図1に、本発明の第1実施例の概要を示す� �制御対象電動機である電気モータ10mは、こ� �実施例では、車両に搭載されており車輪を� �転駆動するための永久磁石形同期電動機で� �って、ロータに永久磁石を内蔵したもので� �り、ステータにはU相,V相及びW相の3相コイル 11~13がある。電気モータ10mには、電圧型イン� ��ータ19mが、車両上のバッテリ18の電力を供� �する。電気モータ10mのロータに、ロータの� �極位置を検出するためのレゾルバ17mのロー� �が連結されている。レゾルバ17mは、そのロ� �タの回転角を表すアナログ電圧(回転角信号) SGθmを発生し、モータ制御装置30mに与える。

 車両上の蓄電池であるバッテリ18には、� �両上の電装部が電源オンのときには、1次側� ��ンデンサ22が接続されて、バッテリ18と共に 1次側直流電源を構成する。電圧センサ21が、 1次側コンデンサ22の電圧(車両上バッテリ18の 電圧)を表わす電圧検出信号Vdcをコンバータ� �御装置30vに与える。この実施例では、電圧� �ンサ21に、分圧抵抗を用いた。1次側直流電� �の正極(+ライン)には、コンバータ30cのリア� �トル25の一端が接続されている。

 コンバータ30cには更に、該リアクトル25� �他端と1次側直流電源の負極(-ライン)の間を� ��ン,オフする昇圧用スイッチング素子である 昇圧用半導体スイッチ26,2次側コンデンサ23の 正極と前記他端との間をオン,オフする降圧� �スイッチング素子である回生用半導体スイ� �チ27、および、各半導体スイッチ26,27に並列� ��接続された各ダイオード28,29がある。

 昇圧用半導体スイッチ26をオン(導通)にす ると1次側直流電源(18,22)からリアクトル25を� �してスイッチ26に電流が流れ、これによりリ アクトル25が蓄電し、スイッチ26がオフ(非導� ��)に切換るとリアクトル25がダイオード29を� �して2次側コンデンサ23に高圧放電する。す� �わち1次側直流電源の電圧よりも高い電圧を� ��起して2次側コンデンサ23を充電する。スイ� ��チ26のオン,オフを繰り返すことにより、2次 側コンデンサ23の高圧充電が継続する。すな� ��ち、高い電圧で2次側コンデンサ23が充電さ� ��る。一定周期でこのオン,オフを繰り返すと 、オン期間の長さに応じてリアクトル25が蓄� ��する電力が上昇するので、該一定周期の間� ��オン時間(オンデューティ:該一定周期に対� �るオン時間比)を調整することによって、す� ��わちPWM制御によって、1次側直流電源18,22か� ��コンバータ30cを介して2次側コンデンサ23に� ��電する速度(力行用の給電速度)を調整する� �とが出来る。

 回生用半導体スイッチ27をオン(導通)にす ると、2次側コンデンサ23の蓄積電力が、スイ ッチ27およびリアクトル25を通して、1次側直� ��電源18,22に与えられる(逆給電:回生)。この� �合も、一定周期の間のスイッチ27のオン時間 を調整することによって、すなわちPWM制御に よって、2次側コンデンサ23からコンバータ30c を介して1次側直流電源18,22に逆給電する速度 (回生用の給電速度)を調整することができる� ��

 電圧型インバータ19mは、6個のスイッチン グトランジスタTr1~Tr6を備え、ドライブ回路20 mが並行して発生する6連の駆動信号の各連に� ��ってトランジスタTr1~Tr6をオン(導通)駆動し� ��、2次側コンデンサ23の直流電圧(コンバータ 30cの出力電圧すなわち2次電圧)を3連の、位相 差が2π/3の交流電圧、すなわち3相交流電圧に 変換して、電気モータ10mの3相(U相,V相,W相)の� ��テータコイル11~13のそれぞれに印加する。� �れにより電気モータ10mのステータコイル11~13 のそれぞれに各相電流iUm,iVm,iWmが流れ、電気� ��ータ10mのロータが回転する。PWMパルスによ� ��トランジスタTr1~Tr6のオン/オフ駆動(スイッ� ��ング)に対する電力供給能力を高くしかつ電 圧サージを抑制するために、インバータ19mの 入力ラインである、コンバータ30cの2次側出� �ラインには、大容量の2次側コンデンサ23が� �続されている。これに対して1次側直流電源� ��構成する1次側コンデンサ22は、小型かつ低� ��ストの小容量のものであり、1次側コンデン サ22の容量は、2次側コンデンサ23の容量より� ��かなり小さい。電圧センサ24が、コンバー� �30cの2次電圧Vucを検出してコンバータ制御装� ��30vに与える。電気モータ10mのステータコイ� ��11~13に接続した給電線には、ホールICを用い た電流センサ14m~16mが装着されており、それ� �れ、各相電流iUm,iVm,iWmを検出し電流検出信号 (アナログ電圧)を発生し、モータ制御装置30m� ��与える。

