Le domaine de l'invention est celui de la transmission et de la diffusion d'informations numériques par radiocommunication. Plus précisément, l'invention concerne le problème des interférences intercellulaires, ou inter-sources, prenant naissance dans un système de radiocommunications utilisant une modulation multiporteuse.

La technique de modulation multiporteuse, associée par exemple à une technique de codage correcteur d'erreur et à un entrelacement, apporte une solution efficace au problème de la diffusion ou de la transmission d'informations, par exemple en environnement radiomobile. Ainsi, la technique de modulation COFDM (en anglais"Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing") a été retenue pour les normes DAB (en anglais"Digital Audio Broadcasting", radiodiffusion sonore numérique), DVB-T (en anglais"Digital Video Broadcasting-Terrestrial", diffusion de télévision numérique de terre) et HIPERLAN/2 (en anglais"High Performance Local Area Network", réseau local sans fil haut débit).

La modulation multiporteuse utilisée dans le système COFDM, décrite par exemple dans le document de brevet français n° FR 2 765 757, comporte un système d'égalisation particulièrement simple, basé sur l'insertion d'un intervalle de garde. Cet intervalle de garde, encore appelé préfixe cyclique, assure un bon comportement face aux échos, au prix d'une perte en efficacité spectrale. C'est dans la perspective d'éviter cette perte, ou tout au moins de la réduire, que de nouvelles modulations multiporteuses sont actuellement à l'étude. Parmi celles-ci, la modulation OFDM/OQAM (en anglais"Orthogonal Frequency Division Multiplexing/Offset Quadrature Amplitude Modulation") se caractérise par la mise en forme des porteuses au moyen de la fonction prototype Iota. On rappelle que la fonction prototype Iota, décrite par exemple dans le document de brevet n° FR 2 733 869, a pour caractéristique d'être identique à sa transformée de Fourier.

Le procédé de mise en forme d'un signal électrique à partir de l'information à transmettre dépend bien sûr des conditions dans lesquelles un tel signal est transmis. On rappelle donc succinctement ci-après les caractéristiques d'un canal de transmission, notamment en environnement radiomobile, afin de mieux comprendre l'intérêt de l'utilisation, sur un tel canal, de modulations multiporteuses.

En environnement radiomobile, l'onde émise subit, lors de son parcours, de multiples réflexions, et le récepteur reçoit donc une somme de versions retardées du signal émis. Chacune de ces versions est atténuée et déphasée de façon aléatoire. Ce phénomène, connu sous le nom d'étalement des retards (en anglais"delay spread"), génère de l'interférence entre symboles (IES). Par exemple, dans un environnement de type urbain, l'étalement des retards est de l'ordre de ou inférieur à quelques microsecondes.

Le récepteur (par exemple le radiotéléphone mobile d'un automobiliste) étant supposé en mouvement, l'effet Doppler agit également sur chaque trajet, ce qui se traduit par un décalage en fréquence du spectre reçu, proportionnel à la vitesse de déplacement du récepteur.

La conjugaison de ces effets se traduit par un canal de transmission non stationnaire, présentant des évanouissements profonds à certaines fréquences (on obtient donc un canal sélectif en fréquence).

Il est par conséquent particulièrement avantageux d'utiliser, sur un tel canal, une modulation multiporteuse, dont on rappelle ci-après les caractéristiques principales. Une modulation multiporteuse est avant tout une modulation numérique, c'est-à-dire un procédé de génération d'un signal électromagnétique, à partir d'une information numérique à transmettre. L'originalité, et l'intérêt, d'une telle modulation est de découper la bande de fréquence allouée au signal en une pluralité de sous-bandes, choisies de largeur inférieure à la bande de cohérence du canal (c'est-à-dire à la bande pour laquelle la réponse fréquentielle du canal peut être considérée comme constante, sur une durée donnée), et sur lesquelles le canal peut donc être considéré comme constant pendant la durée de transmission d'un

symbole. L'information numérique à transmettre pendant cette durée est alors répartie sur chacune des sous bandes, de manière à : diminuer la rapidité de modulation (c'est-à-dire augmenter la durée symbole), sans modifier le débit transmis ; modéliser simplement l'action du canal sur chacune des sous-bandes, en ayant recours au modèle du multiplieur complexe.

En réception, un système peu complexe de correction des données reçues permet de récupérer l'information émise sur chacune des porteuses de façon satisfaisante, sauf pour les porteuses ayant subi un évanouissement profond. Dans ce cas, si aucune mesure de protection de l'information n'est prise, les données véhiculées par ces porteuses seront perdues. Un système multiporteuse n'est donc intéressant que si la génération du signal électrique est précédée de traitements numériques des données, tels qu'un codage correcteur d'erreurs et/ou un entrelacement par exemple.

On s'attache désormais à décrire les techniques connues d'estimation de canal, mises en oeuvre dans le cadre d'une modulation multiporteuse telle que présentée ci-dessus.

On suppose, dans la suite du raisonnement, que le choix des paramètres de la modulation multiporteuse assure que le canal peut être considéré comme quasi- constant sur chacune des sous-porteuses (canal multiplicatif), pour chaque symbole OFDM. Le canal est alors modélisable par un coefficient complexe à estimer, H", n (OÙ m est l'indice de la sous-porteuse et n celui du symbole OFDM considérés).

Pour estimer le canal en OFDM, une technique classique consiste à insérer, dans le flux de porteuses utiles, des éléments de données de référence, à des emplacements connus du récepteur. Ces éléments de référence peuvent être regroupés au sein d'un symbole de référence, situé par exemple en début de certaines des trames de symboles, ou distribués au sein des données utiles, selon un motif prédéterminé (ces éléments de référence sont alors appelés pilotes). En réception, les valeurs prises par ces éléments de référence sont lues, et on en

déduit aisément le gain complexe du canal à ces emplacements de référence. On déduit alors le gain complexe du canal sur l'ensemble des points du réseau temps- fréquence transmis, à partir de la valeur calculée du gain complexe aux emplacements de référence.

L'invention présentée dans ce document s'applique plus particulièrement mais non exclusivement, dans le cadre d'un réseau de radiocommunication, de type cellulaire.

On rappelle que les réseaux de télécommunication cellulaires sont constitués d'un maillage de leur zone de couverture en zones géographiques de taille plus réduite appelées cellules.

Chaque cellule correspond à la zone géographique couverte par une station de base, qui émet et/ou reçoit des signaux vers et/ou en provenance des terminaux de radiocommunication présents dans la cellule.

L'invention s'applique bien sûr également à tout autre type de réseau de radiocommunication, comprenant une pluralité de sources émettrices de signaux.

Un problème important inhérent aux réseaux de radiocommunication est lié à l'apparition d'interférences entre les signaux émis par les différentes sources, encore appelées interférences intercellulaires dans le cas d'un réseau cellulaire.

En effet, les signaux émis dans une cellule (ou plus généralement dans la zone de couverture d'une source), par les terminaux de radiocommunication ou par la station de base, se propagent partiellement dans les cellules voisines du réseau (ou plus généralement dans les zones de couverture des sources voisines).

Dans une cellule (ou zone) donnée, des signaux perturbateurs provenant de cellules (ou sources) adjacentes viennent donc s'ajouter aux signaux utiles, sous forme d'interférences inter-sources ou intercellulaires.

Pour pallier ces problèmes d'interférences intercellulaires, on s'efforce donc d'utiliser, dans des cellules adjacentes d'un réseau, des bandes de fréquence éloignées, ou à tout le moins disjointes. En d'autres termes, on cherche à éloigner géographiquement les unes des autres les cellules, ou les sources, du réseau travaillant dans la même bande de fréquence.

En conséquence, un inconvénient de cette technique de l'art antérieur, qui s'avère particulièrement critique pour les systèmes de radiocommunication utilisant une modulation de type OFDM, est que, contrairement aux systèmes utilisant une modulation de type CDMA, il est impossible d'atteindre un facteur de réutilisation des fréquences proche de 1.

En effet, la mise en oeuvre d'un tel système de radiocommunication utilisant une modulation multiporteuse nécessite de disposer d'une bande de fréquence importante, typiquement égale à plusieurs fois la bande utile de chaque cellule ou source du réseau.

Ce problème est d'autant plus crucial que les modulations multiporteuses doivent utiliser une bande utile suffisamment large pour pouvoir tirer partie de la diversité fréquentielle du canal de transmission.

Il s'avère donc très difficile, pour un opérateur de radiocommunication, de déployer un réseau cellulaire performant, en raison de la très grande largeur de bande de fréquences que cela requiert.

A titre d'exemple, dans certains systèmes de radiocommunication de type UMTS ("Universal Mobile Telecommunication Standard", en français, "Norme de télécommunication mobile universelle"), on prévoit de mettre en oeuvre des largeurs de bande OFDM de l'ordre de 5 MHz. Pour déployer un réseau de radiocommunication, un opérateur devra donc, selon cette technique de l'art antérieur, disposer d'une bande de largeur au moins égale à 3*5 MHz = 15 MHz, ce qui s'avère très difficile à réaliser.

L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'art antérieur.

Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir une technique de radiocommunication utilisant une modulation multiporteuse permettant la réduction des interférences intercellulaires, ou inter-sources.

