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Title:
MOTOR DRIVE CIRCUIT AND SEMICONDUCTOR INTEGRATED CIRCUIT DEVICE USING THE SAME
Document Type and Number:
WIPO Patent Application WO/2009/051235
Kind Code:
A1
Abstract:
A motor drive circuit is provided with an output circuit having a drive transistor which supplies a motor with a drive current. The output circuit is characterized in having a control transistor which turns on the drive transistor connected to a ground side when an output voltage exceeds a power supply voltage.

Inventors:
OZAWA, Makoto (Atsugi OperationsBase, 1601, Sakai, Atsugi-Sh, Kanagawa 33, 2438533, JP)
小澤 真 (〒33 神奈川県厚木市酒井1601番地 ミツミ電機株式会社 厚木事業所内 Kanagawa, 2438533, JP)
Application Number:
JP2008/068880
Publication Date:
April 23, 2009
Filing Date:
October 17, 2008
Export Citation:
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Assignee:
MITSUMI ELECTRIC CO., LTD. (2-11-2, Tsurumaki Tama-Sh, Tokyo 67, 2068567, JP)
ミツミ電機株式会社 (〒67 東京都多摩市鶴牧2丁目11番地2 Tokyo, 2068567, JP)
OZAWA, Makoto (Atsugi OperationsBase, 1601, Sakai, Atsugi-Sh, Kanagawa 33, 2438533, JP)
International Classes:
H02P7/06; H02P7/29; H02P7/291
Foreign References:
JP2006254543A2006-09-21
JP2007166889A2007-06-28
JPH0434896U1992-03-24
Attorney, Agent or Firm:
ITOH, Tadahiko (32nd Floor, Yebisu Garden Place Tower 20-3, Ebisu 4-Chome, Shibuya-K, Tokyo 32, 1506032, JP)
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Claims:
 モータに駆動電流を供給する駆動トランジスタを有する出力回路を備えたモータ駆動回路であって、
 前記出力回路は、出力電圧が電源電圧を超えたときに、グランド側に接続された前記駆動トランジスタをオンにする制御トランジスタを有することを特徴とするモータ駆動回路。
 前記制御トランジスタのコレクタは、前記駆動トランジスタのベースに接続され、エミッタには前記出力電圧が入力されるとともに、ベースには前記電源電圧が入力されることを特徴とする請求項1に記載のモータ駆動回路。
 前記出力回路は、前記制御トランジスタのコレクタ電流を増幅して前記駆動トランジスタのベースに供給する電流増幅トランジスタを更に有することを特徴とする請求項2に記載のモータ駆動回路。
 前記電流増幅トランジスタのコレクタには、前記出力電圧が入力されることを特徴とする請求項3に記載のモータ駆動回路。
 請求項1に記載のモータ駆動回路が半導体基板に形成され、
 該半導体基板をパッケージに収容したことを特徴とする半導体集積回路装置。
Description:
モータ駆動回路及びこれを用い 半導体集積回路装置

 本発明は、モータ駆動回路及びこれを用 た半導体集積回路装置に関し、特に、駆動 ランジスタを有する出力回路を備えたモー 駆動回路及びこれを用いた半導体集積回路 置に関する。

 従来から、モータの起動時や制動時に生 る逆起電力をクランプするため、駆動トラ ジスタに並列に接続した環流ダイオードを するモータ駆動回路が知られている(例えば 、特許文献1参照)。

 図6は、従来のモータ駆動回路の回路図の一 例を示す。同図中、端子として電源端子11、 ランド端子12、複数の出力端子13、14、複数 制御信号入力端子15、16、17、18が示されて る。出力端子13、14にはモータ19の第1及び第2 の駆動信号入力端子20、21夫々が接続されて る。第1及び第2の駆動信号入力端子20、21に 雑音防止用のコンデンサC 11  が接続されている。

 制御信号入力端子15、16、17、18には抵抗R 13  、R 15  、R 17  、R 19  夫々が接続され、抵抗R 13  、R 15  、R 17  、R 19  はNPN型トランジスタQ 11  、Q 15  、Q 16  、Q 13  夫々のベースに接続されている。トランジス タQ 11  、Q 15  、Q 16 、Q 13  夫々のベース、エミッタには抵抗R 14  、R 16  、R 18  、R 20 が接続され、各エミッタはグランド端子12に 続されている。第3及び第4のドライブトラ ジスタであるトランジスタQ 15  、Q 16  のコレクタは出力端子13、14に接続されてい 。

