Der Einsatz von Telekommunikations-Netzwerken unter Verwen- dung von beispielsweise mobilen Funksystemen hat sich-in den letzten Jahren verstärkt entwickelt, wobei es zu der Situati- on kommt, dass neben früheren Telekommunikations-Funknetzen oftmals neuartige z. B. zellular aufgebaute Netzwerke hinzu- kommen.

Folglich existieren zunehmend eine Vielzahl von unterschied- lichen Übertragungs-Standards gleichzeitig nebeneinander, wie beispielsweise digitale und analoge mobile Telekommunikati- ons-Netzwerke. Bei den digitalen Telekommunikations- Netzwerken sind der GSM-Standard (Global System for Mobile Communication), der DECT-Standard (Digital Europeen Cordless Telecommunication) und der UMTS-Standard (Universal Mobile Telecommunication System) beispielhaft für Europa genannt.

Weltweit sind ferner die PCS1900- (Personal Communication Services), DCS1800- (Digital Cellular System) oder JDC- (Ja- panese Digital Cellular) Standards beispielhaft erwähnt. Die- se Vielzahl von unterschiedlichen Kommunikationsnetzen bzw.

Ubertragungsstandards basieren dabei auf im Wesentlichen gleichen oder unterschiedlichen Trägerfrequenzen.

Beispielsweise besteht die Notwendigkeit ein Notebook über eine"bluetooth-Schnittstelle mit einem Handy und dieses ü- ber eine GSM-Schnittstelle mit dem Internet zu verbinden, wo- bei im Handy zwei unterschiedliche RF-Signale der unter- schiedlichen Schnittstellen gleichzeitig zu empfangen sind.

Es entsteht daher zunehmend das Bedürfnis, einen Empfänger zu schaffen, der zumindest zwei oder mehrere Ubertragungsstan- dards bzw. Frequenzbänder gleichzeitig realisiert. Telekommu- nikationsendgeräte mit derartigen Empfängern werden üblicher- weise als sogenannte Dualband-oder Triple-Band-Endgeräte be- zeichnet und ermöglichen den Empfang von RF-Signalen (Funk- frequenz-Signalen) in zwei oder drei Ubertragungsstandards.

Zur Realisierung derartiger Multiband-Empfänger wurden übli- cherweise zwei oder mehrere voneinander getrennte Funkempfän- ger (radio) miteinander kombiniert, wodurch sich jedoch au- ßerordentlich hohe Kosten bei der Realisierung ergeben.

Ferner ist aus der Druckschrift EP 0 945 990 AI ein Multi- band-Empfänger zum Empfangen von Multiband-RF-Signalen mit zum Teil unterschiedlichen Trägerfrequenzen bekannt, wobei ein RF/IF-Wandler die RF-Signale (Radio Frequency, Funkfre- quenz) in sogenannte Zwischenfrequenz-Signale (Intermediate Frequency) umwandelt. Genauer gesagt werden hierbei unter Verwendung eines lokalen Oszillators zwei Zwischenfrequenzen (Intermediate Frequencies) für beispielsweise die unter- schiedlichen Standards GSM1800 und GSM1900 erzeugt und somit ein Dualband-Empfänger realisiert. Nachteilig ist hierbei je- doch die Beschränkung auf relativ wenige Trägerfrequenzen bzw. auf Trägerfrequenzen in einem ähnlichen Frequenzbereich und die Verwendung von teueren Zwischenfrequenzpfaden.

Demgegenüber liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen Multiband-Empfänger sowie ein zugehöriges Verfahren zu schaf- fen, mit dem Multiband-RF-Signale mit zum Teil stark unter- schiedlichen Trägerfrequenzen auf kostengünstige und flexibel einstellbare Art und Weise gleichzeitig empfangen werden kön- nen.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe hinsichtlich des Empfän- gers durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 und hinsicht- lich des Verfahrens durch die Maßnahmen des Patentanspruchs 15 gelöst.