L'invention a également pour objectif de mettre en oeuvre une telle technique qui permette d'augmenter le facteur de réutilisation de fréquence dans un réseau cellulaire, ou à tout le moins multi-sources.

Un autre objectif de l'invention est de fournir une telle technique qui permette d'améliorer les performances des récepteurs en termes de taux d'erreur binaire.

L'invention a aussi pour objectif de mettre en oeuvre une telle technique qui permette d'améliorer la qualité de la transmission au sein du réseau.

Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints à l'aide d'un procédé de construction d'un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles organisés en trames successives. Les symboles sont constitués d'un ensemble d'éléments de données modulant chacun une fréquence porteuse dudit signal. Les éléments de données comprennent d'une part des éléments de référence, dont la valeur à l'émission est connue d'au moins un récepteur destiné à effectuer une réception dudit signal, et d'autre part des éléments de données informatifs, dont la valeur à l'émission n'est pas connue a priori du ou desdits récepteur (s). Le signal est émis par une première source d'un réseau de radiocommunication.

Selon l'invention, un tel procédé de construction comprend des étapes de : insertion, dans lesdits éléments de données, d'au moins un élément d'énergie sensiblement nulle ; positionnement, dans l'espace temps-fréquence, dudit ou desdits élément (s) d'énergie sensiblement nulle à un ou des emplacement (s) correspondant aux emplacements d'éléments de référence d'au moins un second signal multiporteuse, émis par au moins une seconde source dudit réseau, et présentant la même structure que ledit premier signal.

Ainsi, l'invention repose sur une approche tout à fait nouvelle et inventive de la construction d'un signal multiporteuse, destiné à être utilisé dans le cadre d'un réseau de radiocommunications comprenant une pluralité de sources.

Notamment, l'invention propose d'insérer, dans un signal émis par une première source du réseau, des éléments de donnée d'énergie sensiblement nulle, qui ne véhiculent donc pas d'information utile. Bien que ces éléments d'énergie nulle puissent être considérés, pour l'Homme du Métier, comme induisant une

diminution du débit de données utiles, l'invention les exploite avantageusement à des fins de réduction du phénomène d'interférence affectant le signal, dû aux perturbations induites par des signaux voisins. En effet, la position de ces éléments d'énergie nulle correspond, en temps et en fréquence, à celle de certains éléments de référence d'un signal émis par une source voisine du réseau. On notera bien sûr que, réciproquement, certains des éléments de référence du signal émis par la première source, ou signal principal, peuvent coïncider, en temps et en fréquence, avec des éléments de donnée d'énergie nulle des signaux émis par les sources voisines, appelés signaux secondaires.

On peut envisager une configuration symétrique, décrite plus en détail en relation avec la figure 2, dans laquelle chaque élément de référence du signal principal coïncide avec un élément d'énergie nulle du signal secondaire, et chaque élément d'énergie nulle du signal principal coïncide avec un élément de référence du signal secondaire.

On peut également envisager une configuration asymétrique, qui sera décrite plus en détail en relation avec la figure 5, dans laquelle les signaux principal et secondaire ne comprennent pas le même nombre d'éléments d'énergie nulle et d'éléments de référence. Par exemple, le signal principal comprend davantage d'éléments de référence que le signal secondaire, qui ne sont donc pas tous associés à un élément d'énergie nulle du signal secondaire.

Cette caractéristique de l'invention est particulièrement avantageuse pour les deux aspects principaux suivants : d'une part, l'interférence affectant les éléments de référence (associés à des éléments d'énergie nulle du signal secondaire) du signal principal, due aux signaux secondaires, est réduite car, en réception, un terminal reçoit donc, au même instant et à la même fréquence, des éléments d'énergie nulle appartenant aux signaux secondaires émis par les sources voisines. L'estimation du canal principal, à la réception, s'en trouve donc améliorée ; d'autre part, l'émission, au sein du signal principal, d'un ou plusieurs élément (s) d'énergie nulle, aux instants et aux fréquences choisis de façon à

correspondre, en réception, à des éléments de référence des signaux secondaires permet de réduire l'interférence due au signal principal affectant ces éléments de référence. Un récepteur situé dans la zone de la source principale peut donc recevoir les éléments de référence des signaux secondaires et estimer, à partir de ces éléments de référence, les canaux secondaires, qui constituent des canaux interférents pour le signal principal. La qualité de réception du signal principal peut donc, après correction, s'en trouver améliorée.

Selon une première variante avantageuse de l'invention, lesdits éléments de référence sont des pilotes distribués au sein desdits éléments de données selon un motif prédéterminé.

Selon une deuxième variante avantageuse de l'invention, lesdits éléments de référence sont regroupés de façon à former intégralement au moins un symbole de référence, présent dans au moins certaines desdites trames.

L'invention s'applique donc aussi bien au cas où on estime le canal au moyen de pilotes répartis dans le flux d'éléments de données utiles qu'au cas où l'estimation de canal se fait par symboles de référence, placés par exemple en début de chaque trame.

Préférentiellement, lesdits signaux sont de type OFDM.

Avantageusement, deux symboles consécutifs desdits signaux sont séparés par un intervalle de garde de durée sensiblement supérieure au maximum des retards des canaux de propagation associés auxdits signaux.

On dimensionne ainsi le système de façon qu'un récepteur d'une cellule reçoive à peu près au même instant et à la même fréquence un élément de référence en provenance d'une première cellule et un élément d'énergie nulle en provenance d'une deuxième cellule.

De manière avantageuse, ledit intervalle de garde est également dimensionné en fonction d'une désynchronisation maximale desdites première et seconde (s) sources.

Il n'est ainsi pas nécessaire que les stations de base de ces deux cellules soient parfaitement synchronisées, les signaux sont dimensionnés de façon à tenir compte d'une éventuelle désynchronisation.

Selon une variante avantageuse de l'invention, lesdits signaux sont de type OFDM/OQAM.

Selon une caractéristique avantageuse de cette variante, ledit signal construit est de la forme : où g est une fonction prototype prédéterminée telle que lesdites porteuses sont orthogonales, et où les termes a., n sont réels et représentent lesdits éléments de données, étant la durée d'un desdits symboles et vo étant l'espacement entre lesdites fréquences porteuses, avec 1/ (vo co) =2, et où cp.,. (ji/2) * (m+n), m et n étant caractéristiques de la position, respectivement dans l'espace fréquence et dans l'espace temps, de la porteuse portant l'élément de données amn.

Préférentiellement, ladite fonction g est la fonction Iota.

Avantageusement, le paramètre d'étalement temporel de ladite fonction g est de durée sensiblement supérieure au maximum des retards des canaux de propagation associés auxdits signaux.

Ainsi, dans le cas d'un signal OQAM également, on dimensionne le système de façon qu'un récepteur d'une cellule reçoive à peu près au même instant et à la même fréquence un élément de référence en provenance d'une première cellule et un élément d'énergie nulle en provenance d'une deuxième cellule.

Préférentiellement, ledit paramètre d'étalement temporel est également dimensionné en fonction d'une désynchronisation maximale desdites première et seconde (s) sources.

Selon une variante avantageuse de l'invention, chacune desdites sources est un élément d'une station de base d'une cellule d'un réseau de radiocommunication cellulaire.

Préférentiellement, une desdites fréquences porteuses modulée, à un instant donné, par un desdits éléments de données, étant appelée porteuse, lesdits pilotes forment un motif régulier dans l'espace temps-fréquence, deux pilotes dudit signal consécutifs dans l'espace temps d'une part, et dans l'espace fréquence d'autre part, étant séparés par au moins deux porteuses.

Le motif des pilotes peut bien sûr également ne pas être régulier.

Selon une variante préférentielle de l'invention, pour au moins un desdits éléments d'énergie sensiblement nulle, un tel procédé de construction comprend également les étapes suivantes : détermination d'un ensemble de porteuses proches dudit élément d'énergie sensiblement nulle dans l'espace temps-fréquence et modulées chacune par un desdits éléments de données informatifs ; établissement d'une relation déterministe entre lesdits éléments de données informatifs modulant les porteuses dudit ensemble de porteuses, ladite relation déterministe étant choisie de façon à réduire, à la réception, notamment l'interférence intrinsèque affectant ledit élément d'énergie sensiblement nulle.

On améliore donc encore la réduction du phénomène d'interférence, et on s'affranchit du besoin d'un intervalle de garde.

Avantageusement, ladite relation déterministe fige au moins un degré de liberté sur lesdits éléments de données informatifs modulant les porteuses dudit ensemble de porteuses.

Préférentiellement, ledit ensemble d'éléments de données informatifs comprend au moins lesdits éléments de données informatifs appartenant à la première couronne de porteuses entourant ledit élément d'énergie sensiblement nulle dans l'espace temps-fréquence.

L'invention concerne aussi un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles organisés en trames successives, lesdits symboles étant constitués d'un ensemble d'éléments de données modulant chacun une fréquence porteuse dudit signal, lesdits éléments de données comprenant d'une part des éléments de référence, dont la valeur à l'émission est connue d'au moins un récepteur destiné à effectuer une réception dudit signal, et d'autre part des éléments de données informatifs, dont la valeur à l'émission n'est pas connue a priori du ou desdits récepteur (s). Ledit signal est émis par une première source d'un réseau de radiocommunication.

