DESCRIPCIÓN

SECTOR TÉCNICO

Electrónica, Tecnologías de la información y las comunicaciones, Tecnologías aeronáuticas y navales, Tecnologías de los materiales, Tecnologías agrarias y forestales, Tecnología y producción industriales.

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN

Actualmente existe la necesidad de proveer soluciones que permitan mejorar los sistemas de antenas actuales para comunicaciones por satélite y cumplir con los requisitos actuales y futuros, en especial, los requisitos de apuntamiento fino, bajo perfil y bajo peso. Estos requisitos son esenciales para que los sistemas de antenas para las aplicaciones SATCOM móviles consigan tomar una posición en el mercado tal que los sistemas de comunicaciones por satélite comiencen a ser competitivos en diferentes escenarios.

La tecnología de phased array antennas, o antenas orientadas electrónicamente o con barrido electrónico, promete la implementación de antenas planas como solución a requisitos de bajo perfil para cualquier tipo de vehículo, es decir, perfectas para sistemas de comunicaciones de bajo perfil y en movimiento, pero las opiniones difieren en cuanto a su viabilidad comercial.

Hasta ahora, estas antenas planas (o phased array) han sido prohibitivamente caras y en su mayoría limitadas al uso militar. Sin embargo, al menos dos compañías, Phasor, Inc. (www.phasorsolutions.com) y Kymeta Corp. (www.kymetacorp.com) están desarrollando nuevas tecnologías y nuevos enfoques para llevar las antenas de bajo perfil al mercado.

La tecnología core de Phasor usa microprocesadores ASIC, en el que cada ASIC está vinculado a un "elemento" radiante, creando una antena con haz orientable digitalmente. Además, como este sistema convierte inmediatamente señales a digital, la arquitectura soporta escalabilidad en teoría ilimitada, sin pérdidas tradicionales asociadas con sistemas analógicos. La tecnología de meta-materiales de Kymeta es una aplicación patentada y novedosa de un nuevo campo en la ciencia de los materiales. Efectivamente, los meta- mate ría les "doblan" las ondas de radio para lograr la funcionalidad de antena dirigida electrónicamente. Esto, junto con una "película" polarizadora que cubre la antena, permite la conectividad con los satélites de comunicaciones.

Estos diseños, algunos en bandas diferentes a las bandas K/Ka y otros que simplemente proponen un array de antenas o apertura para cada banda de frecuencia, no proponen aún una solución doble banda y doble polarización que permita reducir drásticamente el volumen, peso y coste de los sistemas de antena para los terminales de comunicaciones móviles o fijos por satélite. En este sentido, nuevas soluciones y tecnologías de antenas se deben explorar.

Se ha trabajado para buscar soluciones innovadoras para proporcionar sistemas de antenas capaces de proveer barrido del haz en sistemas ultra compactos.

En el estado del arte encontramos artículos científicos que presentan array de antenas de doble banda con elementos distintos que comparten la apertura del sistema de antena. La alimentación de los elementos de la antena en estos casos puede ser diversa, aunque no optimizan las prestaciones que puede ofrecer una alimentación por acoplo con ranura. Por otro lado, existen patentes que presentan elementos radiantes de doble banda y multi-banda, y elementos con doble polarización. A continuación, presentamos la discusión del estado del arte con los elementos significativos que se pueden comparar objetivamente elementos radiantes de doble banda y doble polarización en términos de sus características de diseño, especificaciones y prestaciones.

En [1] los autores proponen un elemento radiante para arreglo de antenas. Este elemento está diseñado para trabajar en las bandas L y C y el sistema SAR (Synthetic Aperture Radar) para el que está diseñado el elemento requiere un rango de ángulos de barrido de haz de +/- 25 grados. En [2] los autores presentan un diseño de una agrupación de antenas cuyos elementos radiantes comparten apertura, esto es, que posee en la misma apertura de la antena un elemento radiante para la banda de transmisión y otro elemento para la banda de recepción. Para esto, superponen los elementos de transmisión y recepción en determinadas posiciones y así comparten el área de la apertura. Estos elementos de [2], transmiten la señal a través de una ranura rectangular a una cavidad circular formada por pines en el caso del elemento que no comparte posición. En el caso de los elementos que comparten posición, para la banda alta se repite la estructura mientras que para la banda baja los autores proponen una estructura de cavidad coaxial que rodea al elemento de frecuencia más alta. Autores en [3] proponen un sistema de arreglo de antenas para radares de apertura sintética de doble banda y doble polarización. Al igual que en el caso anterior, el arreglo de antenas está compuesto por dos elementos que trabajan en bandas diferentes pero que comparte el área de la apertura de la antena. Las bandas de operación de este sistema de antena son las bandas C y X. Con la misma filosofía de compartir el área de la apertura de la antena con diferentes elementos sintonizados en las diferentes bandas de trabajo los autores en [4] proponen un array de antenas para trabajar en las bandas de frecuencia de 1 y 2 GHz con dipolos doblados en C y dispuestos especularmente como elementos radiantes. La alimentación de los elementos es directa por medio de un puerto coaxial a cada par de dipolos. Los autores en [5] presentan un elemento de doble polarización que trabaja en una sola banda (V) con una estructura multicapa en guía de onda basado en Gap Waveguide Technology. Estos elementos radiantes no presentan una optimización de las prestaciones en cuanto a la pureza de polarización o relación axial apropiada para aplicaciones de baja direcciones de apuntamiento o de llegada.