Insbesondere durch die Verwendung eines RF/IF-Wandlers zum Umwandeln der RF-Signale in eine Vielzahl von Zwischenfre- quenz-Signalen, wobei eine der Vielzahl von RF-Signalen ent- sprechende Vielzahl von lokalen Oszillatoren zum Erzeugen von den Trägerfrequenzen zugehörigen In-Phase-und Quadratur- Komponenten eingesetzt werden, sowie aufgrund der Verwendung eines In-Phase-und Quadratur-Mixers zum Mischen der jeweili- gen In-Phase-und Quadratur-Komponenten mit den RF-Signalen zum Erzeugen von IF-In-Phase-und IF-Quadratur-Komponenten in einem Zwischenfrequenzbereich, können unter Verwendung eines zusätzlichen komplexen Filters auf der Grundlage der Zwi- schenfrequenz-Signale die für die weitere Verarbeitung ge- wünschten Zwischenfrequenz-Signale auf einfache und sehr ge- . naue Art und Weise ausgefiltert werden. Somit kann nicht nur ein einziger Funkempfänger für eine Vielzahl von Multiband- Funkfrequenzen bzw. RF-Signalen gleichzeitig verwendet wer- den, sondern es ergibt sich darüber hinaus eine äußerst fle- xible Konfiguration zur Realisierung von bisher nur sehr schwer oder nicht vereinbarer Übertragungsstandards.

Vorzugsweise weisen die Zwischenfrequenz-Signale ungespiegel- te und gespiegelte Signale in einem niederen Zwischenfre- quenzbereich (Low IF) auf, wobei das komplexe Filter eine Phasenverschiebung zwischen den zugehörigen In-Phase-und Quadratur-Komponenten diese Signale derart durchführt, dass sich die unerwünschten gespiegelten Signalkomponenten zumin- dest teilweise auslöschen. Die Verwendung von Signalen in ei- nem niederen Zwischenfrequenzbereich ermöglicht die Realisie- rung von besonders kostengünstigen Multiband-Empfängern. Die komplexe Filterung kann hierbei analog oder digital an Hand von analogen oder digitalen Zwischenfrequenz-Signalen durch- geführt werden. Wenn sich die gespiegelten oder ungespiegel- ten Signale jeweils alle im gleichen positiven oder negativen Frequenzbereich befinden, kann das komplexe Filter besonders einfach realisiert werden.

Vorzugsweise erzeugen die lokalen Oszillatoren LO-Signale, die zueinander keinerlei Interferenzen aufweisen, wodurch sich die Signalqualität wesentlich verbessern lässt. Als kom- plexes Filter wird beispielsweise ein Polyphase-Filter ver- wendet.

Zur weiteren Verbesserung der Empfangsqualität kann der Mul- tiband-Empfänger einen Vorverstärker in seinem RF-Empfangs- teil aufweisen, der einen Frequenzsplitter zum Aufteilen der RF-Signale in ihre zugehörigen Trägerfrequenzbereiche, ge- trennte Verstärkerpfade zum Verstärken der RF-Signale in den jeweiligen Trägerfrequenzbereichen, und einen Signalkombinie- rer zum Zusammenfügen der aufgeteilten und verstärkten RF- Signale aufweist. Insbesondere wenn die Verstärkerpfade je- weils ein RF-Bandpass-Filter und einen variablen RF-Ver- stärker aufweisen, kann für jeden Trägerfrequenzbereich eine sogenannte Low Noise-Vorverstärkung durchgeführt werden.

Ferner kann zur Verbesserung einer Empfangsqualität in einem Zwischenfrequenz-Empfangsteil ein Verstärkerpfad mit einem variablen IF-Verstärker und einem IF-Tiefpassfilter verwendet werden.

Vorzugsweise befindet sich in einer ausgangsseitig angeordne- ten digitalen Signalverarbeitung eine Vielzahl von lokalen Oszillatoren zum Erzeugen von den ermittelten Zwischenfre- quenz-Signalen zugehörigen Signalkomponenten und einer Viel- zahl von digitalen Tiefpassfiltern zum Filtern der digitalen Signalkomponenten. Auf diese Weise werden die im niederen Zwischenfrequenzbereich liegenden Zwischenfrequenz-Signale qualitativ hochwertig weiterverarbeitet.

In den weiteren Unteransprüchen sind weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand von Ausführungsbei- spielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben.

Es zeigen : Figur 1 eine vereinfachte Blockdarstellung eines Multiband- Empfängers gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel ; Figur 2 eine vereinfachte Blockdarstellung eines Multiband- Empfängers gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel ; Figur 3 eine vereinfachte spektrale Darstellung der gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel verwendeten Signale ; Figur 4 eine vereinfachte spektrale Darstellung der gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel verwendeten Signa- le ; und Figur 5 eine vereinfachte spektrale Darstellung von Signa- len gemäß einem weiteren nicht dargestellten Aus- führungsbeispiel.

