ZHAO SHIYUN (CN)
| US20020030618A1 | 2002-03-14 | |||
| CN1338152A | 2002-02-27 | |||
| CN1379930A | 2002-11-13 |
北京派特恩知识产权代理事务所（普通合伙） (CN)
| 权利要求书 1、 一种 Σ-Δ调制器， 其特征在于， 包括级联的第一级积分器、 第二级 积分器、 第三级积分器、 第四级积分器和第五级积分器， 其中， 每两个相邻的积分器中的前一级积分器的输出信号端与后一级积分器 的输入信号端连接， 后一级积分器的当前输出反馈信号端与前一级积分器 的输入信号端连接， 系统输出反馈信号端与每一级积分器的输入信号端连 接。 2、 如权利要求 1所述的 Σ-Δ调制器， 其特征在于， 所述第一级积分器 的输入信号为 - b^z - c , 其中， X为系统输入信号， J2z为第二级积分器的当前输出信号， 为第二级 积分器至第一级积分器之间的局部反馈系数， ； Γ为系统输出信号， 为系统 输出端至第一级积分器之间的全局反馈系数。 3、 如权利要求 1所述的 Σ-Δ调制器， 其特征在于， 所述第二级积分器 的输入信号为 α _ b2y,z - c2Y , 其中， 1为第一级积分器的输出信号， 为第一级积分器与第二级积分器之间 的增益系数， J 为第三级积分器的当前输出信号， ^为第三级积分器至第 二级积分器的局部反馈系数， ； Γ为系统输出信号， C2为系统输出端至第二 级积分器的全局反馈系数。 4、 如权利要求 1所述的 Σ-Δ调制器， 其特征在于， 所述第三级积分器 的输入信号为 a2y2 - y4z - c , 其中， 为第二级积分器的输出信号， Ω2为第二级积分器与第三级积分器之 间的增益系数， J4z为第四级积分器的当前输出信号， 为第四级积分器至 第三级积分器的局部反馈系数， ； Γ为系统输出信号， c3为系统输出端至第 三级积分器的全局反馈系数。 5、 如权利要求 1所述的 Σ-Δ调制器， 其特征在于， 所述第四级积分器 的输入信号为 Ω - b4y5z - c4Y , 其中， _y3为第三级积分器的输出信号， 为第三级积分器与第四级积分器之 间的增益系数， j5z为第五级积分器的当前输出信号， 为第五级积分器至 第四级积分器的局部反馈系数， ； Γ为系统输出信号， C4为系统输出端至第 四级积分器的全局反馈系数。 6、 如权利要求 1所述的 Σ-Δ调制器， 其特征在于， 所述第五级积分器 的输入信号为 α4 - c5;r , 其中， y4为第四级积分器的输出信号， α4为第四级积分器与第五级积分器之 间的增益系数， ； Γ为系统输出信号， c5为系统输出端至第五级积分器的全 局反馈系数。 7、 如权利要求 2至 6中任意一项所述的 Σ-Δ调制器， 其特征在于， 系 统输出信号为第五级积分器的输出信号与量化噪声输入信号之和。 |
本发明涉及集成电路设计领域， 特别涉及一种 Σ-Δ 调制器 （SDM , Sigma-Delta Modulator )。 背景技术
Σ-Δ调制器技术具有噪声整形的特性，可将量 过程中产生的噪声和谐 波推往高频带， 进而达到高解析度的数字模拟转换， 因此自从 1962年传统 的单环 Σ-Δ调制器结构被发明以后， Σ-Δ调制器技术就被广泛应用于各种领 域。 目前 Σ-Δ调制器已被广泛应用于高性能高精度 Σ-Δ数字模拟转换器
( DAC , Digital Analog Converter ) 中。
如图 1 所示， Σ-Δ数字模拟转换器的基本结构由数字插值滤 器组
( FIR, Finite Impulse Response )、级联积分 υ状插值滤波器（ CIC, Cascade Integrator Comb )、 Σ-Δ调制器和开关电容滤波器（ SCF, Switched-Capacitor Filter ) 串联组成。 其中开关电容滤波器为模拟低通滤波器， 作用为将 Σ-Δ 调制器推到有效信号带宽以外高频带的量化噪 声和谐波滤除。 由于面积、 功耗、 性能等因素的限制， 实际应用中的开关电容滤波器具有较宽的过渡 带带宽， 并且众所周知， 图 2所示的传统的单环 Σ-Δ调制器不具备调节噪 声转移函数零点的能力， 其有效信号带宽窄， 噪声转移函数（NTF, Noise Transfer Function ) 的截止频率低， 因此开关电容滤波器过渡带内的量化噪 声和谐波不能被很好的滤除。 这部分能量通过喇叭、 耳机等外放设备释放 出。 当外放设备为耳机时， 随着时间的推移， 这部分能量不断积累， 会引 起耳朵的疼痛。 发明内容