 図2に、モータ制御装置30mの機能構成を示 す。モータ制御装置30mは、本実施例では、マ イクロコンピュータ(以下マイコンと言う)MPU� ��主体とする電子制御装置であり、マイコンM PUと、ドライブ回路20m,電流センサ14m~16m,レゾ� ��バ17m,1次電圧センサ21および2次電圧センサ24 との間の、図示しないインターフェイス(信� �処理回路)を含み、さらに、マイコンと、前� ��車両上の図示しない車両走行制御システム� ��メインコントローラとの間の、図示しない� ��ンターフェイス(通信回路)も含む。

 図2を参照すると、レゾルバ17mが与える回 転角信号SGθmに基づいて、モータ制御装置30m� ��のマイコンが、電気モータ10mのロータの回� ��角度(磁極位置)θmおよび回転速度(角速度)ωm を算出する。

 なお、正確にいうと、電気モータ10mのロ� ��タの回転角度と磁極位置とは同一ではない� ��、両者は比例関係にあり比例係数が電気モ� ��タ10mの磁極数pによって定まる。また、回転 速度と角速度とは同一ではないが、両者も比 例関係にあり比例係数が電気モータ10mの磁極 数pによって定まる。本書においては、回転� �度θmは磁極位置を意味する。回転速度ωmは� �速度を意味するが、回転速度を意味する場� �もある。

 図示しない車両走行制御システムのメイン� ��ントローラが、モータ目標トルクTM ^* mをモータ制御装置30mのマイコンに与える。� �お、該メインコントローラは、前記車両の� �速及びアクセル開度に基づいて車両要求ト� �クTO ^* mを算出し、該車両要求トルクTO ^* mに対応してモータ目標トルクTM ^* mを発生して、マイコンMPUに与える。マイコ� �MPUは、電気モータ10mの回転速度ωrpmをメイン コントローラに出力する。

 モータ制御装置30mのマイコンMPUは、トルク� ��令制限34によって、2次電圧の上限値Vmaxおよ び回転速度ωに対応する制限トルクTM ^* mmaxを制限トルクテーブル(ルックアップテー� ��ル)から読み出して、目標トルクTM ^* mがTM ^* mmaxを超えていると、TM ^* mmaxを目標トルクT ^* に定める。TM ^* mmax以下のときには、モータ目標トルクTM ^* mを目標トルクT ^* に定める。このような制限を加えて生成した モータ目標トルクT ^* が、出力演算35に与えられる。

 なお、制限トルクテーブルは、2次電圧の上 限値Vmaxおよび回転速度範囲内の電圧の各値� �アドレスとし、該各値で電気モータ10mに生� �させることができる最大トルクを制限トル� �TM ^* mmaxとして書込んだメモリ領域であり、本実� �例ではマイコンMPU内の図示しないRAMの1メモ� ��領域を意味する。制限トルクTM ^* mmaxは、2次電圧の上限値Vmaxが高いほど大きく 、低いほど小さい。また、回転速度ωが低い� ��ど大きく、高いほど小さい。

 上記マイコン内には、該制限トルクテーブ� ��のデータTM ^* mmaxを書込んだ不揮発性メモリがあり、マイ� �ンに動作電圧が印加されてマイコンが、自� �および図1に示すモータ駆動システムを初期� ��する過程で、不揮発性メモリから読み出し� ��RAMに書込む。マイコンにはその他の同様な� ��ックアップテーブルが複数あり後に言及す� ��が、これらも、制限トルクテーブルと同様� ��、不揮発性メモリにあった参照データが書� ��まれた、RAM上のメモリ領域を意味する。