Selon l'invention, lesdits éléments de données comprennent également au moins un élément d'énergie sensiblement nulle, dont la position dans l'espace temps-fréquence correspond à la position d'au moins un élément de référence d'un second signal multiporteuse, émis par une seconde source dudit réseau, et présentant la même structure que ledit premier signal.

L'invention concerne également un procédé de réception d'un signal principal, construit selon le procédé de construction décrit précédemment, reçu parmi au moins deux signaux, dont au moins un signal secondaire émis par une source voisine, ledit signal secondaire présentant la même structure que ledit signal principal. Un tel procédé de réception comprend une étape de mesure d'un niveau de puissance reçu lors de l'émission d'au moins un élément d'énergie sensiblement nulle, et une étape de comparaison dudit niveau de puissance mesuré à un seuil prédéterminé.

Ainsi, on mesure par exemple la puissance du signal interférent sur un ensemble de « trous » (correspondant chacun à l'émission d'un élément d'énergie nulle), de façon à calculer une puissance moyenne sur plusieurs points, que l'on compare ensuite à un seuil prédéterminé.

Avantageusement, si ledit niveau de puissance mesuré est supérieur audit seuil, un tel procédé de réception met en oeuvre une estimation de la fonction de transfert d'au moins un canal de transmission associé à au moins un desdits signaux secondaires, appelé canal interférent.

Préférentiellement, si ledit niveau de puissance mesuré est inférieur audit seuil, un tel procédé de réception comprend une étape de passage en mode mono- utilisateur.

De manière préférentielle, un tel procédé de réception met également en oeuvre une estimation de la fonction de transfert d'un canal de transmission associé audit signal principal.

L'invention concerne également un procédé de réception d'un signal multiporteuse principal, reçu parmi au moins deux signaux, dont le signal principal, formé d'une succession temporelle de symboles émis par une première source d'un réseau de radiocommunication, et au moins un signal secondaire formé d'une succession temporelle de symboles dits interférents émis par une source voisine, le procédé mettant en oeuvre une étape d'estimation de la fonction de transfert d'au moins un canal de transmission associé à au moins un des signaux secondaires, appelé canal interférent, et une estimation de la fonction de transfert d'un canal de transmission associé au signal principal.

Le procédé met également en oeuvre une étape de détection multi- utilisateurs, utilisant un critère probabiliste de limitation de l'influence des signaux secondaires sur le signal principal.

On notera que cette approche est, en soi, nouvelle et inventive, et applicable à la réception de signaux multiporteuses quelconques, et non seulement aux signaux de l'invention.

Notamment, le critère probabiliste utilisé appartient au groupe comprenant : les critères de type Maximum de Vraisemblance (MV) ; les critères de type Maximum a Posteriori (MAP) ; 'les critères de type log-MAP ; 'les critères de type Max-Log-MAP.

Ce type de critère est considéré comme complexe à mettre en oeuvre.

Ainsi, il n'est pas évident, ni direct, pour l'Homme du Métier d'appliquer un tel critère à un système multiporteuse multi-cellulaires.

Avantageusement, l'étape de détection met en oeuvre une étape de troncation d'au moins un des canaux interférents.

L'étape de troncation met en oeuvre soit une sélection des M coefficients, M étant un entier supérieur ou égal à zéro, les plus puissants en chaque point du plan temps/fréquence des canaux interférents, soit une sélection des canaux interférents en chaque point du plan temps/fréquence dont le rapport entre la puissance du signal principal (signal utile) sur signal interférent (signaux secondaires) est inférieur à un seuil prédéterminé T.

Selon une variante, l'étape de détection comprend une étape de regroupement des symboles interférents d'au moins un des signaux secondaires.

Notamment, le regroupement peut mettre en oeuvre un algorithme de quantification vectoriel de type « K-Means », encore appelé « K-moyens » en français.

Ainsi, en utilisant une technique de troncation de canal et/ou de regroupement des symboles, on réduit la complexité du récepteur, en diminuant la taille de l'espace de recherche du signal utile.

Selon une première variante de réalisation, le critère probabiliste mis en oeuvre dans l'étape de détection multi-utilisateurs est de type Maximum de Vraisemblance (ML), et le signal principal estimé correspond à un vecteur symbole qui minimise la distance : avec :-SML le vecteur symbole qui optimise le critère ML, avec i un indice d'un symbole OFDM et j un indice d'une porteuse ; -Yi j le signal reçu ; H, le vecteur de taille K1 représentant les canaux de transmission sélectionnés ; -Kl est le nombre d'interférents après réduction de l'espace de recherche, c'est-à-dire le nombre d'utilisateurs retenus en i et en j.

-mk l'indice du symbole de l'utilisateur k ; -S, Xk un symbole d'indice ink.

Selon une deuxième variante de réalisation, le critère probabiliste mis en oeuvre au cours de l'étape de détection multi-utilisateurs est de type log-MAP, et et le signal principal s'exprime sous la forme de « soft bits » :

avec :-Li j Z le « soft bit » associé à un bit d'indice l d'un symbole utile transmis sur un symbole OFDM d'indice i sur une porteuse d'indice j ; - (JNj j une variance d'un bruit non corrélé gaussien ; Eo un ensemble des indices des symboles dont ledit bit d'indice 1 vaut 0 ; ex'un ensemble des indices des symboles dont ledit bit d'indice l vaut 1.

Selon une troisième variante de réalisation, le critère probabiliste mis en oeuvre dans l'étape de détection multi-utilisateurs est de type Max-log-MAP, et le signal principal s'exprime sous la forme de « soft bits » : L'invention concerne encore un récepteur mettant en oeuvre le procédé de réception d'un signal multiporteuse décrit ci-dessus.

L'invention concerne aussi un dispositif d'émission d'un signal multiporteuse construit selon le procédé de construction décrit précédemment.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation

préférentiel, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels : - la figure 1, déjà décrite précédemment, présente un exemple de réalisation d'un signal multiporteuse, comprenant des pilotes répartis dans une trame OFDM ; - la figure 2 illustre des exemples de réseaux de points temps-fréquence d'un signal principal et d'un signal secondaire tels qu'illustrés en figure 1, dans lesquels on a inséré des éléments d'énergie nulle ; - les figures 3A, 3B et 3C présentent un schéma synoptique d'un récepteur OFDM ou OQAM selon l'invention ; - la figure 4 illustre la convergence d'un algorithme de regroupement des symboles permettant de réduire la complexité d'un détecteur ; - la figure 5 illustre un exemple de cas dans lequel la répartition des éléments d'énergie nulle et des pilotes dans deux cellules voisines du réseau n'est pas symétrique ; la figure 6 présente des exemples de réseaux de points temps-fréquence de deux cellules voisines dans le cas de la figure 5 ; la figure 7 décrit la première couronne entourant un élément d'énergie nulle du signal de la figure 1, dont, dans un mode de réalisation particulier de l'invention, on cherche à réduire l'interférence intrinsèque.

Le principe général de l'invention repose sur l'insertion, dans un signal multiporteuse, d'éléments de donnée d'énergie nulle, dont la position en temps et en fréquence est choisie de façon à coïncider, en réception, avec la position d'éléments de référence de signaux secondaires émis par des sources voisines du réseau.

L'invention s'applique aussi bien au cas où ces éléments de référence sont des pilotes, distribués au sein des éléments de données utiles du signal, selon un motif prédéterminé, qu'au cas où ces éléments de référence sont regroupés de façon à former un symbole de référence, placé dans certaines des trames d'un signal multiporteuse.

Cependant, dans toute la suite de la description, on s'attachera à décrire plus en détail un mode de réalisation particulier dans lequel on utilise un motif de pilotes répartis. L'Homme du Métier étendra sans difficulté cet enseignement au cas des symboles de référence.

La figure 1, sur laquelle 6 symboles OFDM numérotés de 0 à 5 ont été représentés, illustre un tel mode de réalisation. Chaque croix (x) représente une porteuse de référence (ou pilote) et chaque point (. ) représente une donnée utile à transmettre.

L'invention permet la mise en oeuvre d'algorithmes de détection multi- utilisateurs au niveau des récepteurs du réseau de radiocommunication, afin d'augmenter la capacité du réseau. En effet, dans le cas particulier d'un réseau cellulaire dimensionné de manière adéquate (comme expliqué dans la suite de ce document), en émettant des éléments d'énergie nulle au sein des données utiles, on permet au récepteur d'estimer le canal de propagation associé aux utilisateurs interférents situés dans les autres cellules du réseau. Ce ou ces canaux étant estimé (s), le récepteur peut alors mettre en oeuvre une méthode de détection multi- utilisateurs, afin de limiter l'influence de signaux interférents sur le signal utile. Le facteur de réutilisation de fréquence du réseau s'en trouve alors augmenté.

Par souci de simplification, on s'attachera, dans toute la suite de la description, à décrire le cas particulier d'un réseau de radiocommunication de type cellulaire. L'Homme du Métier étendra sans difficulté cet exposé au cas plus général des réseaux de radiocommunication présentant une pluralité de sources émettrices, potentiellement interférentes.

