Dans cet exemple, on montre comment il est possible d’utiliser la première méthode de réjection d’harmonique avec des signaux de commande carré de rapport cyclique 1/M, avec M=H2 de sorte à rejeter l’harmonique de rang H2 (M=H2=5) et la deuxième méthode de réjection d’harmonique pour rejeter l’harmonique de rang H1 avec un retard entre les deux signaux d’oscillateur effectif de T0/2P (P=H1 =3, soit un retard de A=T0/6).

[0146] Une architecture différentielle équivalente à une structure HR-8-PM d’ordre 2H=8 avec deux étages de gain est représentée sur la Fig. 19A. Une architecture différentielle équivalente à celle de la Fig. 19A mais avec un seul étage de gain 1 et un seul chemin est représentée sur la Fig. 19B. Ces architectures sont identiques à celles des Figs. 16A-A et 16A-B respectivement et ne seront pas décrites à nouveau.

[0147] Comme pour l’exemple #3, cette architecture ne nécessite que deux amplificateurs différentiels identiques pour une architecture à deux étages de gain ou un amplificateur différentiel pour une architecture à un étage de gain palliant ainsi aux problèmes de dés- appariement. Tous les gains des amplificateurs sont égaux à 1. Comme pour l’exemple #3 cette architecture peut être réduite à un seul chemin et un seul amplificateur comme présenté sur la Fig. 19B.

[0148] Comme dans l’exemple #3, on utilise deux groupes de G=4 signaux de commande de phases distinctes dans chaque groupe et le nombre de niveau électriques (échantillons non-uniformes) par période dans eflo(t) est égal à 8. Le premier (respectivement deuxième) signal effectif du chemin, égal à la somme des signaux de commande du premier (respectivement deuxième) groupe de signaux pondérée par le gain des amplificateurs connectés aux branches du chemin, comprend 4 échantillons par période. [0149] On utilise dans l’exemple #4 un rapport cyclique rc=1/5 (M=G+1 =5) pour tous les signaux de commande, ce qui permet de rejeter l’harmonique de rang H2=5. Chaque signal de commande d’un groupe de signaux présente un déphasage égal à T0/G par rapport à un précédent signal de commande dans le même groupe de signaux. Chaque signal de commande du deuxième groupe est déphasé par rapport à un signal correspondant du premier groupe d’un retard égal à T0/2P=T0/6, de sorte à rejeter l’harmonique de rang H1 =P=3.

[0150] Les signaux de commande utilisables sont représentés dans le domaine temporel à la Fig. 20. Comme pour l’exemple #3, les signaux sont répartis en 2 groupes A et B et les explications associées à l’exemple #3 sont applicables à l’exemple #4. [0151] Dans l’exemple de la Fig. 20, le premier groupe A est constitué par les signaux Sia ; S2a ; Ssa ; 84a tandis que le deuxième groupe B est constitué par les signaux S ; S2b ; S3b ! S4b-

[0152] Chaque signal de commande est un signal carré de rapport cyclique rc=1/M=1/5 de sorte à rejeter l’harmonique de rang H2=M=5.

[0153] En outre, chaque signal d’indice b du deuxième groupe B est décalé de A=T0/2P=T0/(2*3)=T0/6 par rapport au signal correspondant d’indice a du premier groupe A. Par exemple, le signal S est décalé de A par rapport au signal Si _a ; le signal S2b est décalé de A par rapport au signal S2a ; et ainsi de suite.

[0154] Pour chaque chemin, une partie des signaux de commande appartient au groupe A tandis que les autres signaux sont les signaux correspondants dans le groupe B. Par exemple, pour le premier chemin P1 , les signaux de commande sont Sia, Ssa, S , Ssb, avec Si _a , Ssa dans le groupe A et les signaux correspondants S , Ssb dans le groupe B de sorte à obtenir l’effet de réjection d’harmonique dans chaque chemin selon la deuxième méthode de réjection d’harmonique.