 -2次側目標電圧算出-
 モータ制御装置30mのマイコンは、2次側目標 電圧算出において、目標トルクT ^* と回転速度ωに基づいて「力行」か「回生」� ��を判定して、「力行」であると「力行」グ� ��ープ内の、「回生」であると「回生」グル� ��プ内の、目標トルクT ^* に割り当てられた2次側目標電圧テーブルか� �、電動機10mの回転速度ωに割り当てられた2� �側目標電圧Vuc ^* mを読み出す。

 「力行」グループの各2次側目標電圧テー ブルは、図4に実線で示す2次側目標電圧特性� ��、回転速度に対応付けた2次側目標電圧値を 格納したルックアップテーブルである。「回 生」グループの各2次側目標電圧テーブルは� �図4に点線で示す2次側目標電圧特性の、回転 速度に対応付けた2次側目標電圧値を格納し� �ルックアップテーブルである。

 高目標トルク領域(T6~T4)である第1領域の2� ��側目標電圧特性は、急勾配の略直線である� ��、低目標トルク領域(T3~T1)の2次側目標電圧� �性は、3相変調(SVpwm)又は2相変調(Dpwm)で回転� �度ωの上昇に伴い、急勾配の第1勾配k1で上昇 し、弱め界磁制御を開始する第1回転速度ω1� �、第3領域の緩勾配の第3勾配k3に切換わり、� ��調モードすなわち電圧制御モードを、全相� ��矩形波通電する1pulseに切り換える第2回転速 度ω2で、第3勾配k3とは異なる、第2領域の第2� ��配k2に切換わるものである。

 第3勾配k3の第3領域は、目標トルクは大き いが、高回転速度領域でも弱め界磁電流の少 ない低回転速度に近い、3相変調又は2相変調� ��領域であり、トルク制御精度が高いが、弱� ��界磁電流による電力損失は小さい。第3勾配 k3は緩勾配にしているので、回転速度の上昇� ��対して2次側目標電圧の上昇量が小さく、そ の後の、1pulse領域での、2次側目標電圧の調� �代の減縮は少ない。第3勾配k3の領域の次を1p ulseにすることにより、1pulse領域が拡大する� �1pulseではインバータのスイッチングロスが� �ないので、1pulse領域の拡大により、電力損� �が低下する。

 本実施例では、第3勾配k3の第3領域ω1~ω2� �、2相変調とする。2相変調は3相変調よりも� �イッチングロスが少ないので、電力消費を� �制する効果がある。本実施例ではまた、図4� ��示すように、第2領域の第2勾配k2は第3勾配k3 よりも急勾配とし、第2勾配k2は、第1領域の� �1勾配k1より小さいとした。すなわち、k1>k2 >k3である。これにより、低トルク,高回転� �度の領域において2次側目標電圧が上限値Vmax に到達するまでの回転速度範囲が高速度側に 拡大し、1pulseでの、2次電圧制御によるトル� �制御領域を拡張している。すなわち低トル� �,高速度領域でのトルク制御機能を拡張して� ��る。

 各目標トルク宛の2次側目標電圧特性は、目 標トルクが大きいものほど2次側目標電圧Vuc ^* mが高く、第3勾配k3は、目標トルクが大きい� �のほど大きい値である。

 また、第1勾配k1は、弱め界磁制御を開始す� ��前のPWM制御(本実施例では2相変調)のときの� ��コンバータ30cの2次側目標電圧Vuc ^* mに対する電動機目標電圧Vm ^* の比である変調比Mi=Vm ^* /Vuc ^* mを0.707(第1設定値)とする値であり、第2勾配k2 は、1pulse変調モードで、変調比Miを0.78(第2設� ��値)とする値であって、第3勾配k3は、同一目 標トルクにおける第1回転速度ω1から第2回転� ��度ω2への速度上昇に対応して、第1回転速度 ω1に割り当てた2次電圧目標値から、第2回転� ��度ω2に割り当てた2次側目標電圧に、2次側� �標電圧を上げるものである。