 トランジスタQ 11  、Q 13  夫々のコレクタには抵抗R 22 、R 25 が接続され、抵抗R 22 、R 25 はPNP型トランジスタQ 17  、Q 18  夫々のベースに接続されている。トランジス タQ 17  、Q 18  夫々のベース、エミッタには抵抗R 21 、R 24 が接続され、各エミッタは電源端子11に接続 れている。また、トランジスタQ 17  、Q 18  夫々のコレクタはNPN型トランジスタQ 12  、Q 14  のベースに接続されている。
 第1及び第2のドライブトランジスタである ランジスタQ 12 、Q 14  夫々のコレクタは電源端子11に、エミッタは 力端子13、14に夫々接続されている。トラン ジスタQ 12  、Q 14  夫々のベース、エミッタには抵抗R 23 、R 26 が接続されている。また、ダイオードD 11  、D 12  は出力端子13、14と電源端子11の間に逆接続さ れている。ダイオードD 18  、D 19  は出力端子13、14とグランド端子12の間に逆接 続されている。
 次に、以上の構成になる従来のモータ駆動 路の動作について説明する。図7は、従来の モータ駆動回路の動作を説明するための、各 部の電圧波形を示す波形図である。図7(A)に いて、V in11  、V in12  、V in13  、V in14  夫々は制御信号入力端子15、16、17、18への制 信号入力波形を示している。また、V 11  、V 12 夫々は出力端子13、14における電力電圧波形 、V は出力端子13、14間の電圧波形を示す。
 図中時刻t 0 において、各制御信号V in11  、V in12  、V in13  、V in14  はローレベル(以下、「Lレベル」と略す。)で あり、各トランジスタQ 11  、Q 17  、Q 12  、Q 15  、Q 16  、Q 13  、Q 18  、Q 14  は全てオフとなり、端子13、14はハイインピ ンスとなる。
 次に図中時刻t 1 において、V in11  とV in13  が共にハイレベル(以下、「Hレベル」と略す )になると、トランジスタQ 11  がオンするために、トランジスタQ 17  がオンしてトランジスタQ 12  がオンし、またトランジスタQ 16  がオンする。これにより、端子11からトラン スタQ 12  ,端子13、端子20、モータ19、端子21、端子14ト ンジスタQ 16  を夫々介して端子12へ電流が流れるためモー 19は回転する(このときの回転方向を正方向 する)。従って、端子13の電圧V 11  はHレベルとなるが、起動時に発生するモー 19の逆起電力により、V 11  は、図中Eで示した様にオーバーシュートを つ。同図(B)にこれを拡大して示す。この逆 電力は、ダイオードD 11  により、出力端子13から電源端子11へ順方向 流を流し込むことによって、ダイオードD 11  の順方向電圧を利用して吸収している。また 、V M もV 11  と同様の波形となる。
 次に時刻t 2 でV in11  がLレベル、V in12  がHレベルとなると、トランジスタQ 11  がオフするために、トランジスタQ 17  がオフしてトランジスタQ 12  がオフし、またトランジスタQ 15  がオンする。このためV 11  、V 12  ともに0Vとなり、モータ19に制動がかけられ 。制動開始時には、モータ19は起動時と逆方 向の逆起電力を発生する。このためV 11  は図中Fで示した様に負側にアンダーシュー を持つ。同図(C)にこれを拡大して示す。
 このとき、ダイオードD 18  によりグランド端子12から出力端子13へ順方 電流を流し込むことにより、V 11  をダイオードD 18  の順方向電圧を利用して正側にクランプし、 負側へ大きく振れることを防いでいる。
 次に、図中時刻t 3 でV in13  がL、V in14  がHレベルになると、Q 16  がオフし、またトランジスタQ 13  がオンするために、トランジスタQ 18  がオンしてトランジスタQ 14  がオンする。このときモータ19は方向へ回逆 するが、逆方向起動時にモータ19が逆起電 を発生する。このためV 12  は、前述のV 11  と同様に正方向にオーバーシュートを持つが 、この電圧はダイオードD 12  によって吸収される。
 次に、図中時刻t 4 でV in13  がHレベル、V in14  がLレベルになると、トランジスタQ 16  がオンし、またトランジスタQ 13  がオフするために、トランジスタQ 18  がオフしてトランジスタQ 14  がオフする。このとき、モータ19は制動がか られる。制動開始時には、モータ19は起動 と逆方向の逆起電力を発生する。このため V 12  は、前述のV 11  と同様に負測にオーバーシュートを持つが、 この電圧はダイオードD 19  によって正側にクランプされる。
 続いて、図中時刻t 5 でV in12  とV in13  がLレベルになると、トランジスタQ 15  がオフし、またトランジスタQ 16  がオフする。このとき全てのトランジスタが オフし、モータ19は停止する。
 以上説明したとおり従来のモータ駆動回路 は、モータ起動時又は制動時にモータが発 する逆起電力を、ダイオードの順方向電圧 よりオーバーシュートを抑制するようにク ンプしている。