Die Erfindung wird nachstehend beispielhaft an Hand eines Du- alband-Empfängers beschrieben, der RF-Signale mit Trägerfre- quenzen in einem 1800 MHz und einem 900 MHz Band empfängt.

Die angegebenen Frequenzen dienen hierbei lediglich zur Ver- deutlichung des grundsätzlichen Prinzips.

Figur 1 zeigt eine vereinfachte Blockdarstellung eines Multi- band-Empfängers zum Empfangen von zwei RF-Signalen, die in einem Trägerfrequenzbereich von 1800 MHz und 900 MHz übertra- gen werden. Ein RF-Empfangsteil RF (Radio Frequency, Funkfre- quenz) dient im Wesentlichen dem Empfang der RF-Signale mit- tels beispielsweise einer Antenne 1 und einer Vorverarbeitung durch einen aus den Blöcken 2 bis 7 bestehenden Vorverstär- ker. Die Antenne 1 kann jedoch in gleicher Weise durch einen Koaxialkabel-Anschluss oder sonstigen Anschluss zum drahtge- bundenen Empfang der RF-Signale ersetzt werden. Der Vorver- stärker dient im Wesentlichen einer sogenannten Low Noise- Verstärkung und kann grundsätzlich auch entfallen.

Gemäß Figur 1 wird das zumindest zwei RF-Signale aufweisende und an der Antenne 1 empfangene Eingangssignal in einem Fre- quenzsplitter 2 in RF-Signale mit ihren zugehörigen Träger- frequenzbereichen aufgeteilt. Genauer gesagt wird hierbei ein beispielsweise bei der Trägerfrequenz von 1800 MHz übertrage- nes RF-Signal RF1 in einen aus den. Blöcken 3 und 5 bestehen- den ersten Verstärkerpfad und ein bei der Trägerfrequenz von 900 MHz übertragenes RF-Signal RF2 in den aus den Blöcken 4 und 6 bestehenden Verstärkerpfad geleitet. Hierbei erfolgt in den Blöcken 3 und 4 eine RF-Bandpass-Filterung zur Verbesse- rung der jeweiligen RF-Signale RF1 und RF2. Anschließend er- folgt eine getrennte Verstärkung in den RF-Verstärkern 5 und 6, wobei in einem Signalkombinierer 7 anschließend die aufge- teilten, gefilterten und verstärkten RF-Signale RF1 und RF2 wieder zusammengeführt werden.

In einem Signalsplitter 8 werden anschließend die so verar- beiteten RF-Signale RF1, RF2 nunmehr leistungsmäßig bei- spielsweise gleich aufgeteilt und einem Quadratur-Mixer 9 bzw. einem In-Phase-Mixer 10 als Eingangssignale zugeführt.

Ferner wird dem Quadratur-Mixer 9 und dem In-Phase-Mixer 10 eine jeweilige Quadratur-Komponente QLO und In-Phase-Kompo- nente Iso zugeführt, die aus einer der Vielzahl von RF- Signalen entsprechenden Vielzahl von lokalen Oszillatoren LO1, L02,... erzeugt werden. Da gemäß Figur 1 lediglich zwei RF-Signale RF1 und RF2 mit Trägerfrequenzen von 1800 MHz und 900 MHz verwendet werden, werden erfindungsgemäß genau zwei lokale Oszillatoren L01 und L02 verwendet, die bei einer knapp unterhalb oder knapp oberhalb der. jeweiligen Trägerfre- quenz liegenden Frequenz oszillieren und jeweilige In-Phase- und Quadratur-Komponenten erzeugen. Beispielsweise weist der lokale Oszillator LO1 eine Frequenz von 1798 MHz auf und liegt damit 2 MHz unterhalb der Trägerfrequenz des RF-Signals RF1. Andererseits oszilliert der zweite lokale Oszillator L02 bei einer Frequenz von 899 MHz und liegt somit 1 MHz unter- halb der Trägerfrequenz des zweiten RF-Signals RF2. Vorzugs- weise liegen die gewählten Frequenzdifferenzen (2MHz, lMhz) in einem ähnlichen Frequenzbereich. Grundsätzlich können die Trägerfrequenzen natürlich auch in einem ähnlichen (oder i- dentischen) Frequenzbereich liegen (z. B. GSM 1800, GSM 1900, DECT), wodurch sich geringere Probleme bei der Realisierung des Multiband-Empfängers ergeben.