 本実施例では、高トルク曲線にもとづいてd -q座標上の、目標トルクに対応するd軸電流id ^* およびq軸電流iq ^* を算出し、これらに基づいて各軸目標電圧vd ^* ,vq ^* を算出し、そしてこれらを3相の各相制御電� �に変換するが、高トルク曲線は、「力行」� �ものと「回生」のものとは、非対称(絶対値� ��同一の目標トルクに対して、id ^* ,iq ^* の値が相異)であるので、仮に、図6に示す各� ��標トルク宛一つの2次側目標電圧特性を「力 行」用と「回生」用に共用すると、トルク制 御精度が低下する。そこで本実施例では、絶 対値が同一の目標トルク宛ての2次側目標電� �特性を、「力行」用と「回生」用の2つにし� ��いる。図4に実線で示す2次側目標電圧特性� �「力行」用、破線(点線)で示す2次側目標電� �特性が「回生」用である。

 モータ制御装置30mのマイコンは、「出力� ��算」35において、電気モータ10mのロータに� �ける磁極対の方向にd軸を、該d軸と直角の方 向にq軸をそれぞれとった、公知のd-q軸モデ� �上のベクトル制御演算、によるフィードバ� �ク制御を行う。そこで該マイコンは、電流� �ンサ14m~16mの電流検出信号iUm,iVm,iWmをデジタ� �変換して読込み、電流帰還演算にて、公知� �固定/回転座標変換である3相/2相変換を用い� ��、固定座標上の3相電流値iUm,iVm,iWmを、回転� ��標上のd軸およびq軸の2相電流値idm,iqmに変換 する。

 1つのルックアップテーブルである第1高効� �トルク曲線テーブルAが出力演算35にあり、� �の第1高効率トルク曲線テーブルAには、モー タ速度ωmおよびモータ目標トルクT ^* mに対応付けられた、各モータ速度で各目標� �ルクT ^* mを発生するための各d軸電流値idが書き込ま� �ている。

 d軸電流idおよびq軸電流iqの各値に対応して� ��気モータの出力トルクが定まるが、1つの回 転速度値に対して、すなわち同一のモータ回 転速度において、同一トルクを出力するため のid,iqの組合せが無数にあり、定トルクカー� ��上にある。定トルクカーブ上に、最も電力� ��用効率が高い(最低電力消費の)id,iqの組合せ があり、そこが高効率トルク点である。複数 のトルクカーブ上の高効率トルク点を連ねる 曲線が、高効率トルク曲線であって各回転速 度に対して存在する。モータの回転速度宛て の高効率トルク曲線上の、与えられたモータ 目標トルクT ^* mの位置のd軸電流idおよびq軸電流iqを目標電� �値として電気モータ10mの付勢を行うことに� �り、目標トルクT ^* mを電気モータ10mが出力し、しかもモータ付� �の電力使用効率が高い。

 本実施例では、高効率トルク曲線を、d軸 の値を表す第1高効率トルク曲線Aと、q軸の値 を表わす第2高効率トルク曲線Bの、2系統に分 け、しかも、第1高効率トルク曲線Aは、力行� ��域に適用するものと回生領域に適用するも� ��を対にしたものとし、いずれもモータ回転� ��度と目標トルクに対するd軸目標電流を現す ものである。

 第1高効率トルク曲線テーブルAは、目標ト� �クT ^* mに宛てられた、最低電力消費で目標トルク� �発生するためのd軸目標電流を書込んだメモ� ��領域であり、力行用の力行テーブルA1と、� �生用の回生テーブルA2をあわせた1対で構成� �れている。力行用と回生用のいずれのテー� �ルを用いるかは、電気モータの回転速度ωm� �与えられる目標トルクT ^* mに基づいて、力行か回生かを判定し、判定� �果に従って決定する。

 ただし、電気モータ10mの回転速度ωmが上昇� ��るのに伴ってステータコイル11~13に発生す� �逆起電力が上昇し、コイル11~13の端子電圧が 上昇する。これにともなってインバータ19mか らコイル11~13への目標電流の供給が難しくな� ��、目標とするトルク出力が得られなくなる� ��この場合、与えられたモータ目標トルクT ^* mを実現するために算出したq軸電流iqに加え� �、磁束を減少させるようにd軸電流idを流す� �とによって、電力使用効率は低下するが、� �り高い回転速度で目標トルクT ^* mを出力することができる。これが弱め界磁� �御といわれている。d軸弱め界磁電流δidは、 界磁調整代演算により生成して、d軸電流指� �を算出し、q軸電流指令を算出する。d軸弱め 界磁電流δidは、弱め界磁電流演算41が算出す る。その内容は後に説明する。