On présente, en relation avec la figure 2, des exemples de réseaux de points temps-fréquence d'un signal principal et d'un signal secondaire selon l'invention. La figure 2 est donc une illustration de l'invention dans le cas particulier où l'on ne considère que deux cellules interférentes d'un réseau de radiocommunication. Ce principe peut bien sûr être étendu à une pluralité de cellules voisines interférentes.

Sur les réseaux de points temps-fréquence des signaux principal et secondaire de la figure 2, chaque point correspond au maximum d'énergie émis sur une porteuse.

Le signal principal est émis dans une première cellule du réseau de radiocommunication de l'invention. Il présente une structure similaire à celle exposée précédemment en relation avec la figure 1. En d'autres termes, il est formé d'une succession temporelle de symboles, constitués d'un ensemble d'éléments de données modulant chacun une fréquence porteuse du signal. Ces éléments de données comprennent, d'une part des pilotes 21,22, et d'autre part, des éléments de données informatifs 25,26.

En outre, le signal principal comprend une pluralité d'éléments de données d'énergie nulle, comme par exemple l'élément référencé 29.

Préférentiellement, les motifs réalisés par les éléments d'énergie nulle et les pilotes sont réguliers. Ainsi, dans l'exemple particulier de la figure 2, deux pilotes consécutifs sont séparés par quatre éléments d'information en temps et par trois éléments d'information en fréquence. Il en est de même pour deux éléments d'énergie nulle consécutifs.

Un signal secondaire est émis, par une deuxième source, dans une cellule voisine du réseau de l'invention. Ce signal secondaire est structurellement identique au signal principal, à savoir qu'il est formé d'éléments de données informatifs 27,28, au sein desquels sont insérés des éléments d'énergie nulle 23, 24 d'une part, et des pilotes 30 d'autre part.

Selon l'invention, les signaux principal et secondaire sont construits de façon qu'en réception un élément d'énergie nulle 29 du signal principal soit reçu, sensiblement au même instant et à la même fréquence qu'un pilote 30 du signal secondaire. De même, le positionnement en temps et en fréquence des éléments d'énergie nulle 23 et 24 du signal secondaire est choisi de façon à correspondre, en réception, à celui, respectivement, des pilotes 21 et 22 du signal principal.

On expose ci-après les contraintes imposées, selon l'invention, pour le dimensionnement des différents signaux du réseau de communication.

Comme indiqué précédemment, l'avantage d'une modulation OFDM bien dimensionnée est de rendre le canal de propagation multiplicatif, et ainsi de pouvoir utiliser une méthode de démodulation simple en réception.

Selon l'invention, on construit un signal OFDM qui permet à chaque utilisateur d'estimer, en plus du canal de propagation de son signal utile (signal principal), les canaux de propagation des différents signaux interférents (signaux secondaires) qu'il reçoit.

Pour cela, il faut que le signal global reçu par cet utilisateur puisse s'écrire comme la somme de signaux émis (signal utile et signaux interférents), multipliés chacun par un facteur dépendant de leur canal de propagation respectif. Il faut donc que chaque signal OFDM émis soit dimensionné de manière adaptée à tous les canaux de propagation simultanément.

Ainsi, pour pouvoir écrire que : où Yij est le signal reçu sur la porteuse i à l'instant j, Hie, zest le canal de propagation k sur la porteuse i à l'instant j et Xj jk est le signal émis par la source k, sur la porteuse i, à l'instant j, on choisit une longueur d'intervalle de garde Tg identique pour tous les signaux OFDM du réseau, et supérieure au maximum des retards de tous les canaux de propagation (delay spread) TmaX k. <BR> <BR> <P> Soit : Tg > MaX (Tax-k) <BR> <BR> <BR> k Cette propriété découle de la linéarité des traitements effectués lors de la démodulation OFDM (par FFT, « Fast Fourier Transform » pour « transformée de Fourier rapide ») ou OQAM (par FFT et filtrage).

Dans le cas d'un signal OFDM/OQAM, il faut que : Tau # Max(Tmax_k),<BR> <BR> k où Tau est le paramètre d'étalement temporel de la forme d'onde (par exemple IOTA).

En conséquence, les signaux interférents apparaissent comme une somme de signaux OFDM pondérés par leurs canaux de propagation respectifs si les

paramètres de la modulation sont dimensionnés par rapport au plus dispersif en temps des canaux de propagation du réseau.

Un résonnement similaire permet de dimensionner l'écart entre porteuses Delta_f pour une modulation OFDM et Nu pour une modulation OFDM/OQAM.

En outre, lorsque les sources du réseau ne sont pas parfaitement synchronisées, le retard relatif maximal des sources doit être pris en compte pour dimensionner les paramètres de la modulation. Si on appelle Delta Syrachro Max la désynchronisation maximale des sources, alors il faut que : Tg > Max (TmaX k) + Delta_ Synchro_ Max pour une modulation OFDM, <BR> <BR> ou Tau » Max (Tax_k) +Delta-synchro-max pour une modulation<BR> <BR> k OQAM.

On traite donc la désynchronisation entre les différentes sources émettrices du réseau comme un accroissement du retard maximal du canal.

Comme indiqué précédemment, un tel dimensionnement des signaux OFDM ou OFDM/OQAM (intervalle de garde ou paramètre d'étalement temporel de la forme d'onde) permet au récepteur du signal principal, d'estimer le canal interférent lié au signal secondaire. Une telle estimation de canal peut se faire en divisant la valeur des pilotes (référencés 30 par exemple) reçus, par leur valeur connue a priori du récepteur. Le récepteur en déduit alors les coefficients de la fonction de transfert représentatifs du canal secondaire interférent. Ce résultat peut aussi être pondéré par l'estimation du rapport signal à bruit (SNR pour « Signal to Noise Ratio »).

L'invention permet donc de maximiser le facteur de réutilisation de fréquences dans un réseau cellulaire utilisant une modulation multiporteuse. En effet, pour un rapport signal utile (c'est-à-dire le signal principal) sur signal interférent (c'est-à-dire le ou les signaux secondaires) C/I donné, l'invention permet au récepteur d'améliorer ses performances en termes de taux d'erreur binaire.

Ainsi, le récepteur atteindra un taux d'erreur binaire nominal pour un C/I plus faible qu'un récepteur classique, supportant donc un signal interférent plus

fort. Par conséquent, le facteur de réutilisation de fréquence pourra être diminué.

Il n'est donc plus nécessaire d'éloigner géographiquement les sources, ou cellules, travaillant dans des bandes de fréquences proches.

L'invention permet en outre au récepteur d'estimer le canal de propagation associé au signal interférent, ainsi qu'illustré en figure 3A.

La figure 3A présente le schéma de principe d'un récepteur OFDM ou OQAM en présence d'un signal interférent répondant aux contraintes de dimensionnement décrites précédemment.

Un tel récepteur comprend des moyens 31 de filtrage IOTA (dans le cas d'un signal OQAM mis en forme avec la fonction prototype IOTA) ou de suppression du préfixe cyclique (ou intervalle de garde, dans le cas d'un signal OFDM). Le signal reçu subit ensuite une transformation de Fourier FFT 32.

Le récepteur comprend également des moyens 33 d'extraction des pilotes du signal utile (ou signal principal), alimentant des moyens 34 d'estimation du canal utile. Il comprend aussi des moyens 35 d'extraction des pilotes du canal interférent alimentant des moyens 36 d'estimation du canal interférent. Un tel récepteur peut bien sûr comprendre plusieurs moyens 35,36, permettant de traiter une pluralité de signaux interférents.

Une fois les pilotes du signal utile et les pilotes de chacun des signaux interférents extraits à partir de la structure du signal multiporteuse, présentant des symboles d'énergie nulle judicieusement insérés dans les signaux OFDM ou OQAM des différents émetteurs, le récepteur estime les différents canaux de propagation (canal utile et canaux interférents) au moyen d'une interpolation.

Les moyens 34,36 d'estimation des canaux utile et interférent alimentent le module de détection 37.

L'estimation de chaque canal interférent ou utile peut être effectuée par des estimateurs 34,36 de complexité et de performance variables. Par exemple, on peut utiliser un nombre de DPSS 2D (ainsi que décrit dans la demande de brevet français n°2 825 551 au nom de la même demanderesse que la présente demande, et incorporée ici par référence) et un nombre d'éléments de référence

différents pour l'estimation de chaque canal, à condition bien sûr de disposer d'au moins autant de pilotes que de Prolates pour l'estimation de chaque canal (il faut que le nombre de pilotes soit supérieur ou égal au nombre de Prolates).

D'autres techniques d'estimation peuvent également être utilisées, prenant notamment en compte une même bande de cohérence et un même temps de cohérence pour les canaux interférents et utile, comme illustré en figure 3B.

Il est à noter que cette technique d'estimation est, en soi, nouvelle et inventive, et applicable à la réception de signaux multiporteuses quelconques, et non seulement aux signaux de l'invention.

Selon cette technique, le récepteur (par exemple un mobile) n'a pas à recevoir d'information concernant la bande de cohérence des signaux interférents, en provenance des émetteurs interférents (par exemple des stations de base interférentes).