本发明提供一种 Σ-Δ调制器， 用以解决现有技术中的单环 Σ-Δ调制器 不具备调节噪声转移函数零点的能力， 其有效信号带宽窄， 噪声转移函数 的截止频率低的问题。
本发明技术方案包括：
一种 Σ-Δ调制器， 包括级联的第一级积分器、 第二级积分器、 第三级积 分器、 第四级积分器和第五级积分器， 其中，
每两个相邻的积分器中的前一级积分器的输出 信号端与后一级积分器 的输入信号端连接， 后一级积分器的当前输出反馈信号端与前一级 积分器 的输入信号端连接， 系统输出反馈信号端与每一级积分器的输入信 号端连 接。
较佳地， 所述第一级积分器的输入信号为 -b^z -cvr , 其中， 为系统输入信号， j 2 z为第二级积分器的当前输出信号， 为第二级 积分器至第一级积分器之间的局部反馈系数， ； Γ为系统输出信号， 为系统 输出端至第一级积分器之间的全局反馈系数。
较佳地， 所述第二级积分器的输入信号为 β ιΛ _ 3 ζ-( Γ , 其中， 为第一级积分器的输出信号， Ωι 为第一级积分器与第二级积分器之间 的增益系数， 3 ζ为第三级积分器的当前输出信号， ^为第三级积分器至第 二级积分器的局部反馈系数， ； Γ为系统输出信号， C2为系统输出端至第二 级积分器的全局反馈系数。
较佳地， 所述第三级积分器的输入信号为 a 2 2 - j 4Z - C3 ;r , 其中， 为第二级积分器的输出信号， Ω2 为第二级积分器与第三级积分器之间 的增益系数， j 4 z为第四级积分器的当前输出信号， 为第四级积分器至第 三级积分器的局部反馈系数， ； Γ为系统输出信号， c 3 为系统输出端至第三 级积分器的全局反馈系数。
较佳地， 所述第四级积分器的输入信号为 a 3 j 3 - j 5Z - C4 y , 其中，
_y 3 为第三级积分器的输出信号， 为第三级积分器与第四级积分器之 间的增益系数， j 5 z为第五级积分器的当前输出信号， 为第五级积分器至 第四级积分器的局部反馈系数， ； Γ为系统输出信号， C 4 为系统输出端至第 四级积分器的全局反馈系数。
较佳地， 所述第五级积分器的输入信号为 Aj 4 - C5 y , 其中，
y 4 为第四级积分器的输出信号， A为第四级积分器与第五级积分器之 间的增益系数， ； Γ为系统输出信号， c 5 为系统输出端至第五级积分器的全 局反馈系数。
较佳地， 系统输出信号为第五级积分器的输出信号与量 化噪声输入信 号之和。
本发明有益效果如下：
本发明所述 Σ-Δ调制器具有四个相交叠的局部反馈环， 以在保证 Σ-Δ 调制器整体性能的基础上将量化过程中产生的 噪声和谐波推往更高的频 带， 使开关电容滤波器过渡带内的量化噪声和谐波 能够被完全滤除， 具有 本发明结构的 Σ-Δ调制器与传统单环的 Σ-Δ调制器相比， 具有更宽的有效 信号带宽和更高的动态范围。 附图说明
图 1为 Σ-Δ数字模拟转换器的基本结构示意图；
图 2为传统单环 Σ-Δ调制器的实现原理图；
图 3为本发明所述 Σ-Δ调制器的结构框图；
图 4 为本发明所述 Σ-Δ调制器的实现原理图；
图 5为釆用传统单环 Σ-Δ调制器实现 Σ-Δ数字模拟转换器时的幅频特 性图；
图 6为釆用具有本发明结构的 Σ-Δ调制器实现 Σ-Δ数字模拟转换器时 的幅频特性图；
图 7为釆用传统单环 Σ-Δ调制器实现的 Σ-Δ数字模拟转换器的噪声功 率谱密度图；
图 8为釆用具有本发明结构的 Σ-Δ调制器实现的 Σ-Δ数字模拟转换器 的噪声功率谱密度图。 具体实施方式