特開平4-222494号公報

 しかしながら、上述の従来技術の構成によ ば、モータ19の起動時又は制動時に生じる 起電力によるオーバーシュートの電圧を吸 するために、大電流を流せる環流ダイオー D 11 、D 12 、D 18 、D 19 を設ける必要がある。かかる環流ダイオード D 11 、D 12 、D 18 、D 19 は、オーバーシュートの電流を吸収するため 、大容量であることを要し、モータ駆動回路 を例えばIC(Integrated Circuit、集積回路)内に設 る場合には、大きな面積を要してしまうと う問題があった。

 そこで、本発明は、小さな容量のトラン スタで逆起電力による出力電圧のオーバー ュートを低減することができるモータ駆動 路を提供することを目的とする。

 上記目的を達成するため、本発明の第1の発 明に係るモータ駆動回路は、モータに駆動電 流を供給する駆動トランジスタを有する出力 回路を備えたモータ駆動回路であって、
 前記出力回路は、出力電圧が電源電圧を超 たときに、グランド側に接続された前記駆 トランジスタをオンにする制御トランジス を有することを特徴とする。

 これにより、逆起電力により生ずるオーバ シュート電流を駆動トランジスタに流すこ ができ、駆動トランジスタを有効に利用し 出力電圧をクランプすることができる。
 第2の発明は、第1の発明に係るモータ駆動 路において、
 前記制御トランジスタのコレクタは、前記 動トランジスタのベースに接続され、エミ タには前記出力電圧が入力されるとともに ベースには前記電源電圧が入力されること 特徴とする。

 これにより、出力電圧が電源電圧を超え ときに、制御トランジスタから駆動トラン スタにコレクタ電流が供給される出力回路 実現することができ、小さな容量の制御ト ンジスタで駆動トランジスタをオンにし、 電流を流すことが可能な状態に制御するこ ができる。

 第3の発明は、第2の発明に係るモータ駆動 路において、
 前記出力回路は、前記制御トランジスタの レクタ電流を増幅して前記駆動トランジス のベースに供給する電流増幅トランジスタ 更に有することを特徴とする。

 これにより、制御トランジスタからの出 電流を増幅して大きな電流を駆動トランジ タのベースに供給することができ、大容量 駆動トランジスタを出力電圧のオーバーシ ート低減に有効活用することができる。

 第4の発明は、第3の発明に係るモータ駆動 路において、
 前記電流増幅トランジスタのコレクタには 前記出力電圧が入力されることを特徴とす 。

 これにより、電流増幅トランジスタにも 起電力による電流を並列に流すことができ 電流増幅用としてのみならず、駆動トラン スタとともに出力電圧のオーバーシュート 減用のトランジスタとしても機能させるこ ができる。

 第5の発明に係る半導体集積回路装置は、第 1の発明に係るモータ駆動回路が半導体基板 形成され、
 該半導体基板をパッケージに収容したこと 特徴とする。

 これにより、ブレークダウン及びラッチ ップを防ぐことができるモータドライバIC することができる。

 本発明によれば、モータ駆動回路の駆動 ランジスタを有効に利用して、モータの逆 電力により発生する電圧を効果的に低減す ことができる。

実施例1に係るモータ駆動回路100の出力 回路50の主要部の回路図である。 実施例1に係るモータ駆動回路100のモー タ起動時の出力電圧波形図である。 実施例2に係るモータ駆動回路100aの出 回路50aの主要部の回路図である。 実施例2に係るモータ駆動回路100aの逆 電力発生時の動作説明図である。 実施例2に係るモータ駆動回路100aのモ タ起動時の出力電圧波形図である。 従来のモータ駆動回路の回路図の一例 示す。 従来のモータ駆動回路の動作を説明す ための、各部の電圧波形図である。