[0155] La Fig. 21 A montre dans le domaine temporel le premier signal d’oscillateur effectif (efloa(t)) avec H/2=4 échantillons par période T0 de largeur TO/5 obtenu pour un chemin avec les signaux du premier groupe A. La Fig. 22A montre la réponse en fréquence Ha(f) obtenue pour un chemin pour le premier signal d’oscillateur effectif (efloa(t)) obtenu avec les signaux du premier groupe A. On observe des pics correspondant aux harmoniques non rejetés de rang 1-11 =3 et H3=7 dans cette réponse en fréquence, mais pas de pic correspondant à l’harmonique de rang H2=5 rejeté grâce à la première méthode de réjection d’harmonique.

[0156] La Fig. 21 B montre dans le domaine temporel le deuxième signal d’oscillateur effectif (eflob(t)) avec H/2=4 échantillons par période T0 de largeur TO/5 obtenu pour un chemin avec les signaux du deuxième groupe B. Le décalage de A=T0/6 entre efloa(t) et eflob(t) est visible. La Fig. 22B montre la réponse en fréquence Hb(f) obtenue pour un chemin avec le deuxième signal d’oscillateur effectif (eflob(t)) obtenu avec les signaux du deuxième groupe B. On observe des pics correspondant aux harmoniques non rejetés de rang H 1 =3 et H3=7 dans cette réponse fréquentielle, mais pas de pic correspondant à l’harmonique de rang H2=5 rejeté grâce à la première méthode de réjection d’harmonique.

[0157] La Fig. 21 C montre dans le domaine temporel le signal d’oscillateur effectif total pour un chemin eflo(t)= efloa(t)+ eflob(t) avec H=8 échantillons par période T0 obtenu pour le circuit mélangeur. La Fig. 22C montre la réponse fréquentielle H(f) obtenue avec le signal d’oscillateur effectif total. Par rapport aux spectres des Figs. 21 A et 21 B, on observe que le pic correspondant à l’harmonique rejeté de rang 1-11 =3 a été supprimé dans la réponse fréquentielle H(f) obtenue avec signal d’oscillateur effectif total, mais qu’il subsiste un pic correspondant à l’harmonique de rang H3=7 non rejeté : ce circuit mélangeur est donc équivalent à un circuit mélangeur d’ordre 8.

[0158] Variante de la première méthode de réjection d’harmonique

[0159] Selon une variante de la première méthode de réjection d’harmonique, appelée ici également troisième méthode de réjection d’harmonique, on synthétise, comme dans la première méthode des signaux de commande carrés de rapport cyclique i/M, où M est égal au rang de l’harmonique à rejeter.

[0160] En outre, les signaux de commande sont associés par sous-groupes de K signaux de sorte à obtenir pour chaque sous-groupe un signal de commande équivalent de rapport cyclique rc=i/M, M étant le rang de l’harmonique H1 ou H2 à rejeter. Chaque branche comprend dans ce cas K sous-branches et les signaux de commande de ces K sous-branches constituent un sous-groupe de signaux de rapport cyclique rc = i/(K*M) i=1 à (K*M-1). Le signal de commande de cette branche est équivalent à la somme des signaux de commande des différentes sous-branches constituant cette branche. On obtient donc le nombre de sous-branches (et donc d’interrupteurs et de signaux de commande) par chemin en multipliant le nombre de branches par le facteur K. Cette variante sera illustrée plus en détail dans les exemples 5 et 6 ci-dessous.

[0161] Exemple #5

[0162] Une variante de réalisation de l’exemple #3 est représentée à la Fig. 23A dans la version avec deux étages de gain et à la Fig. 23B dans la version avec un seul étage de gain. Ici un seul chemin est montré par souci de simplification mais la structure du circuit mélangeur peut comprendre par exemple N=3 chemins. Cette variante du circuit mélangeur applique la troisième méthode de réjection d’harmonique en combinaison avec la deuxième méthode de réjection d’harmonique.

[0163] Cette variante permet de simplifier la génération des signaux de commandes, mais implique d’ajouter des interrupteurs et sous-branches (ici K=5 sous-branches par branche du circuit de l’exemple #3) dans chaque chemin. Le circuit mélangeur de la Fig. 23A ou 23B comprend ainsi 4*5=20 sous-branches par chemin et autant d’interrupteurs par chemin.