本发明提出了一种具有四个相交叠的局部反馈 环的 Σ-Δ调制器， 本发 明所述 Σ-Δ调制器可以在保证 Σ-Δ调制器整体性能的基础上将量化过程中 产生的噪声和谐波推往更高的频带， 使开关电容滤波器过渡带内的量化噪 声和谐波能够被完全滤除，具有本发明结构的 Σ-Δ调制器与传统单环的 Σ-Δ 调制器相比， 具有更宽的有效信号带宽和更高的动态范围。
下面将结合各个附图对本发明的具体实现过程 予以进一步详细的说 明。
请参阅图 3 , 该图为本发明所述 Σ-Δ调制器的结构框图， 由图中可见， 本发明所述 Σ-Δ调制器包括级联的五个积分器， 分别为第一级积分器、 第 二级积分器、 第三级积分器、 第四级积分器和第五级积分器， 其中，
每两个相邻的积分器中的前一级积分器的输出 信号端与后一级积分器 的输入信号端连接， 后一级积分器的当前输出反馈信号端与前一级 积分器 的输入信号端连接， 系统输出反馈信号端与每一级积分器的输入信 号端连 接。
请参阅图 4, 该图为本发明所述 Σ-Δ调制器的实现原理图，每级积分器 的输入信号确定方式具体如下：
第一级积分器的输入信号为 _b l3 2Z _ Ci y , 其中， 为系统输入信号， y 2 z为第二级积分器的当前输出信号， ^为第二级积分器与第一级积分器之 间的局部反馈系数， ； Γ为系统输出信号， 为系统输出端至第一级积分器之 间的全局反馈系数。
第二级积分器的输入信号为 fll ^_b 2 j 3Z - C2 y , 其中， 为第一级积分器 的输出信号， 为第一级积分器与第二级积分器之间的增益系 数， J 3 z为第 三级积分器的当前输出信号， ^为第三级积分器至第二级积分器的局部反 馈系数， ； Γ为系统输出信号， C2为系统输出端至第二级积分器的全局反馈 系数。
第三级积分器的输入信号为 ^ -^J^-C^, 其中， 为第二级积分器 的输出信号， 2 为第二级积分器与第三级积分器之间的增 益系数， J ^为第 四级积分器的当前输出信号， 为第四级积分器至第三级积分器的局部反 馈系数， ； Γ为系统输出信号， c 3 为系统输出端至第三级积分器的全局反馈 系数。
第四级积分器的输入信号为 a^-^j^-c , 其中， _y 3 为第三级积分器 的输出信号， 3 为第三级积分器与第四级积分器之间的增 益系数， J 5 z为第 五级积分器的当前输出信号， 为第五级积分器至第四级积分器的局部反 馈系数， ； Γ为系统输出信号， c 4 为系统输出端至第四级积分器的全局反馈 系数。
第五级积分器的输入信号为 a 4j4 - C5 y,其中， _y 4 为第四级积分器的输出 信号， A为第四级积分器与第五级积分器之间的增益 数， ； Γ为系统输出信 号， c 5 为系统输出端至第五级积分器的全局反馈 系数。
系统输出信号 为第五级积分器的输出信号; 5 与量化噪声输入信号 E 之和。
才艮据具有本发明结构的 Σ-Δ调制器可得出如下方程： y y =(X -b^z-c )
1-z"
y 3 =(a 2 y 2 -b 3 y 4 z-c 3 Y)
1-z"
y 4 =(a 3 y 3 -b 4 y 5 z-c 4 Y)
1-z"
其中， 为系统输入信号, E为量化噪声输入信号， l 为第一级积 的输出信号， 2 为第二级积分器的输出信号， 3 为第三级积分器的输出信 号， 为第四级积分器的输出信号， > 5 为第五级积分器的输出信号， ； Γ为系 统输出信号， 为第一级积分器与第二级积分器之间的增益系 数， 为第二 级积分器与第三级积分器之间的增益系数， α 3 为第三级积分器与第四级积 分器之间的增益系数， A为第四级积分器与第五级积分器之间的增益 数, 为第二级积分器至第一级积分器之间的局部反 馈系数， 为第三级积分 器至第二级积分器的局部反馈系数， 为第四级积分器至第三级积分器的 局部反馈系数， 为第五级积分器至第四级积分器的局部反馈系 数， ^为 系统输出端至第一级积分器之间的全局反馈系 数， C2为系统输出端至第二 级积分器的全局反馈系数， c 3 为系统输出端至第三级积分器的全局反馈 系 数， c 4 为系统输出端至第四级积分器的全局反馈 系数， c 5 为系统输出端至 第五级积分器的全局反馈系数， z- 1 表示一个单位时间延迟。
从而得出：