符号の説明

Q1、Q2  駆動トランジスタ
Q3  制御トランジスタ
Q4  電流増幅トランジスタ
R1、R2、R3、R4、R5  抵抗
OUT  出力端子
GND  グランドライン
Vcc  電源ライン
50、50a  出力回路
100、100a  モータ駆動回路

 以下、図面を参照して、本発明を実施す ための最良の形態の説明を行う。

 図1は、本発明を適用した実施例1に係る ータ駆動回路100の出力回路50の主要部を示し た回路図である。図1において、実施例1に係 モータ駆動回路100は、電位供給ライン及び 子として、グランドラインGNDと、電源ライ Vccと、出力端子OUTとを有し、回路構成要素 して、駆動トランジスタQ1、Q2と、制御トラ ンジスタQ3と、抵抗R1、R2とを有する。

 なお、図1においては、モータ駆動回路100 の出力回路50の主要部が示されているが、出 回路50は、モータ駆動の出力段としての他 回路要素を備えてもよく、同様にモータ駆 回路100は、モータ駆動のために必要な他の 路要素を更に備えてよい。本実施例におい は、本発明を適用した実施例を説明するた に必要な部分のみを示すが、上述の出力回 50及びモータ駆動回路100に必要な構成要素を 、実施例1に係るモータ駆動回路100は適宜必 に応じて備えることができる。

 グランドラインGNDは、グランドに接続さ ており、その電位は0〔V〕である。また、 源ラインVccは、図示しない電源に接続され おり、その電位はVcc〔V〕である。

 出力端子OUTは、図示しないモータを駆動 御するため、出力回路50の出力信号を出力 るための端子であり、その先には、モータ 接続されている。

 駆動トランジスタQ1、Q2は、モータに駆動 電流を供給するためのトランジスタである。 駆動トランジスタQ1はグランド側の駆動トラ ジスタであり、駆動トランジスタQ2は電源 のトランジスタである。駆動トランジスタQ1 、Q2は、ともにNPN型トランジスタが用いられ いる。駆動トランジスタQ1、Q2は、出力回路 50全体の駆動トランジスタの片側、つまり半 であり、出力回路50全体としては、駆動ト ンジスタQ1、Q2と略対称に、電源側のトラン スタとグランド側のトランジスタを各々1個 ずつ備えてよい。

 駆動トランジスタQ1は、低電位側、つま グランド側の駆動トランジスタであり、エ ッタはグランドラインGND、コレクタは出力 子OUTに接続されている。また、ベースは制 トランジスタQ3のコレクタに接続されており 、制御トランジスタQ3が駆動トランジスタQ1 制御できるように構成されている。駆動ト ンジスタQ1がオン状態となりモータが回転す るときは、図示しない反対側の電源側の駆動 トランジスタと駆動トランジスタQ1がともに ン状態となり、出力端子OUTの出力電圧Voutは 略0〔V〕、つまりL(ロー)レベルとなる。

 駆動トランジスタQ2は、高電位側、つま 電源側の駆動トランジスタであり、コレク は電源ラインVcc、エミッタは出力端子OUT、 ースは抵抗R2に接続されている。駆動トラン ジスタQ2がオン状態となり、モータが回転す ときは、駆動トランジスタQ2及び図示しな 反対側のグランド側の駆動トランジスタが ン状態となり、出力端子OUTの出力電圧Voutは Vcc〔V〕、つまりH(ハイ)レベルとなる。

 制御トランジスタQ3は、駆動トランジスタQ1 を制御するためのトランジスタである。制御 トランジスタQ3は、PNP型トランジスタが適用 れ、ベースは電源ラインVccに接続され、コ クタは上述のように駆動トランジスタQ1の ースに接続されている。また、エミッタは 抵抗R1を介して出力端子OUTに接続されている 。よって、出力端子OUTから制御トランジスタ Q3のエミッタに入力される出力電圧Voutが、ベ ースに入力される電源電圧Vccよりも高くなり 、その差が抵抗R1の両端の電圧V R1 とベース-エミッタ間電圧Vf(≒0.6~0.7〔V〕)よ も大きくなったときには、ベース電流が流 ることになる。そして、制御トランジスタQ3 のコレクタ電流が、グランド側の駆動トラン ジスタQ1に供給されることになる。