[0164] Pour éviter la génération de signaux de commande carrés de rapport cyclique rc= 1/3 avec un retard de A=T0/10 qui peut être complexe d’un point de vue pratique, il est possible d’utiliser des signaux de commande ayant un rapport cyclique de rc= 1/15, associés par sous-groupes de K=5 signaux pour obtenir des signaux carrés équivalents de rapport cyclique 1/3, et d’appliquer un retard de TO/2 pour obtenir les signaux symétriques. La réalisation d’un retard de TO/2 est relativement simple car elle peut être obtenue à partir de signaux numériques complémentaires.

[0165] On utilise deux groupes de G=10 signaux de commande de phases distinctes. On notera que le signal eflo(t) obtenu pour l’exemple #5 est identique au signal eflo(t) de l’exemple #3 avec un même nombre d’échantillons. Mais dans l’exemple #5 on utilise pour le synthétiser des sous-groupes de K=5 signaux de rapport cyclique rc=1/15 pour obtenir pour chaque sous-groupe un signal de commande équivalent de rapport cyclique rc=1/3, ce qui permet de rejeter l’harmonique de rang 1-11 =3. Chaque signal de commande d’un sous-groupe de signaux présente un déphasage égal à TO/15 par rapport à un précédent signal de commande dans le même sous-groupe de signaux. Chaque signal de commande du deuxième groupe est déphasé par rapport à un signal correspondant du premier groupe d’un retard égal à T0/2P=T0/10, de sorte à rejeter l’harmonique de rang H2=P=5.

[0166] Les signaux de commande Sj ⁺ et Sr pour i=1 à 5 et i=10 à 14 de chaque chemin sont représentés à la Fig. 24. Les signaux de commande sont tous des signaux carrés de rapport cyclique rc=1/15 (de largeur TO/15). Au sein d’une même période, le signal de commande Sr est la version retardée de TO/2 du signal Sj ⁺ correspondant pour i=1 à 5 et le signal de commande Sj ⁺ est la version retardée de TO/2 du signal Sr correspondant pour i=10 à 14. Plus généralement, le signal de commande Sr est la version retardée de TO/2 du signal Sj ⁺ est si on considère deux périodes successives.

[0167] Les K=5 signaux de commande carrés d’un sous-groupe (sous-groupe A+ avec Sj ⁺ pour i=1 à 5 ou sous-groupe A- avec Sr pour i=1 à 5) de rapport cyclique 1/15 des sous- branches sont associés pour obtenir un signal carré équivalent au signal carré de rapport cyclique 1/3 d’une branche correspondante de l’exemple #3. De même, les K=5 signaux de commande carrés d’un sous-groupe (sous-groupe B+ avec Sj ⁺ pour i=10 à 14 ou sous- groupe B- avec Sr pour i=10 à 14) de rapport cyclique 1/15 des sous-branches sont associés pour obtenir un signal carré équivalent au signal carré de rapport cyclique 1/3 d’une branche correspondante de l’exemple #3.

[0168] En outre, les signaux de commande Sr pour i=10 à 14 sont la version retardée de A=T0/2P=T0/10 des signaux Sj ⁺ pour i=1 à 5. De même, les signaux de commande Sj ⁺ pour i=10 à 14 sont la version retardée de A=T0/2P=T0/10 des signaux Sr pour i=1 à 5. [0169] Le signal d’oscillateur effectif eflo(t) du chemin correspondant à la somme de tous ces signaux de commande du chemin est représenté sur cette Fig. 24 et permet un échantillonnage non uniforme à 8 échantillons par période T0. Ici les gains des amplificateurs sont égaux à 1 . La forme temporelle de ce signal d’oscillateur effectif eflo(t) comprend ainsi successivement - un palier d’amplitude 1 et de durée T0/10 ;

- un palier d’amplitude 2 et de durée 7*T0/30 ;

- un palier d’amplitude 1 et de durée T0/10 ;

- un palier d’amplitude 0 et de durée TO/15 ;

- un palier d’amplitude -1 et de durée T0/10 ;

- un palier d’amplitude -2 et de durée 7*T0/30 ;

- un palier d’amplitude -1 et de durée T0/10 ;

- un palier d’amplitude 0 et de durée TO/15.