En cuanto a elementos radiantes presentados en el estado del arte de forma individual para luego ser utilizados en arreglos de antenas sin ningún otro propósito, a continuación, presentamos los elementos patentados relacionados con la invención. Los autores en [6] presentan un elemento complementario alimentado por una ranura rectangular que a su vez está alimentada por una estructura en micro-strip. Este elemento es de banda única y polarización lineal única, pero muestra el concepto de alimentación por ranura. En [7] se propone una antena de doble banda para arreglos de antenas adaptativos por diferencias de fase, pero utilizan un arreglo de antena para cada banda de frecuencia y éstos están diferenciados por un diplexor. Por otro lado, los autores en [8] proponen un elemento compacto de polarización simple circular, pero de doble banda que comprende un divisor de potencia pasivo en tecnología de micro-strip que alimenta unas ranuras en cruz y con éstas se acopla a un parche rectangular con elementos multi-resonantes. Por otro lado, un elemento radiante de doble banda para un radar de apertura sintética es presentado en [9] En este caso proponen una alimentación a los elementos radiantes a través de una ranura cuadrada o cavidad que excita una ranura en forma de anillo. Este último no presenta elementos resonantes para realizar una selección de las bandas en la apertura. En [10], de forma parecida a la que utilizan en caso anterior para separar las bandas de frecuencias, en la patente de la referencia proponen excitar a través de un acoplo inductivo una de las frecuencias, mientras que la otra frecuencia se hace por acoplo capacitivo por proximidad. En ambas frecuencias se utilizan líneas microstrip para alimentar el elemento radiante de polarización simple. En [11], la invención se refiere a un elemento radiante de doble polarización con un parche inferior para radiar en una primera polarización y un segundo parche para radiar en una segunda polarización ortogonal. Además, la invención se refiere a un conjunto de antena de polarización dual de doble banda compartiendo área de la apertura. En [12], los autores presentan un parche doble apilado como solución de doble banda en K y Ka. Esta solución propone la alimentación del parche activo mediante una ranura en forma de cruz que limita, a diferencia de la ranura circular propuesta en la presente patente presentada en [13], la alimentación secuencial a solo cuatro puntos.

Respecto a las realizaciones en superficies selectivas en frecuencia como reflectarrays y transmitarrays, asi como en subreflectores dicroicos y metasuperficies, encontramos en el estado del arte los siguientes desarrollos. En [14] se configura un anillo cargado con “stubs” de dos tipos, unos de tipo “interruptor” y otros sin “interruptor”, de este modo se pueden “conectar” o “desconectar” “stubs” del anillo en función de las necesidades del sistema, el motivo de tener “stubs” sin interruptor es para cambiar el diámetro efectivo del anillo y su respuesta, que mediante las distintas configuraciones de estos se consiguen distintas frecuencias de resonancia y respuestas en reflexión. En [15] se diseña un anillo con dos stubs cortos cargados con una pequeña sección rectangular, con estos dos últimos componentes se modifican las dos frecuencias de resonancia que aparecen en el diseño de este elemento. Por otro lado, los autores en [16] presentan un elemento de doble banda para superficies selectivas en frecuencia basado en resonadores LC dispuestos en paralelo. Este elemento requiere de la implementación de vías metalizadas y múltiples estructuras resonantes en ambas caras, haciendo su fabricación compleja y costosa. Es importante resaltar que los autores demuestran que con una estructura el ancho de banda obtenido es de banda estrecha, y que para obtener una transmisión de banda ancha con esta estructura es necesaria la implementación de varias estructuras resonantes a diferentes frecuencias en una celda unitaria.

Autores en [17] presentan el diseño de una superficie dicroica que trabaja en frecuencias desde 50.2 GHz hasta 230 GHz para el instrumento a bordo del satélite MetOp de segunda generación. Para este diseño, los autores proponen elementos en forma de C que conforman dos ranuras multi-resonantes, una recta y otra en forma de anillo. Este elemento no es apropiado para todas las incidencias oblicuas cuento estas no varíen solo que Theta sino que también lo haga en Phi. Por otro lado, autores en [18] presentan un elemento complejo para su fabricación que es utilizado para el diseño de superficies selectivas en frecuencia en sistemas de tres bandas. Este elemento está basado en tecnología SIW (Substrate Integrated Waveguide) conformando una cavidad con filtro de irises rectangulares.