Figur 3 zeigt eine vereinfachte spektrale Darstellung der in Figur 1 verwendeten Signale. Bei dieser stark vereinfachten Darstellung besteht das RF-Signal RF1 aus einer Spektrallinie bei 1800 MHz und das RF-Signal RF2 aus einer Spektrallinie bei 900 MHz. Die von den lokalen Oszillatoren LO1 und L02 er- zeugten lokalen Frequenzsignale bzw. LO-Signale lol und lo2 liegen demzufolge als Spektrallinien bei um unterschiedliche Frequenzdifferenzen 2MHz und lMhz verschobenen Frequenzen 1798 MHZ und 899 MHz. In Figur 3 sind hierbei sowohl die In- Phase-Komponenten ILO als auch die um 90° verschobenen Quad- ratur-Komponenten QLO identisch dargestellt, wenngleich sie den unterschiedlichen Mixern bzw. dem Quadratur-Mixer 9 und dem In-Phase-Mixer 10 zugeführt werden.

Die Kombination der Mixer 9 und 10 sowie der zugehörigen lo- kalen Oszillatoren LOI, L02,... ergibt einen sogenannten RF/IF-Wandler zum Umwandeln der Vielzahl von RF-Signalen RF1, RF2,. .. in eine Vielzahl von analogen Zwischenfrequenz- Signalen IF1, IF2 sowie ihren zugehörigen gespiegelten Signa- len IF1'und IF2'. Genauer gesagt werden gemäß Figur 1 vom Quadratur-Mixer 9 die jeweiligen Quadratur-Komponenten der ungespiegelten Zwischenfrequenz-Signale IF1 und IF2 sowie der gespiegelten Zwischenfrequenz-Signale IF1'und IF2'ausgege- ben. In gleicher Weise werden vom In-Phase-Mixer 10 die In- Phase-Komponenten der ungespiegelten und gespiegelten Zwi- schenfrequenz-Signale IF1, IF2 und IF1'und IF2'ausgegeben. Die spektrale Position dieser ungespiegelten und gespiegelten Zwischenfrequenz-Signale IF1, IF2, IF1'und IF21 ist in Figur 3 dargestellt, wobei aufgrund der Faltung mit den lokalen Os- zillatorsignalen lol und lo2 die den RF-Signalen RF1 und RF2 entsprechenden Zwischenfrequenz-Signale IF1 und IF2 in einem niederen Zwischenfrequenzbereich bei den Frequenzen von 2 MHz und 1 MHz zum Liegen kommen. Hierbei spricht man von Signalen im niederen Zwischenfrequenzbereich, wenn deren Frequenz im wesentlichen einer Bandbreite der zugehörigen RF-Signale ent- spricht. Bei Realisierung eines RF/IF-Wandlers für einen der- artigen niederen Zwischenfrequenzbereich ergeben sich beson- ders kostengünstige Realisierungen für die Zwischenfrequenz- pfade.

Unter Verwendung eines nachgeschalteten analogen komplexen Filters AKF können nunmehr die gespiegelten Zwischenfrequenz- Signale IF1'und IF2'ausgeblendet werden, was in Figur 3 durch die Bandpassfilterung von ca. 0 bis 3 MHz angedeutet ist. Beispielsweise kann die analoge komplexe Filterung durch eine geeignete Phasenverschiebung der vom RF/IF-Wandler er- zeugten In-Phase-und Quadratur-Komponenten IIF, IIF., QIF. im Zwischenfrequenzbereich herbeigeführt werden, wodurch es zu einem zumindest teilweisen Auslöschen der gespiegelten Zwischenfrequenz-Signale IF1'und IF2'kommt.