 なお、抵抗R1を介して制御トランジスタQ3の エミッタに入力される出力電圧Voutは、逆起 力発生時には相当に大きくなり、抵抗R1の両 端電圧V R1 と、ベース-エミッタ間電圧Vfは、実質的に無 視できる程に小さくなる。従って、制御トラ ンジスタQ3は、実質的にエミッタに入力され 出力電圧Voutと、ベースに入力される電源電 圧Vccとを比較してオン・オフ制御を行うこと になる。

 次に、図1及び図2を用いて、かかる構成 有する実施例1に係るモータ駆動回路100の、 ータ起動時の動作について説明する。図2は 、実施例1に係るモータ駆動回路100のモータ 動時の出力端子OUTの出力電圧波形を示した である。横軸は時刻t〔s〕、縦軸は出力電圧 Vout〔V〕を示している。

 図2において、時刻t0~t1では、出力端子OUT 出力電圧VoutはLレベルである。このとき、 1においては、グランド側の駆動トランジス Q1はオン、電源側の駆動トランジスタQ2はオ フとなり、出力端子OUTはグランドラインGNDと 接続された状態である。

 図2において、時刻t1~t2では、出力端子OUT 出力電圧がLレベルからHレベルへと略一定 傾斜で切り替わっている。このとき、図1に いては、電源側の駆動トランジスタQ1がオ となり、グランド側の駆動トランジスタQ2が オフとなった状態である。

 図2において、時刻t2~t3では、モータ起動 に、モータ駆動用のコイルにより生じた逆 電力により、出力端子OUTの出力電圧Voutは、 電源電圧Vccを超えた大きさを示している。そ してその最高値は、時刻t3以降の通常のHレベ ルの出力電圧Voutよりも、2.2〔V〕高い値を示 ている。この逆起電力(逆起電圧)による出 電圧波形のオーバーシュートは、モータが 動コイルを有する以上は不可避的に発生し しまうが、図2において、その値は2.2〔V〕程 度に収まっているので、電源側駆動トランジ スタQ2等のブレークダウンを避けることがで 、またモータ駆動回路100のラッチアップを 止することができる。

 このとき、図1においては、出力電圧Voutが 電源電圧Vccを超え、更にこれに抵抗R1の両端 にかかる電圧V R1 と、制御トランジスタQ3のベース-エミッタ間 電圧Vfとを加えた電圧値を超えた状態となる 通常、抵抗R1の両端電圧V R1 はそれ程大きな電圧ではなく、ベース-エミ タ間電圧Vfは0.6~0.7〔V〕程度であり、また逆 電力(逆起電圧)によるオーバーシュートは 時に大きな値となるので、制御トランジス Q3は、逆起電力が発生したらすぐにオン状態 となる。そうすると、制御トランジスタQ3の レクタ電流が駆動トランジスタQ1のベース 流として供給され、オフ状態であった駆動 ランジスタQ1をオン状態とし、逆起電力によ り生じた電流を駆動トランジスタQ1からグラ ドラインGNDに逃がすことが可能となる。こ ような動作により、逆起電圧を低電位側に ランプし、駆動トランジスタQ2等のブレー ダウンとモータ駆動回路100のラッチアップ 防いでいる。

 駆動トランジスタQ1は、モータを駆動す 大容量のトランジスタであるので、制御ト ンジスタQ3は、これを制御できるレベルの小 さな容量のトランジスタを適用することがで きる。つまり、従来のモータ駆動回路におい ては、制御トランジスタの代わりに大容量の 環流ダイオードを設け、これにより逆起電力 により生じた電流を逃がしていたが、本実施 例に係るモータ駆動回路100においては、環流 ダイオードの役割を駆動トランジスタQ1に担 せ、これを制御する制御トランジスタQ3を けたことにより、IC上に占める面積を小さく することができる。

 このように、本実施例に係るモータ駆動 路100によれば、小容量の制御トランジスタQ 3を用いてモータ起動時に発生する逆起電圧 クランプし、ブレークダウンやラッチアッ を防ぐことができる。