En effet, les signaux interférents provenant de cellules voisines, on peut considérer qu'ils correspondent au même type de propagation, comme par exemple une propagation en environnement de type urbain, et qu'ils présentent des caractéristiques sensiblement égales en terme de retard de propagation.

On peut donc considérer que les signaux interférents présentent des retards de propagation maximaux T.., comparables, et donc utiliser la même bande de cohérence pour estimer le canal de propagation utile et les canaux de propagation interférents.

Ainsi, si une communication entre un émetteur et un récepteur qui reçoit plusieurs signaux OFDM ou OQAM s'effectue dans un environnement de type urbain, le récepteur peut effectuer une estimation du canal de transmission de chaque utilisateur en utilisant une bande de cohérence typique en milieu urbain, comme par exemple celle spécifiée dans les canaux de type TU GSM (de l'anglais « typical urban » pour « typique en milieu urbain ») de la spécification 3GPP TS 05.05 (de l'anglais « 3rd Generation Partnership Project, Technical Specification » pour « spécifications techniques du Projet de partenariat pour la troisième génération »).

Un émetteur peut ainsi informer un récepteur de la bande de cohérence typique de sa cellule, pour que le récepteur puisse estimer tous les canaux interférents (canaux secondaires) et utile (canal principal), sans avoir besoin d'information supplémentaire sur la bande de cohérence des cellules interférentes en provenance des émetteurs interférents.

Par ailleurs, dans le cas d'un système utilisant une modulation OFDM ou OFDM/OQAM sur voie descendante (d'une station de base vers un terminal mobile) par exemple, les signaux interférents proviennent d'émetteurs fixes (station de base) lors d'une communication. La fréquence Doppler maximale Fpmax est alors due au déplacement du récepteur (mobile), et au décalage en fréquence ( « frequency offset ») entre les différents émetteurs et le récepteur, ce décalage en fréquence étant borné et pris en compte dans le calcul de la fréquence Doppler maximale FDmaX utilisée par le mobile pour estimer les canaux interférents et utiles.

On peut alors considérer que les décalages en fréquence entre les émetteurs utile et interférents, et le récepteur sont identiques. On peut alors utiliser le même temps de cohérence pour estimer les canaux de propagation interférents et utile.

Cette technique d'estimation de canal utilise ainsi des paramètres de canal Tn, a,, et Fomm identiques pour l'estimation du canal utile 34 et des canaux interférents 36. L'estimation des différents canaux est donc fonction des paramètres Tmax et FDmax : f (TmaxXFDmax) Cette technique peut notamment utiliser des « Prolates 2D » ou bien un filtrage de Wiener, optimisés pour la bande de cohérence de la cellule et le temps de cohérence, ces paramètres dépendants de la vitesse du récepteur et de son décalage en fréquence maximal.

Cette technique d'estimation s'applique également au cas où l'on met en oeuvre une diversité à l'émission.

Ainsi, lorsque les paramètres de la modulation sont dimensionnés par rapport au plus dispersif en temps et en fréquence des canaux de propagation du signal utile et des signaux interférents, les signaux reçus par le mobile après démodulation OFDM ou OFDM/OQAM s'écrivent comme la somme de symboles émis utiles et interférents, pondérés par leurs canaux de propagation respectifs, variant en fonction du temps (indice i) et de la fréquence (indice j) :

avec :-i est l'indice du symbole OFDM ; -j est l'indice de la porteuse ; -k est l'indice de l'utilisateur : # l'indice k = 0 est associé au signal utile ; # les indices k = 1... K sont associés aux signaux interférents ; H, i. est le canal de l'utilisateur k sur le symbole i et la porteuse j ; - Si,jk est le symbole de l'utilisateur k sur le symbole i et la porteuse j ; -Ni j est un bruit blanc gaussien stationnaire.

Cette équation peut également s'écrire sous forme vectorielle : Yi, j=Hi,jT#Si,j+Ni,j avec : - Hi,jT = [Hi,j0 ... Hi.jK] le vecteur des canaux de propagation ; - Si,jT = [Si,j0 ... Si,jK] le vecteur des symboles émis.

Lorsque l'on dispose d'une diversité à l'émission, c'est-à-dire lorsqu'un même signal est émis par plusieurs sources (antennes), on considère que le canal affectant le symbole SzkJ est égal à la somme des canaux de propagation allant des sources au récepteur.

Ainsi, on a : <BR> <BR> <BR> k @k0 @ @k1 @@ kP<BR> Hi j = Hi,jk0 + hi,jk1+...+Hi,jkP, avec P le nombre de sources émettant le même signal.

Ce cas peut notamment se présenter lorsque le récepteur change de cellule et reçoit la même information de deux cellules, ou encore lorsque la cellule dispose de plusieurs antennes d'émission.

La technique d'estimation de canal selon laquelle on utilise la même bande de cohérence et le même temps de cohérence (f (TmaxXFDmax)) pour estimer les canaux interférents et utile s'applique donc à tout signal OFDM reçu, une fois les

pilotes associés aux canaux interférents et utile estimés, et quelque soit sa structure. Une fois les canaux interférents et utile estimés, plusieurs techniques de détection peuvent être implantées dans un module de détection 38, qui peut notamment être à complexité réduite.

Ces différentes techniques de détection peuvent s'appliquer à tout type de signal OFDM, quelque soit son procédé de construction.

Ainsi, une première technique consiste à utiliser un détecteur de type ML- OFDM (de l'anglais « Maximum Likelihood » pour « maximum de vraisemblance »).

Ce type de détecteur, bien connu de l'Homme du Métier comme optimal au sens de la probabilité d'erreur, est considéré par le même Homme du Métier comme très complexe à mettre en oeuvre. Ainsi, il n'est pas évident, ni direct, pour l'Homme du Métier d'appliquer une telle technique de détection à un système OFDM multi-cellulaires.

Le principe général d'un détecteur ML consiste à chercher une séquence de symboles émis qui maximise la probabilité a posteriori du bloc de symboles reçu de taille MxN : P(Yi,j,i= 0...M, j=0...N/Si,jk, i=0...M, j=0...N,.k=0...K-1) On considère comme précédemment que les signaux reçus par le récepteur après démodulation s'écrivent comme la somme de symboles émis utiles et interférents, pondérés par leurs canaux de propagation respectifs : Yi,j = Hi, jT#Si,j + Ni,j en utilisant les mêmes notations que précédemment. Ainsi, si on considère que les échantillons de bruit Ni j sont non corrélés, la recherche de la séquence de symboles émis optimale peut se faire de symbole à symbole.

Le détecteur peut alors déterminer le vecteur des symboles émis Si,j de dimension K qui maximise la probabilité a posteriori du signal reçu Yi j : Si,jML = ArgMax (P(Yi,j/Si,j)). si,j Si le bruit est gaussien, alors le vecteur des symboles émis Si,j qui maximise le critère ML, noté Sol, est celui qui minimise la distance euclidienne entre le signal reçu Y,, j et les symboles émis S, pondérés par leur canal H, respectif : ou bien de manière équivalente : Le détecteur ML a donc une complexité proportionnelle à MK avec M l'ordre de la modulation des symboles interférents et utiles, supposé identique. Si les symboles interférents appartiennent à des modulations différentes, d'ordre respectif Mo,..., MK, la complexité est proportionnelle à MoMl... MK, avec Mi la taille de la constellation de l'utilisateur i (0 s i s K).

Ainsi, dans le cas d'une modulation BPSK (de l'anglais « Binary Phase Shift Keying » pour modulation binaire à déplacement de phase) et d'un seul interférent par exemple, le détecteur ML est implantable.

Une deuxième technique de détection peut également être implantée dans le module de détection 38, qui peut être à complexité réduite, une fois les canaux interférents et utile estimés.

De nouveau, cette technique de détection peut s'appliquer à tout type de signal OFDM, quelque soit son procédé de construction.

Cette deuxième technique consiste à utiliser un détecteur à sorties souples, de type Log-MAP (pour « maximum a posteriori ») ou Max-Log-MAP par exemple.

On présente ainsi un détecteur à sorties souples de type Log-MAP dans le cas où les signaux reçus par le mobile après démodulation OFDM s'écrivent comme précédemment : Les détecteurs de type Log-MAP calculent les « soft bits » (pour décision souple en français) optimaux pour un décodage de canal à métrique souple ou une turbo détection.

Ainsi, on considère :

Yi j le « soft bit » associé au bit d'indice l du symbole utile transmis sur le symbole OFDM d'indice i sur la porteuse d'indice j ; # El l'ensemble des vecteurs symboles Si,j = [Si,j0 ... Si,jK] (avec les mêmes notations que précédemment) dont le bit d'indice 1 du symbole du signal utile Si,j0 vaut 0 ; # CM0(El) le complémentaire de l'ensemble E, dans la constellation Mo du signal utile.