 マイコンMPAは、「出力演算」35の中のd軸電� ��指令の算出では、トルク指令制限によって� ��定した目標トルクT ^* mに対応して第1高効率トルク曲線テーブルAか ら読出したd軸電流値idから、d軸弱め界磁電� �δidを減算して、d軸目標電流id ^* を算出する:
        id ^* =-id-δid ・・・(1)。

 q軸電流指令の算出では、出力演算35にあ� ��第2高効率トルク曲線テーブルBを用いる。� �2高効率トルク曲線テーブルBは、高効率トル ク曲線の、q軸の値を表わす第2高効率トルク� ��線Bを更に、d軸弱め界磁電流δidと対のq軸弱 め界磁電流δiqを減算したq軸目標電流を表わ� ��曲線に補正し、補正後の第2高効率トルク曲 線Bのデータ、を格納したものである。

 第2高効率トルク曲線テーブルBは、目標ト� �クT ^* mおよびd軸弱め界磁電流δidに宛てられた、最 低電力消費で目標トルクを発生するためのd� �目標電流、すなわち、補正後の第2高効率ト� ��ク曲線Bの目標電流値、を書込んだメモリ領 域であり、これも、力行用の力行テーブルB1� ��、回生用の回生テーブルB2をあわせた1対で� ��成されている。力行用と回生用のいずれを� ��いるかは、電気モータの回転速度ωmと目標� ��ルクT ^* mに基づいて、力行か回生かを判定し、判定� �果にしたがって決定する。

 q軸電流指令の算出では、目標トルクT ^* mおよびd軸弱め界磁電流δidに宛てられたq軸� �標電流iq ^* を、第2高効率トルク曲線テーブルBから読み� ��してq軸電流指令とする。

 モータ制御装置30mのマイコンは、出力演算3 5にて、d軸目標電流id ^* とd軸電流idとの電流偏差δid、及びq軸目標電� ��iq ^* とq軸電流iqとの電流偏差δiqを算出し、各電� �偏差δid,δiqに基づいて、比例制御及び積分� �御(フィードバック制御のPI演算)を行う。す� ��わち、電流偏差δidに基づいて比例成分の電 圧指令値を表す電圧降下Vzdp、及び積分成分� �電圧指令値を表す電圧降下Vzdiを算出し、電� ��降下Vzdp,Vzdiを加算して、電圧降下Vzd
               Vzd=Vzdp+Vzdi ・・・(2)
を算出する。また、出力演算35は、回転速度� �及びq軸電流iqを読み込み、回転速度ω、q軸� �流iq及びq軸インダクタンスLqに基づいて、q� �電流iqによって誘起される誘起電圧ed
              ed=ωm・Lq・iq    ・・� �(3)
を算出するとともに、前記電圧降下Vzdから誘 起電圧edを減算し、出力電圧としてのd軸電圧 指令値vd ^*
            vd ^* =Vzd-ed
               =Vzd-ωm・Lq・iq ・・・( 4)
を算出する。さらに出力演算35は、電流偏差� �iqに基づいて比例成分の電圧指令値を表す電 圧降下Vzqp、及び積分項分の電圧指令値を表� �電圧降下Vzqiを算出し、電圧降下Vzqp,Vzqiを加� ��して、電圧降下Vzq
            Vzq=Vzqp+Vzqi
を算出する。さらに出力演算35は、回転速度� �,逆起電圧定数MIf,d軸電流idおよびd軸上のイ� �ダクタンスLdに基づいて、d軸電流idによって 誘起される誘起電圧eq
            eq=ωm(MIf+Ld・id) ・・・(5)
を算出するとともに、電圧降下Vzqに誘起電圧 eqを加算し、出力電圧としてのq軸電圧指令値 vq ^*
       vq ^* =Vzq+eq
          =Vzq+ωm(MIf+Ld・id) ・・・(6)
を算出する。

 次に、回転/固定座標変換である2相/3相変換 36にて、回転座標上の目標電圧vd ^* 及びvq ^* を、2相/3相変換に従って固定座標上の各相目 標電圧VU ^* ,VV ^* ,VW ^* に変換する。これは、電圧制御モードが3相� �調であるときには、変調37を介してPWMパルス 発生器50に送る。電圧制御モードが3相変調で あるときには、変調37の2相変調38で3相変調モ ードの各相目標電圧VU ^* ,VV ^* ,VW ^* を2相変調のものに変換してPWMパルス発生器50 に送る。電圧モードが、全相を矩形波通電と する1pulseモードであるときには、変調37の1pul se変換で、3相変調モードの各相目標電圧VU ^* ,VV ^* ,VW ^* を各相矩形波通電とするものに変換してPWMパ ルス発生器50に与える。