 なお、図1及び図2においては、モータ起 時に生じる逆起電圧をクランプする例を説 したが、モータの制動時及び逆転起動時に いても、同様に本実施例を適用することが きる。かかる場合においても、逆起電圧の 生時に小容量の制御トランジスタで駆動ト ンジスタをオン状態にすることにより、同 にブレークダウンやラッチアップを防ぐこ ができる。

 図3は、本発明を適用した実施例2に係る ータ駆動回路100aの出力回路50aの主要部を示 た回路図である。図3において、実施例1に るモータ駆動回路100と同様の構成要素につ ては、同一の参照符号を付している。また 実施例2においても、本発明を適用するため 必要な構成要素のみを採り上げて説明する 、出力回路50a及びモータ駆動回路100aは、モ ータ駆動回路出力段50a及びモータ駆動回路100 aとして構成され、機能するために必要な他 構成要素を備えてもよいことは、実施例1と 様である。

 図3において、実施例2に係るモータ駆動 路100aは、実施例1に係るモータ駆動回路100と 同様に、グランドラインGNDと、電源ラインVcc と、出力端子OUTとを有し、出力端子OUTの先に は、図示しないモータが接続されている。ま た、グランド側の駆動トランジスタQ1、電源 の駆動トランジスタQ2を有し、両者はとも NPN型トランジスタである。グランド側の駆 トランジスタQ1は、コレクタが出力端子OUTに 接続されており、エミッタがグランドライン GNDに接続されている。一方、電源側の駆動ト ランジスタQ2は、コレクタが電源ラインVccに 続され、エミッタは出力端子OUTに接続され ベースは抵抗R2を介して出力端子OUTに接続 れている。更に、グランド側の駆動トラン スタQ1のベースと出力端子OUTとの間に、制御 トランジスタ3のエミッタとコレクタが接続 れて設けられている。制御トランジスタQ3は 、PNP型トランジスタであり、エミッタは抵抗 R1を介して出力端子OUTに接続されており、ベ スは電源ラインVccに接続されている。

 今までの説明は、実施例1に係るモータ駆 動回路100と同様の構成を有する部分であるが 、実施例2に係るモータ駆動回路100aは、制御 ランジスタQ3と並列に、電流増幅トランジ タQ4を備えている点で、実施例1と異なって る。以下、この点について説明する。

 電流増幅トランジスタQ4は、制御トラン スタQ3のコレクタ電流を増幅するためのトラ ンジスタであり、ベースが、制御トランジス タQ3のコレクタに接続されている。一方、制 トランジスタQ3のコレクタは、電流増幅ト ンジスタQ4のベースに接続されるとともに、 これと並列に、抵抗R3を介してグランド側の 動トランジスタQ1のベースにも接続されて る。この点は、抵抗R3が挿入されている点を 除けば、実施例1と同様である。つまり、実 例2に係るモータ駆動回路100aにおいても、制 御トランジスタQ3のコレクタ電流は実施例1と 同様に駆動トランジスタQ1のベースに供給さ るように構成されている。

 電流増幅トランジスタQ4は、コレクタは抵 R4を介して出力端子OUTに接続されており、エ ミッタは抵抗R5を介して駆動トランジスタQ1 ベースに接続されている。そして、上述の うに、電流増幅トランジスタQ4のベースは、 制御トランジスタQ3のコレクタに接続されて る。かかる構成により、電流増幅トランジ タQ4は、制御トランジスタQ3のコレクタ電流 を所定の電流増幅率h FE4 で増幅してグランド側の駆動トランジスタQ1 ベースに供給することができ、また駆動ト ンジスタQ1のコレクタ電流も、やはり所定 電流増幅率h FE1 でベース電流を増幅するので、駆動トランジ スタQ1に供給するベース電流を増加させるこ により、駆動トランジスタQ1に流せるコレ タ電流を増加させることができる。(なお、 流増幅トランジスタQ4の電流増幅率をh FE4 とし、電流増幅トランジスタQ1の電流増幅率 h FE1 とする。)これにより、出力端子OUTに大きな 起電力が生じた場合でも、駆動トランジス Q1に流せるコレクタ電流を増加させることに より、出力電圧Voutのオーバーシュートを減 させることができる。更に、電流増幅トラ ジスタQ4のコレクタも抵抗R4を介して出力端 OUTに接続されているので、電流増幅トラン スタQ4自体も、逆起電力により生じた電流 逃がすとともに、これを駆動トランジスタQ1 のベース電流の増加に寄与させることができ る。