Le « soft bit » optimal Yi,j,l est défini comme le logarithme du rapport de la somme des probabilités a posteriori (APP) des symboles appartenant à E, sur la somme des probabilités a posteriori des symboles appartenant à C, (E,) : avec APP (Si,j) 1a probabilité a posteriori du vecteur des symboles possibles : Si l'on considère que les symboles du vecteur Sij sont équiprobables, alors l'expression du « soft bit » Y,., optimal se simplifie : Afin de réutiliser les résultats de calcul intermédiaires pour calculer chaque « soft bit », on commence par calculer les probabilités a posteriori de chaque symbole du signal utile, puis on les re-combine pour obtenir des « soft bits ».

En considérant que les symboles émis sont indépendants, on obtient :

avec : Ml l'ensemble des symboles de l'utilisateur 0 (signal utile) de bit d'indice l égal à 0 ; Cm (M') l'ensemble des symboles de l'utilisateur 0 (signal utile) de bit d'indice l égal à 1 ; -mk l'indice du symbole de l'utilisateur k ; -Mk le nombre de symboles considérés pour l'utilisateur k.

Sous l'hypothèse d'échantillons de bruit Ni j non corrélés et gaussiens, on obtient : On peut ensuite simplifier cette expression en utilisant la formule du logarithme Jacobien.

On rappelle la formule du logarithme Jacobien : ln (exp (-x) + exp (-y)) = min (x, y) + f(#x-y#), avec f (z) = ln (l+exp (-z)) Finalement, l'expression précédente revient à comparer deux à deux les distances euclidiennes #Yi,j-Hi,jTSi,j#2 et à sélectionner la plus petite, corrigée par la fonction f (.). Un détecteur de type Max-Log-MAP peut également être utilisé une fois les canaux de propagation utile et interférents estimés.

Ce détecteur résulte de la simplification du détecteur Log-Map, en négligeant le terme correctif dans le logarithme Jacobien, c'est-à-dire en remplaçantf (.) par 0.

On propose maintenant deux techniques de réduction de la complexité de tels détecteurs ML, log-MAP ou Max-log-MAP dans le cas d'un système multi- utilisateurs, lorsque la complexité devient trop importante.

Ces techniques de réduction de la complexité peuvent être mises en oeuvre dans le détecteur 38, comme illustré en figure 3C, dès lors que les canaux utile et interférents ont été estimés, quelque soit le procédé de construction des signaux multiporteuse.

La mise en oeuvre de ces techniques de réduction de la complexité nécessite une connaissance des constellations des différents signaux utile et interférents.

Éventuellement, un échange d'information peut être prévu au niveau réseau pour qu'un émetteur transmette aux récepteurs de sa cellule les types de modulations utilisés par les cellules voisines interférentes.

Une première technique de réduction de complexité d'un détecteur consiste à minimiser le nombre de d'interférents pris en compte par le récepteur, et donc à remplacer K par Kl avec Kl < K. On réduit ainsi la complexité dans le détecteur 38 par une troncation de canal. Ainsi, comme illustré en figure 3C, le canal interférent 1 une fois estimé entre dans le bloc 381 de troncation temps/fréquence.

En effet, les symboles interférents sont sujets aux atténuations (fading) en temps et en fréquence. Les échantillons de bruit Ni j étant considérés comme non corrélés, la recherche de l'optimal peut alors se faire de symbole à symbole.

On peut alors utiliser ces propriétés pour ne prendre en compte que les symboles interférents les plus puissants en chaque point du plan temps/fréquence, lors de l'optimisation du critère ML ou du critère Log-MAP ou Max-Log-MAP.

Ainsi le groupe des symboles interférents sélectionnés varie pour chaque point du plan temps/fréquence.

De nouveau, deux approches sont possibles pour minimiser le nombre d'interférents.

Une première approche consiste à sélectionner les Kl coefficients de canal les plus puissants, avec K1 constant : H avec k, 21 l'indice du signal sélectionné, 0 s n S Kl-1.

Il est bien entendu que le canal kn = 0 est systématiquement sélectionné puisqu'il s'agit du canal de propagation du signal utile (signal principal).

Une seconde approche consiste à sélectionner les canaux de puissance supérieure à un seuil T. Il faut dans cette approche fixer un rapport signal utile sur signal interférent (c'est-à-dire le ou les signaux secondaires) SIR seuil au-dessus duquel la démodulation des interférents n'apporte pas d'amélioration de performances au niveau du récepteur.

On sélectionne alors les interférents dont le rapport signal utile sur signal interférent est inférieur au seuil T : L'avantage de cette approche est qu'elle permet au détecteur d'avoir des performances sensiblement constantes, fixées par le seuil T quel que soit le nombre d'interférents et leur puissance. Dans ce cas en effet le nombre de canaux interférents sélectionné n'est pas connu.

En revanche, le nombre d'interférents pris en compte dans l'algorithme de recherche optimal (ML ou MAP) variant avec les indices i et j, le récepteur mettant en oeuvre cette technique présente une complexité variable.

En général, on fixe un nombre d'interférents maximum pris en compte par le détecteur.

Ainsi, dans le cas où il y a moins d'interférents retenus que ne le permettrait la puissance de calcul du récepteur, on peut utiliser le surplus de puissance de calcul du récepteur pour améliorer la finesse de l'estimation de canal, ou encore affiner le calcul de « soft bits » en utilisant un algorithme de type Log-Map, plus complexe que les algorithmes ML ou Max-Log-MAP.

Une seconde technique de réduction de complexité d'un détecteur 38 consiste à diminuer la taille de l'alphabet dans lequel on recherche les symboles interférents, ce qui équivaut à réduire la taille de la constellation (bloc 382), ou encore à remplacer Mk par Nk, avec Nk < Mk, pour k > 0, avec Mk la taille de la constellation de l'utilisateur k.

On limite ainsi la taille des modulations prises en compte pour la recherche des interférents, en supposant que le détecteur 38 connaît les modulations des différents signaux utile et interférents.

Pour ce faire, on regroupe les symboles de la modulation en « hypersymboles ». Ce regroupement de symboles peut notamment se faire par la mise en oeuvre d'un algorithme de quantification vectoriel de type « K-means », encore appelé algorithme des K-moyens, appliqué à la constellation des interférents jugée trop complexe. Un tel algorithme, encore appelé « LBG » (pour « Linde Buzo Gray ») dans la littérature est notamment décrit par Y. Linde, A. Buzo, and R. M. Gray, dans"An algorithm for vector quantizer design,"IEEE Trans. Commun., vol. COM-28, pp. 84-95, Jan. 1980.

La figure 4 présente un exemple d'illustration d'un tel algorithme.

Soit, par exemple, Ck la constellation de Mk symboles de l'interférent k. On remplace Ck par la constellation Dk d'ordre Nk avec Nk < Mk tel que Dk est la quantification vectorielle de Ck sur Nk symboles.

Soient S,... Smkles Mksymboles de la constellation Dk.

Soient X,... XNkles N. symboles de la constellation Ck.

On construit la constellation Dk de manière à minimiser l'erreur de quantification des symboles de Sl... SMk quantifiée sur les symboles deXI... X", k.

La figure 4 présente ainsi un exemple de convergence d'un algorithme de quantification vectorielle de type K-means pour la quantification d'une modulation MAQ 64 ( « Modulation d'Amplitude en Quadrature ») sur une QPSK (de l'anglais « Quaternary Phase Shift Keying » pour modulation à déplacement de phase à 4 états).

Ainsi, comme illustré en figure 3C, si le canal interférent 1 est un signal issu d'une modulation MAQ 64, le détecteur à complexité réduite 38 peut considérer qu'il appartient à une modulation MAQ 4 (équivalent à une QPSK).

Le détecteur 38 n'effectue donc pas une recherche exhaustive dans l'ensemble des symboles de la constellation des signaux interférents mais seulement dans une constellation de taille inférieure.

Cette approche permet également de calculer automatiquement la constellation quantifiée dans le cas d'une constellation de forme quelconque. On constate également que lorsque le signal interférent est issu d'une constellation hiérarchique, alors la constellation bas débit (qui a la distance minimale la plus grande) peut être utilisée pour quantifiée la constellation de l'interférent.

Il est également possible de combiner ces deux techniques de réduction de complexité d'un détecteur.

Comme précédemment, ces algorithmes de réduction de complexité peuvent s'appliquer dès lors que les canaux utile ou interférents sont estimés, et ce quelque soit la forme des signaux OFDM émis. Si les interférents utilisent des modulations de type MAQ-N avec N = 28, n k 2, alors on peut utiliser une modélisation QPSK des modulations des interférents.

Si les interférents sont de type PSK-N, avec N = 2", n z 2, alors on peut utiliser une modélisation QPSK des modulations des interférents.

On propose ainsi d'utiliser une modélisation de la modulation des interférents d'autant plus complexe que le canal de propagation de chacun des interférents est puissant comparé au canal utile.

Ainsi, si on considère par exemple qu'on doit démoduler un signal MAQ 16, qu'on a estimé K interférents, et que le récepteur considéré peut traiter au maximum Kl interférents, alors les étapes de réduction de complexité du détecteur sont les suivantes : classement des K interférents par ordre de puissance croissante et sélection des Kl premiers interférents ; détermination du rapport signal utile sur signal interférent des K interférents sélectionnés : SIR (Kl) ; affectation du nombre de symboles pris en compte pour chaque interférent en fonction du SIR (Kl).