 PWMパルス発生器50は、3相目標電圧VU ^* ,VV ^* ,VW ^* が与えられると、それら各値の電圧を出力す るための、キャリアクロック発生器46が与え� ��低周波数(5KHz)又は高周波数(7.5KHz)のクロッ� �に同期した該周波数(キャリア周波数)のPWMパ ルスMUm,MVm,MWmに変換して、図1に示されるドラ イブ回路20mに出力する。ドライブ回路20mは、 PWMパルスMUm,MVm,MWmに基づいて6連の駆動信号を 並行して発生し、各連の駆動信号で、電圧型 インバータ19mのトランジスタTr1~Tr6のそれぞ� �をオン/オフする。これにより、電気モータ1 0mのステータコイル11~13のそれぞれに、VU ^* ,VV ^* およびVW ^* が印加され、相電流iUm,iVmおよびIWmが流れる� �2相変調モードの各相目標電圧が与えられる� ��、PWMパルス発生器は、2相はPWMパルスを発生 し残りの1相はオン又はオフ(定電圧出力)信号 とする。1pulse変調モードの各相目標電圧が与 えられると、各相を矩形波通電とする通電区 間信号を出力する。

 弱め界磁電流演算41は、弱め界磁制御のた� �のパラメータである実変調率飽和指標mを算� ��する。すなわち、d軸電圧指令値vd ^* 及びq軸電圧指令値vq ^* に基づいて、電圧飽和の程度を表す値として 、飽和判定指標m
         m=√(vd ^*2 +vq ^*2 )/Vuc ・・・(7)
を算出し、実変調率飽和判定指標mから、最� �変調比閾値kvを減算して変調率偏差算定値δM
                  δM=m-kv   ・・・( 9)
を算出し、界磁調整代を算出する。なお、最 大変調比閾値kvは、2次側コンデンサ23の電圧V uc(電圧センサ24の電圧検出値)と電気モータの 回転速度ωmに基づいて算出している。

 界磁調整代の算出では、δMを積算し、積� ��値σδMが正の値を採る場合、積算値σδMに比 例定数を乗算して弱め界磁制御を行うための d軸弱め界磁電流δidを算出し、正の値に設定� ��、変調率偏差算定値δM又は積算値σδMが零� �下の値を採る場合、前記調整値δidおよび積� ��値σδMを零にする。調整値δidは、d軸電流指 令の算出およびq軸電流指令の算出において� �用する。

 「2相/3相変換」36は、2相/3相変換の過程で� �動機目標電圧Vm ^* を算出する。Vm ^* =√(vd ^*2 +vq ^*2 )、である。この電動機目標電圧Vm ^* と2次側コンデンサ23の電圧Vuc(電圧センサ24の 電圧検出値)とから、変調制御42の変調比算出 43が、変調比Mi
Mi=Vm ^* /Vuc ^* m ・・・(10)
を算出する。

 変調モード決定44が、電動機10mの目標トル� �T ^* ,回転速度ωおよび変調比Miに基いて、変調モ� ��ドを決定する。決定した変調モードに応じ� ��、該変調モードの各相目標電圧の出力を、� ��調37の中の選択40に指示する。

 図2に示すマイコンMPUには、CPUのほかに、 データを記録したり、各種のプログラムを記 録したりするためのRAM,ROMおよびフラッシュ� �モリが備わっており、ROM又はフラッシュメ� �リに格納されたプログラム,参照データおよ� ��ルックアップテーブルをRAMに書き込んで、� ��プログラムに基づいて、図2に2点鎖線ブロ� �クで囲んで示す入力処理,演算および出力処� ��を行う。