 次に、図4を用いて、実施例2に係るモー 駆動回路100aの動作について説明する。図4は 、実施例2に係るモータ駆動回路100aの逆起電 発生時の動作について説明するための図で る。図4の回路構成は、図3と同様であるの 、個々の構成要素についての説明は省略す 。

 図4において、出力端子OUTに大きな逆起電力 が生じ、出力電圧Voutが電源電圧Vccを超えた きには、制御トランジスタQ3がオンし、(1)に 示すように、制御トランジスタQ3のエミッタ- コレクタ間を電流が流れる。なお、制御トラ ンジスタQ3がオフからオン状態に切り替わる は、厳密には、出力端子OUTの出力電圧Voutが 、電源電圧Vccと抵抗R1の両端電圧V R1 とベース-エミッタ間電圧Vfの和以上になった とき、つまり制御トランジスタQ3のエミッタ 位が(Vcc+Vf)以上となったときであるが、実 例1において説明したように、実質的には出 電圧Voutが電源電圧Vccを超えたときと考えて よい。

 (1)に示された制御トランジスタQ3のコレ タ電流は、抵抗R3に流れ込むとともに、(2)に 示すように、電流増幅トランジスタQ4のベー に流れ込む。電流増幅トランジスタQ4のベ スに、(2)に示すようにベース電流が流れる とにより、電流増幅トランジスタQ4がオンす る。

 電流増幅トランジスタQ4がオン状態となる とにより、コレクタ-エミッタ間電流が流れ (3)に示すように、出力端子OUTから、抵抗R4 コレクタ電流が流れ、抵抗R5をエミッタ電流 が流れる。このとき、コレクタ電流I C は、ベース電流I B を電流増幅率h FE4 倍に増幅し、I C =h FE4 ・I B の大きな電流が流れるので、エミッタ電流I E も同様にI E ≒I C の大きな電流が流れる。

 抵抗R5を流れたエミッタ電流は、(4)に示 ように、制御トランジスタQ3のR3を流れたコ クタ電流とともに、駆動トランジスタQ1の ースに供給される。つまり、制御トランジ タQ3のR3を流れたコレクタ電流をI3〔A〕、電 増幅トランジスタQ4のR5を流れたコレクタ電 流をI4〔A〕とすると、(4)に示すように、(I3+I4 )〔A〕が駆動トランジスタQ1にベース電流と て供給される。

 駆動トランジスタQ1に(I3+I4)〔A〕のベース電 流が供給されることにより、駆動トランジス タQ1はオンし、(5)に示すように、コレクタ-エ ミッタ間電流が流れて出力端子OUTの出力電圧 VoutはLレベルになる。このとき、コレクタ電 をI1〔A〕とすると、I1=(I3+I4)・h FE1 となり、実施例1に係るモータ駆動回路100よ も、更に大きなコレクタ電流を流すことが 能となる。ここで、I4は、上述のように、電 流増幅トランジスタQ4のコレクタ電流である ら、これ自体でI3よりも100倍以上に大きな 流であり、これを更に駆動トランジスタQ1で 100倍以上に増幅するので、駆動トランジスタ Q1に流せるコレクタ電流は、I3の10000倍以上の 電流となる。これにより、モータ起動時に出 力端子OUTに生じる逆起電圧を効果的に吸収す ることができる。

 次に、図5を用いて実施例2に係るモータ 動回路100aのモータ起動時の動作結果につい 説明する。図5は、実施例2に係るモータ駆 回路100aのモータ起動時の出力端子OUTの出力 圧波形を示した図である。図5の横軸は時刻 t〔s〕、縦軸は出力電圧Vout〔V〕を示してい 。

 図5において、時刻t0~t1においては、グラ ド側の駆動トランジスタQ1がオン、電源側 駆動トランジスタQ2がオフでLレベルの状態 示している。

 時刻t1において、グランド側の駆動トラ ジスタQ1はオフ、電源側の駆動トランジスタ Q2はオンに切り替わり、時刻t1~t2において、 力電圧Voutが一定勾配でLレベルからHレベル 切り替わる。