Den Den Num = z + (a 4 b 4 + a 3 b 3 + a 2 b 2 + - 5)z
+ [a 4 a 2 b 4 b 2 + - 3(a 4 b 4 + a 3 b 3 + a 2 b 2 + α 1 δ 1 ) + 10]ζ 3
+[3(α 4 ¾ +a 3 b 3 + 2 b 2 + a -10]z 2
+(5 - a 4 b 4 - a 3 b 3 - a 2 b 2 -
Dm = z 5 + (a 4 b 4 + a 3 b 3 + a 2 b 2 + "A +c 5 - 5)z 4
+a 4 a 2 b 2 c 4 -a a x bb x +a a x b x c —a 3 ab 3 b +a 4 a c
+ [a 4 a 2 b 4 b 2 +α Λ α^^ γ + a^a^b x + ¾ +a 2 b 2 +α^ γ )ο 5 -^{α^ γ + a 2 b 2 + 3 b 3 +a 4 b 4 ) + a 4 c 4 -4c 5 +10]z —2c 5 (a 3 b 3 + a 2 b 2 + a l b l ) + 3 a 4 b 4 -a 4 c 4 +a 3 b 3 +a 2 b 2 + α^ γ ) + 6ο 5 -10]z 2
+ ( 4 3 1 & 1 c 3 - a 4 a 2 b 2 c 4 - a 4 a 1 b 1 c 4 + a a^a 2 c 2 - 2 4 3 c 3 + 3 ¾c 5 + a 2 b 2 c 5 + ap x c 5 -a 4 b 4 + 3a 4 c 4 - 3 ¾ - a 2 b 2 - ap x - 4c 5 + 5)z
即：
信号转移函数
噪声转移函数 NrF = ^ =
E{z) Den 可以看出， 输出信号由 FW 和 组成。 由于级联的各积分器 之间的增益系数 Ωι 、 α 2 . α 3 、 《 4 不为零， 因此信号转移函数始终为一个低通 或全通滤波器， 如果系数选择合适， 噪声转移函数可以形成一个满足实际 应用要求的高通滤波器。 因此， 系统输入信号 通过信号转移函数将被完 整的保留， 而量化误差通过噪声转移函数时， 量化误差将被集中推往高频 段，低频带的量化噪声将被衰减，使得系统输 出信号 在低频带不受量化误 差的干扰，从而使系统输出信号 与系统输入信号 相近， 达到噪声整形的 目的。
不同结构的 Σ-Δ调制器对噪声的压制能力有很大不同， 对于结构相同 的同阶的 Σ-Δ调制器， 不同参数将导致不同的噪声整形能力。 通过对结构 或基于某种结构的参数进行改善达到最佳噪声 整形， 是噪声整形技术的研 究目的。
Σ-Δ调制器的 NTF为高通滤波器， 根据滤波器理论， 所有极点都在单 位圓内的滤波器才是稳定的。 零点在信号带宽内分布越均匀， NTF信号带 宽内的噪声功率越小， Σ-Δ调制器的动态范围越高。 极点越靠近零点， NTF 的带外增益越小， Σ-Δ调制器越稳定。
对于任何五阶的 Σ-Δ调制器， 从 NTF分子分母系数中可得出十二个多 项式。 由于其中三个多项式为固定值， 因此有效可调多项式的个数最多为 九个， 这就决定了调节零极点的有效参数个数最多为 九个。 有效调节参数 越多， 分布越全面， NTF的零极点位置调节就越灵活。
图 2所示的传统单环 Σ-Δ调制器的参数为增益调节系数 a和全局反馈 系数 c。 其中有效参数为 0。 对于传统五阶单环 Σ-Δ调制器， 五个全局反馈 系数全面分布于 NTF的分母各系数中，可以灵活调节噪声转移函 数的极点。 但 NTF的分子中各系数为固定值， 决定了传统五阶单环 Σ-Δ调制器具有固 定的位于单位圓圓周上的五重零点， 从而使传统五阶单环 Σ-Δ调制器的有 效信号带宽和噪声整形能力都受到了限制。
与传统的单环 Σ-Δ调制器相比，本发明 Σ-Δ调制器具有四个相交叠的局 部反馈环。 局部反馈环的四个反馈系数 t , b 2 , b 3 , b 4 全面分布在 NTF分 子和分母的系数中， 五个全局反馈系数 Cl , c 2 , c 3 , c 4 , c 5 全面分布于 NTF 分母的系数中， 使本发明 Σ-Δ调制器中调节零极点的有效参数个数达到 最大限制 9个。 因此与传统单环 Σ-Δ调制器相比， 本发明 Σ-Δ调制器不仅 可以更加灵活的调节 NTF的极点位置，而且可以灵活调节 NTF的零点位置， 从而达到更好的整体性能。