Ainsi, plus le rapport signal utile sur signal interférent des Kl interférents sélectionnés SIR (Kl) est petit, plus le nombre de symboles pris en compte est grand.

Dans le cas d'un détecteur de type ML par exemple, si on combine les deux techniques de réduction de complexité d'un détecteur, l'algorithme d'un détecteur ML à faible complexité se résume comme suit : Etape 1 : Réduction de la taille du vecteur canal : sélection des Kl canaux les plus puissants et du canal du signal utile en chaque point du plan temps/fréquence, construction du vecteur des canaux H,, j de taille Kl ; Etape 2 : Réduction de l'espace de recherche des symboles, affectation d'une constellation de taille réduite à chacun des interférents en fonction de son rapport signal sur interférents (SIR) ; Etape 3 : Recherche du vecteur symbole qui minimise la distance : où mi correspond à l'indice du symbole de l'interférent i dans la constellation réduite qui lui est associée lors de l'Etape 2, et Kl correspond au nombre d'interférents dans l'espace de recherche restreint.

Dans le cas d'un détecteur de type Log-MAP par exemple, les deux premières étapes de l'algorithme d'un détecteur Log-MAP à faible complexité sont identiques aux précédentes, si on combine les deux techniques de réduction de complexité. Ensuite, le détecteur met en oeuvre des étapes de : Etape 3 : Calcul des probabilités a posteriori des symboles de l'utilisateur 0 (signal utile) dans l'espace symbole défini au cours des deux premières étapes : en utilisant de manière récursive la formule du logarithme Jacobien : ln (exp (-x) + exp (-y)) = min (x, y) + f (|x-Y|), avec f (z) = ln (l + exp (-z)) Etape 4 : Recombinaison des probabilités a posteriori pour obtenir les « soft bits » :

avec Elo l'ensemble des indices des symboles dont le bit L vaut 0, E'l'ensemble des indices des symboles dont le bit 1 vaut 1 en utilisant de manière récursive la formule du logarithme Jacobien : ln (exp (-x) + exp (-y)) = min (x, y) + f (|x-Y|), f (z) = ln (l + exp (-z)) On présente à titre d'exemple en annexe les étapes 3 et 4 d'un algorithme de détection Log-MAP à faible complexité dans le cas d'un système mutli- utilisateur présentant un canal utile et deux canaux interférents.

Dans le cas d'un détecteur de type Max-Log-MAP par exemple, les deux premières étapes de l'algorithme d'un détecteur Max-Log-MAP à faible complexité sont identiques aux précédentes, si on combine les deux techniques de réduction de complexité. Ensuite, le détecteur met en oeuvre des étapes de : Etape 3 : Calcul des probabilités a posteriori des symboles de l'utilisateur 0 (signal utile) dans l'espace symbole défini au cours des deux premières étapes, en négligeant la fonction de correction f (. ) dans la formule du logarithme Jacobien : Etape 4 : Recombinaison des probabilités a posteriori pour obtenir les « soft bits », en considérant la fonction de correction f (. ) est toujours négligeable : avec : Eo l'ensemble des indices des symboles dont le bit l vaut 0, E'l'ensemble des indices des symboles dont le bit 1 vaut 1 Il est bien entendu que ces algorithmes de réduction de complexité par réduction du nombre de canaux et/ou par regroupement de symboles s'appliquent au détecteur ML, ainsi qu'aux détecteurs de type Log-MAP ou Max-Log-MAP.

Ces algorithmes de réduction de la complexité peuvent être mis en oeuvre une fois les canaux interférents et utile estimés.

Par ailleurs, en regard avec la figure 3A présentant un schéma de principe d'un récepteur OFDM ou OQAM en présence d'un signal interférent, si le nombre de signaux interférents est grand, mais que chacun de ces signaux est reçu avec une puissance faible, le récepteur multi-utilisateur peut passer en mode mono- utilisateur : les signaux interférents sont alors considérés comme du bruit additif gaussien, et les moyens 35,36 associés au canal interférent ne sont alors plus activés.

Le passage entre ces deux modes de réception (multi-ou mono-utilisateur) peut se faire en mesurant le niveau de puissance reçu sur un élément d'énergie nulle. Si cette puissance, moyennée sur un nombre suffisamment grand de pilotes, est trop faible, le canal interférent n'est pas estimé, et on passe en mode mono- utilisateur.

On présente désormais, en relation avec les figures 5 et 6, un exemple de répartition asymétrique des éléments d'énergie nulle et des pilotes au sein d'une même cellule ou dans deux cellules voisines du réseau de l'invention.

En effet, tous les éléments d'énergie nulle et les pilotes de deux sources voisines du réseau ne sont pas nécessairement émis sur les mêmes points du plan temps-fréquence. L'émission d'un élément d'énergie nulle en un emplacement du plan temps-fréquence où le signal interférent est connu permet à un terminal récepteur (par exemple un mobile) de sonder le canal interférent, et éventuellement de l'estimer. Cette opération d'estimation du ou des canaux interférents n'est pas nécessairement symétrique : en conséquence, tous les pilotes d'un signal principal ne sont pas toujours associés à des éléments d'énergie nulle d'un signal secondaire. En revanche, chaque élément d'énergie nulle doit nécessairement être localisé au même endroit du plan temps-fréquence qu'un pilote émis par une autre cellule du réseau.

Ainsi, un terminal mobile dans une cellule peut demander une grande précision d'estimation de son canal utile sans pour autant avoir besoin d'une

grande précision sur l'estimation de son ou de ses canaux interférents : on obtient alors une répartition asymétrique des pilotes et des éléments d'énergie nulle au sein du signal principal.

Dans le cas particulier où un récepteur reçoit un grand nombre de signaux interférents, tous de faible puissance, ce dernier peut favoriser une bonne précision d'estimation du canal utile, et traiter par exemple les signaux interférents comme un bruit additif gaussien : il passe alors en mode mono- utilisateur, comme décrit précédemment, et les éléments d'énergie nulle du signal utile ne lui servent alors plus qu'à sonder la puissance des signaux interférents. Il peut ainsi détecter par exemple qu'il doit repasser en mode multi-utilisateurs, en cas de dépassement d'un seuil de puissance.

De même, la répartition des pilotes et des éléments d'énergie nulle peut ne pas être symétrique entre cellules du réseau.

La figure 5 illustre deux terminaux mobiles MI et M2 situés dans deux cellules adjacentes du réseau utilisant la même ressource temps-fréquence.

Le mobile M2 dans la deuxième cellule 42 a besoin de sonder précisément la première cellule 41. En revanche, le mobile MI de la première cellule 41 n'a pas besoin de sonder la deuxième cellule 42 avec la même précision.

En effet, dans l'exemple de la figure 5, la station de base 43 de la première cellule 41 émet un signal de forte puissance, qui perturbe le mobile M2, situé en bordure de la deuxième cellule 42. le mobile M2 a donc besoin d'estimer avec précision le canal interférent, pour pouvoir rejeter ce signal de forte puissance en provenance de la première cellule 41.

Le mobile M2 a donc besoin de davantage d'éléments d'énergie nulle (insérés dans le signal utile émis par la station de base de la deuxième cellule 42) que le mobile M1 pour optimiser ses performances.

La périodicité des éléments d'énergie nulle n'est donc pas nécessairement identique à celle des pilotes de référence, utilisés pour estimer le canal utile.

En outre, lorsque les pilotes d'un signal utile et les éléments d'énergie nulle d'un signal interférent ne sont pas tous superposés dans l'espace temps-

fréquence, les pilotes du signal interférent qui ne sont pas superposés à des éléments d'énergie nulle du signal utile sont tout de même utilisés par le récepteur pour améliorer ses performances, et sa qualité de réception.

La figure 6 illustre une répartition particulière des pilotes et des éléments d'énergie nulle dans l'exemple de la figure 5.

Dans la première cellule 41, on émet davantage de pilotes 51 que d'éléments d'énergie nulle 52, afin d'améliorer la précision de l'estimation du canal utile.

Dans la deuxième cellule 42 en revanche, on émet davantage d'éléments d'énergie nulle 52 que de pilotes 51, afin d'améliorer la qualité de l'estimation du canal interférent.

Cette situation correspond au cas où la première cellule 41 émet un signal qui vient perturber fortement la deuxième cellule 42, et où, dans la première cellule 41, le signal interférent en provenance de la deuxième cellule 42 est plus faible.

Les pilotes de référence 51 qui ne se superposent pas avec des porteuses d'énergie nulle 52 d'une autre cellule peuvent être pris en compte au niveau du détecteur multi-canaux (voir figure 3A).

On présente désormais, en relation avec la figure 7, une technique d'annulation d'interférences (dit traitement de première couronne) à l'émission, qui est mise en oeuvre, dans un mode de réalisation particulier de l'invention, pour les systèmes multiporteuses de type OFDM/OQAM. Un tel traitement, qui est décrit plus en détail dans la demande de brevet français n°2 814 302 (incorporée ici par référence), permet d'annuler les interférences produites par les porteuses entourant l'élément de données d'énergie nulle.

De cette façon, en supprimant l'interférence intrinsèque affectant le symbole d'énergie nulle 29 du signal principal, on accroît la qualité de la réception du pilote 30 du signal secondaire, et donc la qualité de l'estimation du canal interférent.