Gemäß Figur 3 sind die Frequenzen der lokalen Oszillatoren LO1 und LO2 bzw. der dazugehörigen Signale lol und lo2 derart zu wählen, dass sich insbesondere bei einer Faltung im Fre- quenzbereich keine Interferenzen ergeben. Auf diese Weise können auch RF-Signale mit weit voneinander getrennten Trä- gerfrequenzen in einen niederfrequenten Zwischenfrequenzbe- reich (LOW IF) gebracht werden, der eine einfache und kosten- günstige Signalverarbeitung ermöglicht. In gleicher Weise ist aus Figur 3 ersichtlich, dass die von den lokalen Oszillato- ren L01 und L02 erzeugten Signale lol und lo2 vorzugsweise jeweils unterhalb oder oberhalb ihrer zugehörigen RF-Signale liegen sollten, damit auch die zugehörigen Zwischenfrequenz- Signale IF1 und IF2 jeweils im gleichen positiven oder nega- tiven Frequenzbereich zu liegen kommen. Auf diese Weise kön- nen die unerwünschten gespiegelten Zwischenfrequenz-Signale IF1'und IF2'zuverlässig unterdrückt werden. Zur Realisie- rung des analogen komplexen Filters AKF wird vorzugsweise ein sogenanntes Polyphase-Filter verwendet.

Mit dem vorstehend beschriebenen RF/IF-Umwandler werden somit eine Vielzahl von RF-Signalen mit einem Frequenzabstand Af, der wesentlich größer ist als eine zugehörige Zwischenfre- quenz-Bandbreite, in nahezu den gleichen Zwischenfrequenzbe- reich übergeführt, wobei insbesondere bei einem niederfre- quenten Zwischenfrequenzbereich die Situation auftritt, dass positive und negative Frequenzbänder um den Nullpunkt liegen.

Unter Verwendung der In-Phase-und Quadratur-Komponenten die- ser Zwischenfrequenz-Signale kann anschließend mittels eines komplexen analogen"Image-Rejection"-Filters (Image = gespie- gelte Signale) ein leicht weiterverarbeitbares Signal erzeugt werden. Derartige niederfrequente Zwischenfrequenz-Signale ermöglichen darüber hinaus die Integration des Filters in ei- nem RF-Chip, wodurch sich die Kosten und der Platzbedarf wei- ter verringern. Ferner ermöglicht der Einsatz des analogen komplexen Filters AKF die Beseitigung von störenden Gleich- spannungskomponenten (DC).

Ausgangsseitig des analogen komplexen Filters AKF erhält man nunmehr ein Datensignal im niederen Zwischenfrequenzbereich, welches optional einem variablen IF-Verstärker 11 und einem IF-Tiefpassfilter 12 zugeführt werden kann. Anschließend wird das bislang noch analoge Zwischenfrequenz-Signal von einem A/D-Wandler 13 in ein digitales Zwischenfrequenz-Signal umge- wandelt und von einem digitalen Signalverarbeitungsteil DSP zur Erzeugung von rückgewonnenen Datensignalen weiterverar- beitet.

Bei dieser an sich bekannten digitalen Weiterverarbeitung kann beispielsweise für jede in einem Zwischenfrequenz-bzw.

IF-Empfangsteil IF erzeugte Zwischenfrequenz ein lokaler Os- zillator zum Erzeugen von den Zwischenfrequenz-Signalen IF1, IF2 zugehörigen Signalkomponenten eingesetzt werden. Bei- spielsweise kann gemäß Figur 1 ein lokaler Oszillator AO1 bei der zum Zwischenfrequenz-Signal IF1 liegenden Frequenz von 2 MHz schwingen und über einen Mischer 15 bzw. 17 jeweils mit seiner In-Phase-und Quadratur-Komponente zum digitalen Eingangssignal gemischt werden. Die so gemischten Signale können anschließend in digitalen Tiefpass-Filtern 16 und 18 weiterverarbeitet werden, wodurch sich eine Signalqualität weiter verbessern lässt. In gleicher Weise wird diese digita- le Signalverarbeitung mittels eines zweiten lokalen Oszilla- tors A02 auf das zweite Zwischenfrequenz-Signal IF2 bei ei- ner Frequenz von ca. 1 MHz angewendet.

Figur 2 zeigt eine vereinfachte Blockdarstellung eines Multi- band-Empfängers gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel, wo- bei gleiche Bezugszeichen gleiche oder entsprechende Elemente bezeichnen und auf eine wiederholte Beschreibung nachfolgend verzichtet wird.

Gemäß Figur 2 wird im Gegensatz zum Ausführungsbeispiel gemäß Figur 1 nunmehr ein digitales komplexes Filter DKF zur Redu- zierung der gespiegelten Zwischenfrequenz-Signale IF1'und IF2 verwendet. Figur 4 zeigt hierbei die zum zweiten Ausfüh- rungsbeispiel gemäß Figur 2 gehörenden Signale in einer ver- einfachten spektralen Darstellung, wobei keine Unterschiede zur vereinfachten Darstellung gemäß Figur 3 vorliegen. Auf eine wiederholte Beschreibung von Figur 4 wird daher unter Verweis auf die Beschreibung in Figur 3 nachfolgend verzich- tet.