 図3に、該プログラムに基づいてマイコンMPU (のCPU)が実行するモータ駆動制御MDCの概要を� ��す。動作電圧が印加されるとマイコンMPUは� ��自身およびPWMパルス発生器50およびキャリ� �クロック発生器46ならびにドライブ回路20mの 初期化をおこなって、電動機10mを駆動するイ ンバータ19mを停止待機状態に設定する。そし て図示しない車両走行制御システムのメイン コントローラからのモータ駆動スタート指示 を待つ。モータ駆動スタート指示が与えられ ると、マイコンMPUは、「開始処理」(ステッ� �1)によって、内部レジスタに電動機制御の初 期値を設定して、「入力読込み」(ステップ2) で、入力信号又はデータを読み込む。すなわ ち、メインコントローラが与える第1目標ト� �クTM ^* m,電流センサ14m~16mが検出した各相電流値iU,iV, iW、および、レゾルバ17mの回転角信号SG θm、 をデジタル変換により読込む。

 なお、以下においては、括弧内には、ス� ��ップという語を省略して、ステップ番号の� ��を記す。

 次にマイコンMPUは、読込んだ回転角信号SGθ (回転角データSGθ)に基づいて回転角度θおよ� ��回転速度ωを算出する(3)。この機能を図2上� ��は、角度,速度演算32として示した。次にマ� ��コンMPUは、読み込んだモータ目標トルクTM ^* ,読込んだ直流電圧Vucおよび算出した回転速� �ωに対応する制限トルクTM ^* maxを制限トルクテーブルから読み出して、読 み込んだモータ目標トルクTM ^* がTM ^* maxを超えていると、TM ^* maxを目標トルクT ^* に定める。TM ^* max以下のときには、読み込んだモータ目標ト ルクTM ^* を目標トルクT ^* に定める(4)。この機能を図2上には、トルク� �令制限34として示した。

 次にマイコンMPUは、「2次側目標電圧算出」 (5)で、電動機10mが「力行」運転か「回生」運 転かを判定し、判定結果に対応してグループ を選択し、その中の、目標トルクT ^* に対応付けられている2次側目標電圧テーブ� �から、現在の回転速度ωに割り当てられてい る2次側目標電圧Vuc ^* mを読み出す。「2次側目標電圧算出」(5)の内� ��は、上述の、2次側目標電圧算出の内容と同 様である。次にマイコンMPUは、読込んだ3相� �電流検出信号iU,IV,iWを、3相/2相変換により、 2相のd軸電流値idおよびq軸電流値に変換する( 6)。この機能を図2上には、電流帰還31として� ��した。次にマイコンMPUは、d軸弱め界磁制御 を行うためのd軸弱め界磁電流δidを算出する( 7)。この機能を図2上には、弱め界磁電流演算 41として示した。

 「出力演算」(8)の内容は、上述の、図2に示 す出力演算35の内容と同様である。該「出力� ��算」(8)で算出したd-q軸の電圧目標値vd ^* ,vq ^* を、3相変調モードの各相目標電圧VU ^* ,VV ^* ,VW ^* に変換する(9)。このとき電動機目標電圧Vm ^* も算出する。つぎの「変調制御」(10)で、変� �比Miを算出し(11)、変調比Mi,目標トルクT ^* および回転速度ωに基いて、変調モードを決� ��する(12)。

 図4に変調モードの区分の大要(概要)を示す� ��図4には目標トルクT ^* と回転速度ωをパラメータとして示すが、も� ��一つのパラメータとして変調比Miがある。� �イコンMPUには、変調モード(3相変調,2相変調, 1pulse)および変調比に対応付けた変調閾値テ� �ブル(ルックアップテーブル)があり、各変調 閾値テーブルには、変調モード境界の閾値(� �標トルク値および回転速度値)が格納されて� ��る。「変調領域判定」(12)では、マイコンMPU は、現在の変調モード(3相変調,2相変調又は1p ulse)と変調比に対応する変調閾値テーブルを� ��択してそれから、閾値を読み出して、目標� ��ルクT ^* および回転速度を閾値と対比して、次に採用 すべき変調モードを決定する。

 次の「出力更新」(13)では、変調制御(10)� �決定した変調モードの各相目標電圧をPWMパ� �ス発生器50に出力する。次に、次の繰返し処 理タイミングになるのを待ってから(14)、再� �「入力読込み」(2)に進む。そして上述の「� �力読込み」(2)以下の処理を実行する。次の� �返し処理タイミングになるのを待っている� �に、システムコントローラから停止指示が� �ると、マイコンMPUはそこでモータ回転付勢� �ための出力を停止する(15,16)。