La technique décrite dans le document de brevet français n°2 814 302 consiste à imposer au moins une contrainte sur la valeur d'au moins un des éléments de données informatifs d'un signal, de façon à réduire, à la réception, au moins un terme d'interférence affectant au moins un des pilotes de ce signal. Plus précisément, on détermine un ensemble de porteuses proches du pilote dans l'espace temps-fréquence et modulées chacune par un élément de données informatif (par exemple, la première couronne entourant le pilote), et on établit une relation déterministe entre les éléments de données informatifs modulant les porteuses de cet ensemble, de façon à réduire, à la réception, l'interférence intrinsèque affectant le pilote.

Dans le cadre de la présente invention, on a envisagé de transposer cette technique d'annulation de l'interférence intrinsèque affectant un pilote au cas de l'annulation de l'interférence intrinsèque affectant un élément d'énergie nulle du signal.

Cette technique permet avantageusement de s'affranchir de l'introduction d'intervalles de garde, pendant lesquels aucune information utile n'est transmise, qui étaient utilisés jusqu'à présent, et qui permettent de garantir que toutes les données reçues appartiennent à un même symbole. En effet, une telle solution a pour inconvénient de réduire le débit d'informations pouvant être transmises.

Ainsi, dans le cadre de la présente invention, on établit entre les éléments de données informatifs des porteuses référencées 61 à 68 une relation déterministe permettant d'annuler l'interférence intrinsèque affectant l'élément d'énergie nulle modulant la porteuse référencée 20.

La description ci-dessous de la technique d'annulation de l'interférence de la première couronne est faite dans le cas particulier d'un signal OFDM/OQAM utilisant la forme d'onde IOTA. L'Homme du Métier étendra sans difficulté cet enseignement à tout signal OQAM et à toute forme d'onde.

On rappelle brièvement ci-après comment estimer l'interférence intrinsèque dans le cas d'un canal idéal d'une part, et réaliste d'autre part, ainsi que la méthode d'établissement d'une telle relation déterministe.

1. Interférence intrinsèque (IES ! dans le cas d'un canal idéal Pour un canal idéal, l'interférence sur une porteuse d'étude (mo, n0) (en l'espèce, un élément d'énergie nulle 29 de la figure 2) dues aux autres porteuses du réseau temps-fréquence est exprimée par Imo to dans l'équation (I) : où g est une fonction prototype prédéterminée telle que les porteuses du signal sont orthogonales et où les termes am,n sont réels et représentent les éléments de données du signal considéré.

Etant donné le caractère fortement localisé en temps et en fréquence supposé de g (t), les termes intervenant significativement dans cette interférence sont dus aux porteuses directement voisines de la porteuse (mo, fao). Ces porteuses sont schématisées sur la figure 7 : elles constituent ce que nous appellerons la « première couronne » liée à la porteuses d'étude.

On considère ainsi la porteuse référencée 20, dont la position dans l'espace temps (respectivement dans l'espace fréquence) est indiquée par nO (respectivement m0). Une telle porteuse 20 correspond à un élément d'énergie nulle du signal principal. Les porteuses référencées 61 à 68, qui sont directement voisines de l'élément d'énergie nulle 20, constituent la première couronne de cet élément. Elles appartiennent aux symboles OFDM d'indices no-1, no et no+1, et correspondent aux fréquences porteuses d'indices mo, mo-1 et m0+1.

On note C,,,,), n,, le terme d'interférence représentatif de la première couronne, c'est-à-dire le terme d'interférence dû aux porteuses référencées 61 à 68, et DntOnOle terme d'interférence dû aux autres porteuses du réseau temps- fréquence.

On a ClHo, (m, (m, , LJJ (m, n) ECouronne", o,"o avec Couronne m0,n0 = {(m,n)telque((m-m0),(n-n0))#{-1,0,1}2et(m,n)#(M0,n0)}, où Ag représente la fonction d'ambiguïté de la fonction g.

Le terme est négligeable devant le terme Les caractéristiques de g (t) (réelle, paire et isotrope) impliquent que Ag 0,#0)=Ag(0,-#0), qu'on notera ai, Ag (#0,0) = Ag(-#0,0), qu'on notera 2, Ag ,#0) = Ag (-#0,#0) = Ag ,-#0)=Ag(#0,-#0), qu'on notera ß.

La condition nécessaire et suffisante plus générale à vérifier pour annuler C est : α1(am0+1,n0-am0-1,n0)+(-1)n0α2(am0,n0+1-am0,n0-1) (II) ß (am0+1,n0+1+am0-1,n0+1+am0+1,n0-1+am0-1,n-1) = 0 On notera que certaines fonctions prototypes, comme notamment la fonction Iota, assurent que a, = a2.

2. Interférence intrinsèque (IES ! dans le cas d'un canal réaliste Dans le cas d'un canal réaliste, l'IES (Interférence Entre Symboles) intrinsèque sur la porteuse (mo, no) s'écrit Iréaliste (m, (mn) no, représente un coefficient complexe de la fonction de transfert du canal, avec m l'indice de la sous-porteuse et n celui du symbole OFDM considérés.

L'IES intrinsèque due à la première couronne dans ce cas réaliste est égale à : réaliste - 0 20 m0-IîZ'V (m, it) ECouronne", o Pour pouvoir annuler simplement cette IES, on suppose que le canal est constant sur cette couronne. Ainsi, on a : réaliste ) (m, , '"o. et et donc f Sre mo, na ma, nu nto>rm mo, m mo, no rn, no annuler

Cette hypothèse, que l'on réalise en pratique en choisissant les paramètres de la modulation de façon adéquate, permet de se ramener à une annulation du même terme (Cm0"0) que dans le cas idéal.

3. Annulation de l'IES due à la première couronne On suppose dans la suite de ce document que le canal de transmission est quasi-invariant dans le temps sur Q symboles, si Q est la périodicité temporelle du motif des pilotes répartis.

Pour annuler l'IES due à la première couronne relative à la porteuse (mo, no), il suffit de vérifier l'équation (II). Pour ce faire, on fige un degré de liberté sur cette couronne, qui transportera alors l'équivalent de 7 éléments d'informations utiles (au lieu de 8). La méthode directe pourrait être de choisir d'exprimer am0-1,n0-1 par exemple, en fonction des 7 autres éléments de la couronne.

Néanmoins, une telle opération peut entraîner de fortes variations d'énergie entre cette porteuse et les 7 autres. Par conséquent, dans un mode de réalisation préféré, décrit plus en détail dans la demande de brevet français n°2 814 302, on effectue une transformation linéaire et unitaire, de manière à lisser ce phénomène, et assurer ainsi la conservation de l'énergie.

ANNEXE On présente ci-après les troisième et quatrième étapes d'un algorithme de détection Log-MAP à faible complexité dans le cas d'un système mutli-utilisateur présentant un canal utile et deux canaux interférents.

Soit So (k) le kième symbole de l'utilisateur, k compris entre 0 et M0-1 appartenant à la constellation CMO.

Soit S, (ml) le symbole d'indice ml de l'utilisateur 1, ml compris entre 0 et N1-1, appartenant à la constellation CN1.

Soit S2 (m2) le symbole d'indice m2 de l'utilisateur 2, m2 compris entre 0 et N2-1, appartenant à la constellation CN2.

Etape 3 : Pour k allant de 0 à Mo-1, Co (k) = hoSo (k) ; APP (k)=+# ; Pour m1=0 à M1-1, Pour m2=0 à M2-1, D = #Y-C0 (k)- h1S1(m1)-h2S2(m2)#2 #= D-APP (k) <BR> <BR> <BR> Df = #(###)<BR> <BR> <BR> <BR> <BR> si # < 0, APP (k) = D + Df sinon APP (k) = APP(k)+Df fin du si Fin boucle sur m2 Fin boucle sur m, Fin boucle sur k ;

Etape 4 : La complexité de l'étape 4 n'est pas réduite par les étapes 1 et 2 : elle dépend seulement de la taille de la constellation CMO c'est à dire de Mo.

Liste, (i) =indice des (M0-1)/2 symboles de CM0 dont le bit d'indice i vaut 0 Listel (i) =indice des (Mo-1)/2 symboles de CM0 dont le bit d'indice i vaut 1 Pour i allant de 1 à log2(M0-1)/2, ISo=Listeo (i) ; ISop=Listeo (i-1) ; Ao=APP (iSo)-APP (iSop) ; Si Ao <0, Lo (k) = APP (iSo) +f (##0#) Sinon, Lo (k) = APP (iSop) +f () Ao)) ; Fin du Si Fin de la boucle sur i ; Pour i allant de 1 à log2 (M0-1)/2, Is1=Liste1 (i) ; IS1p=Liste1(i-1) ; #1=APP (iS,)-APP (iS, p) ; Si Ai <0, L1 (k) =APP(iS1) +f (##1#); Sinon, LI (k) = APP (iStp) +f (##1#); Fin du Si Fin de la boucle sur i ; Remarque : Dans le cas d'un détecteur de type Max-Log-MAP, il suffit de remplacer la fonctionf par 0 dans les étapes 3 et 4 du détecteur Log-MAP.