Der wesentliche Unterschied zwischen dem ersten Ausführungs- beispiel gemäß Figur 1 und dem zweiten Ausführungsbeispiel gemäß Figur 2 besteht lediglich darin, dass das komplexe Fil- ter nunmehr als digitales komplexes Filter DKF ausgestaltet ist und sich im digitalen Teil des Multiband-Empfängers be- findet. Gemäß Figur 2 werden demzufolge die vom Quadratur- Mixer 9 und vom In-Phase-Mixer 10 ausgegebenen Quadratur-und In-Phasen-Komponenten IIF, IIF {QIFT QIFA der Zwischenfrequenz- Signale IF1, IF2,... IF1', IF2', ... beispielsweise einem IF-Tiefpassfilter 14a und 14b zugeführt und anschließend an einen aus Figur 1 bekannten IF-Verstärkerpfad weitergegeben.

Da jedoch das komplexe Filter erst im digitalen Teil reali- siert ist, muss der IF-Verstärkerpfad sowohl für die Quadra- tur-Komponenten als auch für die In-Phase-Komponenten, d. h. also doppelt, ausgebildet sein und besteht beispielsweise wiederum aus einem variablen IF-Verstärker lla, llb und einem IF-Tiefpassfilter 12a und 12b. Ebenso müssen nunmehr für die Quadratur-Komponenten und die In-Phase-Komponenten jeweils ein A/D-Wandler 13a und 13b realisiert werden, um anschlie- ßend das digitalisierte Zwischenfrequenz-Signal bzw. deren Komponenten dem digitalen komplexen Filter in bekannter Weise zur Filterung der gespiegelten Zwischenfrequenz-Signale IF1' und IF2'zuzuführen. Die Filterung entspricht hierbei wieder- um im Wesentlichen der Filterung des analogen komplexen Fil- ters, weshalb an dieser Stelle auf die Beschreibung gemäß Fi- gur 1 verwiesen wird.

Figur 5 zeigt eine vereinfachte spektrale Darstellung von Signalen gemäß einem weiteren nicht dargestellten Ausfüh- rungsbeispiel, wobei gleiche Bezugszeichen gleiche oder ent- sprechende Signallinien bezeichnen und auf eine wiederholte Beschreibung nachfolgend verzichtet wird.

Gemäß Figur 5 befinden sich im Gegensatz zu den Spektralli- nien der Figuren 3 und 4 nunmehr die von den lokalen Oszilla- toren erzeugten Signale lol und lo2 oberhalb der zugehörigen RF-Trägerfrequenzen RF1 und RF2. Genauer gesagt liegt das vom lokalen Oszillator LOI erzeugte Signal lol bei 1802 MHz und das Signal lo2 bei 901 MHz. Folglich liegen nunmehr die bei der Faltung entstehenden Zwischenfrequenz-Signale IF1 und IF2 im negativen Frequenzbereich bei-2 MHz und-1 MHz, während die zugehörigen gespiegelten Zwischenfrequenz-Signale IF1' und IF2'bei den Frequenzen +2 MHZ und +1 MHz liegen. Bei ei- nem derartigen Ausführungsbeispiel muss daher das analoge o- der digitale komplexe Filter derart eingestellt werden, dass nunmehr der negative Frequenzbereich rückgewonnen wird und die im positiven Bereich liegenden gespiegelten Zwischenfre- quenz-Signale zumindest teilweise ausgelöscht werden. Die weitere Signalverarbeitung ist wiederum vergleichbar zu den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen.

Die Erfindung wurde vorstehend an Hand eines Dualband- Telekommunikationsendgerätes für Trägerfrequenzen von 1800 MHz und 900 MHz beschrieben. Sie ist jedoch nicht darauf beschränkt und bezieht sich vielmehr auf alle weiteren Multi- band-Empfänger, mit denen RF-Signale mit zum Teil unter- schiedlichen Frequenzen drahtlos oder drahtgebunden empfangen werden. Insbesondere können derartige Multiband-Empfänger in sogenannten mobilen Telekommunikationsendgeräten, sogenannten "Software Defined Radios"und TD-SCDMA-Produkten verwendet werden.