 以上、車輪を回転駆動する電気モータ10m� ��動作を制御するモータ制御装置30mの制御機� ��を説明した。

 図1を再度参照する。車両上エンジンによ って回転駆動される電動機10gは、発電機又は 発電動機といわれることもあるが、本実施例 では、電動機10gは、エンジンを始動するとき にはエンジンを始動駆動する電気モータ(力� �)であり、エンジンが始動するとエンジンに� ��って回転駆動されて発電する発電機(回生)� �ある。この電動機10gを制御するモータ制御� �置30gの機能および動作は、モータ制御装置30 mのものと同様であり、また、電動機10gに給� �するインバータ19gの構成および動作は、イ� �バータ19mと同様である。モータ制御装置30g� �構成および機能は、モータ制御装置30mと同� �である。

 モータ制御装置30gに、エンジンを始動する� ��きに図示しないメインコントローラから、� ��値の目標トルクTM ^* gが与えられ、モータ制御装置30gは、モータ� �御装置30mの上述の制御動作と同様な制御動� �を行う。エンジンが始動しその出力トルク� �上昇するとメインコントローラが目標トル� �TM ^* gを、発電(回生)用の負値に切換える。これに よりモータ制御装置30gは、電動機10gの出力ト ルクが、負値の目標トルク(エンジンの目標� �荷)となるように、インバータ19gを制御する� ��この内容(出力制御演算)も、モータ制御装� �30mの上述の出力制御演算と同様である。

 図1に示すコンバータ制御装置30vも、本実 施例では、マイコンを主体とする電子制御装 置であり、マイコンと、図示しないインター フェイス(信号処理回路)およびPWMパルス発生� ��を含み、さらに、マイコンと、前記車両上� ��図示しない車両走行制御システムのメイン� ��ントローラとの間の、図示しないインター� ��ェイス(通信回路)も含む。

 モータ制御装置30gは、レゾルバ17gが与える� ��転角信号SGθgに基づいて、電動機10gのロー� �の回転角度(磁極位置)θgおよび回転速度(角� �度)ωgを算出する。そして、目標トルクTM ^* gと回転速度ωgに基づいて2次側目標電圧Vuc ^* g(第2の2次側目標電圧Vuc ^* g)を決定する。なお、2次側目標電圧Vuc ^* gは、低トルク、高回転となる頻度が小さい� �め、モータ制御装置30mの2次側目標電圧テー� ��ルと異なり、弱め界磁制御を行わない第1領 城をコンバータの最大電圧まで設定し、2次� �目標電圧Vuc ^* gがコンバータの最大電圧に達した後弱め界� �制御を開始するように決定している。これ� �より、低回転、中回転時に弱め界磁制御を� �わないようにすることができるため、電力� �用効率が向上して効率を向上させることが� �きる。ただし、電気モータ10mと同様に高回� �時の効率を向上させる必要がある場合には� �モータ制御装置30mの2次側目標電圧テーブル� ��同様の特性に設定した2次側目標電圧テーブ ルに基づいて決定することもできる。コンバ ータ制御装置30vは、モータ制御装置30mが与え る2次側目標電圧Vuc ^* m(第1の2次側目標電圧Vuc ^* m)およびモータ制御装置30gが与える2次側目標 電圧Vuc ^* g(第2の2次側目標電圧Vuc ^* g)を読み込み、また、各センサ21,24が検出し� �いるバッテリ電圧Vdc,2次電圧Vucをデジタル変 換により読込む。つぎに、第1の2次側目標電� ��Vuc ^* mと第2の2次側目標電圧Vuc ^* gの内の高い方を目標電圧Vuc ^* に決定して、電圧センサ24が検出する電圧Vuc� ��目標電圧Vuc ^* になるように、昇圧用スイッチング素子42の� ��ン/オフを制御するPWM信号Pvfおよび回生用(� �圧用)スイッチング素子43のオン/オフを制御� ��るPWM信号Pvrを生成してドライブ回路20vに与� ��る。ドライブ回路20vが、PWM信号Pvf,Pvrに基づ いて半導体スイッチ26,27をオン,オフする。昇 圧が必要なときにはコンバータ30cの昇圧用ス イッチング素子42のオン/オフをPWM制御し、降 圧が必要なときにはコンバータ30cの回生用ス イッチング素子43のオン/オフをPWM制御する。 これら、昇圧用半導体スイッチ26と回生用半� ��体スイッチ27は、前者のオン期間に後者は� �フ、前者のオフ期間に後者がオンとなるよ� �に、相補的にスイッチングされる。