下面通过 matlab仿真和 FPGA测试， 对比分析在多媒体数字信号编解 码器（CODEC ) 中釆用传统单环 Σ-Δ调制器实现 Σ-Δ数字模拟转换器和釆 用具有本发明结构的 Σ-Δ调制器实现 Σ-Δ数字模拟转换器时的各项指标： 请参阅图 5及图 6,其中图 5为釆用传统单环 Σ-Δ调制器实现 Σ-Δ数字 模拟转换器时的幅频特性图， 图 6为釆用具有本发明结构的 Σ-Δ调制器实 现 Σ-Δ数字模拟转换器时的幅频特性图， 其中， 三条虚线分别为 Σ-Δ调制 器的 NTF幅频响应曲线， STF的幅频响应曲线以及开关电容滤波器的幅频 响应曲线， 实水平直线为低于信号幅频响应 60DB的标志线， 实曲线为噪声 和谐波经过 Σ-Δ调制器和开关电容滤波器后的最终幅频响 曲线。 噪声和 谐波的最终幅频响应曲线位于标志线上方部分 表示该频段内噪声和谐波未 达到滤除标准。 高出标志线越高， 未被滤除能量越大。
请参阅图 7及图 8, 图 7所示为釆用传统单环 Σ-Δ调制器实现的 Σ-Δ 数字模拟转换器的噪声功率谱密度图， 图 8为釆用具有本发明结构的 Σ-Δ 调制器实现的 Σ-Δ数字模拟转换器的噪声功率谱密度图，其 ，直线为 60DB 标志线， 曲线为噪声功率随频率的变化， 利用噪声功率谱密度可以精确计 算噪声功率值， 系统未被滤除的噪声功率值为标志线上方曲线 所围图形面 积。
根据 matlab仿真结果， 可以得出如下结论：
1、 本 Σ-Δ 数字模拟转换器中开关电容滤波器的通带截止 频率为 46.8KHZ左右， 阻带截止频率为 1330KHZ左右， 过渡带带宽为 1283.2K左 右。 在 1658K左右频率上， 幅频响应衰减达到衰减指标 60DB。
2、 传统单环 Σ-Δ调制器 NTF的截止频率约为 60KHZ。 在釆用传统单 环 Σ-Δ调制器实现的 Σ-Δ数字模拟转换器中， 约 84KHZ至 1658KHZ内的 大量噪声和谐波没有被滤除。
3、本发明 Σ-Δ调制器 NTF的截止频率约为 298KHZ。釆用本发明 Σ-Δ 调制器的 Σ-Δ数字模拟转换器中， 当截止频率推至 298KHZ时， 所有的噪 声和谐波均被滤除。
4、 根据图 5及图 6可以看出， 传统单环 Σ-Δ调制器和本发明 Σ-Δ调制 器的 NTF均为阻带等波紋高通滤波器。 两个 Σ-Δ调制器 NTF的极点都在 单位圓内。 本发明 Σ-Δ调制器具有四个相交叠的局部反馈环， 局部反馈环 的反馈系数 b l b 2 , b 3 , b 4 全面分布在 NTF的各阶系数中， 将五个零点打 散，使其均匀分布于单位圓内，并且使五个极 点均靠近零点，从而提高了 Σ-Δ 调制器的动态范围， 增加了 Σ-Δ调制器的稳定性。
对釆用传统单环 Σ-Δ调制器和本发明 Σ-Δ调制器的 Σ-Δ数字模拟转换 器进行 FPGA测试， 通过音频分析仪对系统信噪比 （SNR )和失真度加噪 声 （THD + N )进行分析， 分析结果如下表所示。
根据 FPGA测试结果， 可以得出如下结论：
釆用本发明 Σ-Δ调制器的 Σ-Δ数字模拟转换器和釆用传统单环 Σ-Δ调 制器的 Σ-Δ数字模拟转换器的整体性能相同。
根据 matlab仿真和 FPGA测试结果， 可以得出如下结论：
本发明 Σ-Δ调制器与传统单环 Σ-Δ调制器相比， 具有宽有效信号带宽 和高动态范围， 能够在保证 Σ-Δ调制器整体性能的基础上， 将量化过程中 产生的噪声和谐波推往更高的频带， 使开关电容滤波器过渡带内的量化噪 声和谐波被完全滤除， 从而避免了对耳朵的伤害。 本发明的精神和范围。 这样， 倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权 利要求及其等同技术的范围之内， 则本发明也意图包含这些改动和变型在 内。
Next Patent: SERVICE LOOPING METHOD AND DEVICE FOR SYNCHRONOUS DIGITAL SYSTEM