[0170] Le premier groupe A de signaux de commande est constitué pour le chemin par les signaux de commande S7 et Sr i=1 à 5 et permet de générer le signal d’oscillateur effectif efloa(t). Le premier groupe A de signaux est constitué d’un premier sous-groupe A+ de signaux (S7 pour i=1 à 5) et d’un deuxième sous-groupe A- de signaux (Sr pour i=1 à 5).

[0171] Le deuxième groupe B de signaux de commande est constitué pour le chemin par les signaux de commande S7 et Sr i=10 à 14 et permet de générer le deuxième signal d’oscillateur effectif eflob(t) retardé de A=T0/(2*P)= T0/10 par rapport au premier signal d’oscillateur effectif efloa(t). Le deuxième groupe B de signaux est constitué d’un premier sous-groupe B+ de signaux (S7 pour i=10 à 14) et d’un deuxième sous-groupe B- de signaux (Sr pour i=10 à 14).

[0172] Dans l’exemple #5, la troisième méthode de réjection d’harmonique a été utilisée avec des signaux de commande carré de rapport cyclique 1/M, M=15, qui sont associés par sous-groupes de K=5 signaux de commande de sorte à reproduire certains des signaux de l’exemple #3 et ainsi de rejeter l’harmonique de rang H1 (M/K=15/5=H 1 =3) et la deuxième méthode de réjection d’harmonique a été utilisée pour rejeter l’harmonique de rang H2 avec un retard entre les deux signaux d’oscillateur effectif de T0/2P (P=H2=5, soit un retard de A=T0/10).

[0173] Comme pour l’exemple #3, ce circuit mélangeur de l’exemple #5 permet de rejeter les harmoniques H1 =3 et H2=5 et est équivalent à un circuit mélangeur d’ordre 8.

[0174] Exemple #6

[0175] Une variante de réalisation de l’exemple #4 est représentée à la Fig. 25A dans la version avec deux étages de gain et à la Fig. 25B dans la version avec un seul étage de gain. Ici un seul chemin est montré par souci de simplification, mais la structure du circuit mélangeur peut comprendre par exemple N=5 chemins. Cette variante du circuit mélangeur applique la troisième méthode de réjection d’harmonique en combinaison avec la deuxième méthode de réjection d’harmonique.

[0176] Cette variante permet de simplifier la génération des signaux de commandes, mais implique d’ajouter des interrupteurs et sous-branches (ici K=3 sous-branches par branche du circuit de l’exemple #4) dans chaque chemin. Le circuit mélangeur de la Fig. 25A ou 25B comprend ainsi 4*3= 12 sous-branches par chemin et autant d’interrupteurs par chemin.

[0177] Pour éviter la génération de signaux de commande carrés de rapport cyclique rc= 1/5 avec un retard de A=T0/6 qui peut être complexe d’un point de vue pratique, il est possible d’utiliser des signaux de commande ayant un rapport cyclique de rc= 1/15, associés par sous-groupes de K=3 signaux pour obtenir des signaux carrés équivalents de rapport cyclique 1/5, et d’appliquer un retard de TO/2 pour obtenir les signaux symétriques. La réalisation d’un retard de TO/2 est relativement simple car elle peut être obtenue à partir de signaux numériques complémentaires.

[0178] On utilise deux groupes de G=6 signaux de commande de phases distinctes. On notera que le signal eflo(t) obtenu pour l’exemple #6 est identique au signal eflo(t) de l’exemple #4 avec un même nombre d’échantillons par période. Mais dans l’exemple #6 on utilise pour le synthétiser des sous-groupes de K=3 signaux de rapport cyclique rc=1/15 pour obtenir pour chaque sous-groupe un signal de commande équivalent de rapport cyclique rc=1/5, ce qui permet de rejeter l’harmonique de rang H2=5. Chaque signal de commande d’un sous-groupe de signaux présente un déphasage égal à TO/15 par rapport à un précédent signal de commande dans le même sous-groupe de signaux. Chaque signal de commande du deuxième groupe est déphasé par rapport à un signal correspondant du premier groupe d’un retard égal à T0/2P=T0/6, de sorte à rejeter l’harmonique de rang H1 =P=3.