 時刻t2~t3において、モータ起動時の逆起 力により、出力電圧Voutにオーバーシュート 発生するが、上述のように、出力電圧Voutが 電源電圧Vccを超えたときに、制御トランジス タQ3、電流増幅トランジスタQ4及びグランド の駆動トランジスタQ1が順にオンする。グラ ンド側の駆動トランジスタQ1がオンすること より、逆起電力により出力端子OUTに発生し 電流を、大容量の駆動トランジスタQ1を用 てグランドラインGNDに流して逃がすことが 能となる。よって、出力電圧Voutのオーバー ュート分は、グランドラインGNDに吸収され 出力電圧Voutは低電位側にクランプした波形 となっている。

 図5において、電源電圧Vccを超えた分は僅 かとなり、また、オーバーシュート分が通常 のHレベルの電圧値を、1.3〔V〕程度超えた大 さで収まっていることが分かる。これは、 2に示した実施例1に係るモータ駆動回路100 出力電圧波形の2.2〔V〕よりも、更に小さく 善された値である。このように、制御トラ ジスタQ3を設けるだけでなく、更に制御ト ンジスタQ3の出力電流を増幅する電流増幅ト ランジスタQ4を設けることにより、更に効果 に逆起電圧を吸収し、電源側の駆動トラン スタQ2等のブレークダウンやモータ駆動回 100aのラッチアップを効果的に防ぐことがで る。

 なお、電流増幅トランジスタQ4も、従来 環流ダイオードよりは圧倒的に小さい容量 トランジスタを適用することができるので 実施例2に係るモータ駆動回路100aを半導体基 板上に形成してIC化した場合には、やはり従 の環流ダイオードよりも小さな面積で回路 成を行うことができる。

 このように、実施例2に係るモータ駆動回 路100aによれば、制御トランジスタQ3及び電流 増幅トランジスタQ4の双方を設けることによ 、グランド側の駆動トランジスタQ1の能力 効果的に利用し、出力端子OUTを効率良くLレ ルにすることができ、逆起電力による出力 圧Voutのオーバーシュートを更に効果的に低 減することができる。

 なお、実施例1及び実施例2において、出 電圧Voutが電源電圧を下回った後は、制御ト ンジスタQ3はすぐオフとなり、時刻t3以降は 通常のHレベルの出力電圧Voutが出力されてい ことが分かる。従って、実施例1及び実施例 2に係るモータ駆動回路100、100aは、出力電圧V outが電源電圧Vccを超えるような逆起電力が発 生したときのみグランド側の駆動トランジス タQ1をオンとし、通常のモータ駆動回路100、1 00aのモータ駆動動作を妨げることがない。

 また、実施例1及び実施例2においては、 ランド側の駆動トランジスタQ1を用いて、モ ータ起動時の発生する正電圧のオーバーシュ ートを吸収する例を挙げて説明したが、モー タ制動時に、出力端子OUTの出力電圧VoutがHレ ルからLレベルに切り替わり、その際に生じ る逆起電力により負電圧側にオーバーシュー トが生じた場合にも、これを防ぐようにモー タ駆動回路100、100aを構成することができる この場合には、負電圧側のオーバーシュー を吸収するために、出力電圧VoutがLレベル電 圧より小さくなったら、電源側の駆動トラン ジスタQ1をオンさせるようなモータ駆動回路1 00、100aを構成すればよく、かかる構成のモー タ駆動回路100、100aに対しても、本発明を好 に適用することができる。

 また、実施例1及び実施例2においては、 ータ駆動回路100、100aの出力回路50、50aにつ て、回路構成及びその動作について説明し が、かかるモータ駆動回路100、100aを半導体 板に形成し、これをパッケージングして所 のパッケージに収容し、半導体集積回路装 (半導体IC)として構成してもよい。本実施例 に係るモータ駆動回路100、100aを搭載するこ により、ブレークダウン及びラッチアップ 難いモータドライバICとすることができる。

 以上、本発明の好ましい実施例について 説したが、本発明は、上述した実施例に制 されることはなく、本発明の範囲を逸脱す ことなく、上述した実施例に種々の変形及 置換を加えることができる。

 本発明は、種々のモータを駆動するモー 駆動装置全般に適用可能であり、モータ駆 装置をIC化したモータドライバ等にも適用 能である。

 本国際出願は、2007年10月17日に出願され 日本国特許出願2007-270008号に基づく優先権を 主張するものであり、2007-270008号の全内容を こに本国際出願に援用する。