[0179] Les signaux de commande Sj ⁺ et Sr i=1 à 3 et i=11 à 13 du premier chemin sont représentés à la Fig. 26. Les signaux de commande sont tous des signaux carrés de rapport cyclique 1/15. Les signaux de commande Sr sont la version retardée de TO/2 des signaux Sj ⁺ .

[0180] Les K=3 signaux de commande carrés d’un sous-groupe (sous-groupe A+ avec Sj ⁺ pour i=1 à 3 ou sous-groupe A- avec Sr pour i=1 à 3) de rapport cyclique 1/15 des sous- branches sont associés pour obtenir un signal carré équivalent au signal carré de rapport cyclique 1/5 d’une branche correspondante de l’exemple #4. De même, les K=3 les signaux de commande carrés d’un sous-groupe (sous-groupe B+ avec Sj ⁺ pour i=11 à 13 ou sous-groupe B- avec Sr pour i=11 à 13) de rapport cyclique 1/15 des sous-branches sont associés pour obtenir un signal carré équivalent au signal carré de rapport cyclique 1/5 d’une branche correspondante de l’exemple #4.

[0181] En outre, le signal de commande Sr pour i=11 à 13 sont la version retardée de A=T0/2P=T0/6 du signal Sj ⁺ pour i=1 à 3. De même, le signal de commande Sj ⁺ pour i=11 à 13 est la version retardée de A=T0/2P=T0/6 du signal Sr pour i=1 à 3.

[0182] Le signal d’oscillateur effectif eflo(t) correspondant à la somme de tous ces signaux de commande est représenté sur cette Fig. 26 et permet un échantillonnage non uniforme à 8 échantillons par période T0. Ici les gains des amplificateurs sont tous égaux à 1 . La forme temporelle de ce signal d’oscillateur effectif eflo(t) comprend ainsi successivement

- un palier d’amplitude 1 et de durée 5*T0/30=T0/6 ;

- un palier d’amplitude 2 et de durée T0/30 ;

- un palier d’amplitude 1 et de durée 5*T0/30= TO/6 ;

- un palier d’amplitude 0 et de durée 4*T0/30 ;

- un palier d’amplitude -1 et de durée 5*T0/30= TO/6 ;

- un palier d’amplitude -2 et de durée T0/30 ;

- un palier d’amplitude -1 et de durée 5*T0/30= TO/6 ;

- un palier d’amplitude 0 et de durée 4*T0/30.

[0183] Le premier groupe A de signaux de commande est constitué pour le chemin par les signaux de commande Sj ⁺ et Sr pour i=1 à 3 et permet de générer le premier signal d’oscillateur effectif efloa(t). Le premier groupe A de signaux est constitué d’un premier sous-groupe A+ de signaux (Sj ⁺ pour i=1 à 3) et d’un deuxième sous-groupe A- de signaux (Sr pour i=1 à 3).

[0184] Le deuxième groupe B de signaux de commande est constitué pour le chemin par les signaux de commande Sj ⁺ et Sr pour i=11 à 13 et permet de générer le deuxième signal d’oscillateur effectif eflob(t) retardé de A=T0/2P= TO/6 par rapport au premier signal d’oscillateur effectif efloa(t). Le deuxième groupe B de signaux est constitué d’un premier sous-groupe B+ de signaux (Sj ⁺ pour i=11 à 13) et d’un deuxième sous-groupe B- de signaux (Sr pour i=11 à 13).

[0185] Dans l’exemple #6, la troisième méthode de réjection d’harmonique a été utilisée avec des signaux de commande carré de rapport cyclique 1/M, M=15, qui sont associés par sous-groupes de K=3 signaux de commande de sorte de reproduire certains des signaux de l’exemple 4 et ainsi de rejeter l’harmonique de rang H2 (H2=M/K=15/3=5) et la deuxième méthode de réjection d’harmonique a été utilisée pour rejeter l’harmonique de rang H 1 =3 avec un retard entre les deux signaux d’oscillateur effectif de T0/2P (P=H1 =3, soit un retard de A=T0/6).

[0186] Comme pour l’exemple #4, le circuit mélangeur de l’exemple #6 permet de rejeter les harmoniques H1 =3 et H2=5 et est équivalent à un circuit mélangeur d’ordre 8.

[0187] Exemple #?

[0188] Il est possible de généraliser la deuxième méthode de réjection d’harmonique à un mélangeur d’ordre H, HR-H-PM. Tout mélangeur d’ordre H laissant apparaître un des harmoniques de rang H-1 et H+1 dans le spectre de signal d’oscillateur local effectif (eflo(t)) peut être amélioré en combinant son signal d’oscillateur efloa(t) avec un signal eflob(t) retardé, qui est de forme temporelle identique à efloa(t) mais est retardé de A=T0/2P avec P=H1=H-1 afin de supprimer l’harmonique de rang H-1 , soit eflob(t)= efloa(t-A). Le signal d’oscillateur effectif eflo(t) égal à la somme efloa(t) + eflob(t) est un signal à 2*H échantillons par période.

[0189] Dans le cas d’exemple d’un mélangeur d’ordre 8 classique, HR-8-PM, l’harmonique de rang H1 =7 peut être rejeté par combinaison avec un signal d’oscillateur effectif retardé de A=T0/14= T0/(2*7), ce qui a pour effet de rejeter l’harmonique de rang H1 =7.

[0190] Un circuit mélangeur d’exemple est représenté Fig. 27. Par souci de simplicité seul un chemin a été représenté. Deux groupes de signaux sont utilisés : un premier groupe A comprenant les signaux S1a à S8a et un premier groupe B comprenant les signaux S1b à S8b, chaque signal Sib du groupe B étant retardé de A par rapport au signal Sia du groupe A correspondant. Dans chaque branche, deux interrupteurs sont connectés en parallèle, l’un étant commandé par un signal Sia du groupe A et l’autre étant commandé par un signal Sib du groupe B de sorte à bénéficier de la deuxième méthode de réjection d’harmonique. Par exemple, l’interrupteur commandé par le signal S1a d’un premier groupe est connecté en parallèle de l’interrupteur commandé par le signal S1 b correspondant.

[0191] La Fig. 28A montre le signal d’oscillateur local effectif efloa(t) dans le domaine temporel avec H=8 échantillons par période. La réponse fréquentielle correspondante est représentée à la Fig. 29A et fait apparaitre des pics correspondant aux harmoniques de rang H1=7 et H2= 9.

[0192] La Fig. 28B montre le signal d’oscillateur local effectif eflob(t) dans le domaine temporel avec H=8 échantillons par période. Le signal eflob(t) est retardé de A=T0/14 par rapport à efloa(t) dans comme représenté sur la Fig. 28B. La réponse fréquentielle correspondante est représentée à la Fig. 29B et fait apparaitre des pics correspondant aux harmoniques de rang H1 =7 et H2= 9.

[0193] Le signal d’oscillateur effectif eflo(t)= efloa(t) + eflob(t) avec 2*H=16 échantillons par période est représenté dans le domaine temporel à la Fig. 28C. La réponse fréquentielle correspondante est représenté à la Fig. 29C et ne comprend pas de pic correspondant à l’harmonique rejeté de rang H 1=7, mais il subsiste un pic correspondant à l’harmonique non rejeté de rang H2= 9 dans le spectre EFLO(f).

[0194] Cette application de la deuxième méthode de réjection d’harmonique avec utilisation de paires d’interrupteurs connectés en parallèle, dont l’un est commandé par un signal Sia du groupe A et l’autre est commandé par un signal Sib du groupe B, peut être utilisée en combinaison avec la première méthode de réjection d’harmonique ou la variante de la première méthode de réjection d’harmonique, par exemple dans les exemples #3 et #4 décrits précédemment.

[0195] Différentes méthodes et architectures d’exemple ont été présentées pour permettre d’améliorer la réjection d’harmoniques dans les circuits mélangeur à un ou plusieurs chemins. Les principes sous-jacents à ces exemples sont généralisables et applicables à d’autres architectures (qu’elles soient des filtres à N chemins, des « LNA first » ou « mixer first), quel que soit le nombre de chemins, quel que soit le nombre d’étages de gain, etc.