Ninguno de los trabajos anteriores resuelve por un lado, la optimización de la relación axial para bajos ángulos de observación de un elemento radiante unitario, como tampoco la implementación de una superficie dicroica multibanda con la flexibilidad de configurar las bandas en transmisión y reflexión.

Referencias

[1] W. C. G. S. a. N. S. L. Shafai, «Dual Band Dual Polarized Radiating Element Development,» de ANTEM'96, 1996.

[2] A. Imran Sandhu, E. Arnieri, G. Arriendóla, L. Boccia, E. Meniconi y V. Ziegler, «Radiating Elements for Shared Aperture Tx/Rx Phased Arrays at K/Ka Band,» IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 64, n° 6, pp. 2270 - 2282, 2016.

[3] S. G. Fan Qin, L. Qi , M. Chun-Xu, G. Chao, W. Gao , X. Jiadong y L. Janzhou, «A Simple Low-Cost Shared-Aperture Dual-Band Dual-Polarized High-Gain Antenna for Synthetic Aperture Radars,» IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 64, n° 7, pp. 2914 - 2922, 2016.

[4] K. Naishadham, R. Li, L. Yang, T. Wu y W. Hunsicker, «A Shared-Aperture Dual- Band Planar Array With Self-Similar Printed Folded Dipoles,» IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 61, n° 2, pp. 606 - 613, 2013.

[5] M. Ferrando-Rocher, A. U. Zaman, J. Yang y A. Valero-Nogueira, «A Dual- Polarized Slotted-Waveguide Antenna Based on Gap Waveguide Technology,» de 11 th European Conference on Antennas and Propagation EUCAP, París, 2017.

[6] R. J. Coe, «Parasitically Coupled Complementary Slot-dipole Antenna Element». United States of Ameria Patente 4.710.775, Dec. 1987.

[7] B. Kuan M. Lee, F. Nam S. Wong, C. Ruey S. Chu y F. Ray Tang, «DUAL BAND PHASED ANTENNA ARRAY USING WIDEBAND ELEMENT WITH DIPLEXER». United States of America Patente 4.689.627, Aug. 1987.

[8] C.-H. A. T. Saratoga, «Dual Frequency Circularly Polarized Microwave Antenna». United States of America Patente 5.241.321, 31 Aug. 1993.

[9] P. C. Strickland, «POLARIMETRIC DUAL BAND RADIATING ELEMENT FOR SYNTHETIC APERTURE RADAR». Unated States of America Patente 5.952.971, 14 Sep. 1999.

[10] B.-j. Lee y et al., «BROADBAND DUAL-POLARIZED MICROSTRIP ARRAY ANTENNA». United State of America Patente Application No 10/476.410, 24 Jun. 2004.

[11] B. Carmen y A. Teillet, «DUAL-POLARIZED RADIATING ELEMENT, DUAL-BAND DUAL-POLARIZED ANTENNA ASSEMBLY AND DUAL-POLARIZED ANTENNA ARRAY». United State of America Patente US 8.354.972 B2, 15 Jan. 2013.

[12] Przemyslaw Gorski, Joana S. Silva, y Juan R. Mosig, «Wideband, Low Profile and Circularly Polarized K/Ka Band Antenna». IEEE European Conference on Antennas and Propagation (EuCAP), Lisbon (Portugal), 13-17 April 2015.

[13] M. Salas-Natera, M. Barba Gea, y J. Encinar Garcinuño, «Elemento Radiante de Doble Banda y Doble Polarización Multi-propósito», Referencia de patente: ES- 2017003144220171220, 2017

[14] R. Martinez-Lopez, J. Rodríguez-Cuevas, A. E. Martynyuk y J. I. Martinez-Lopez, «An active Ring Slot With RF MEMS Switchable Radial Stubs for Reconfigurable frequency Selective Surface Applications», México D.F.: Factulty of Engineering, National Autonomous University of México , 2012.

[15] D. Singh y V. M. Srivastava, «Dual resonance shorted stub circular rings metamaterial absorber». International Journal of Electronics and Communications, 2017.

[16] Peng-Chao Zhao, Zhi-Yuan Zong, Wen Wu, Bo Li, y Da-Gang Fang, «An FSS Structure Based on Parallel LC Resonators for Multiband Applications». IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 65, n° 10, pp. 5257 - 5266, 2017.

[17] Raymond Dickie, Steven Christie, Robert Cahill, Paul Baine, Vincent Fusco, Kai Parow-Souchon, Manju Henry, Peter G. Huggard, Robert S. Donnan, Oleksandr Sushko, Massimo Candotti, Rostyslav Dubrovka, Clive G. Parini, and Ville Kangas, «Low-Pass FSS for 50-230 GHz Quasi-Optical Demultiplexing for the MetOp Second-Generation Microwave Sounder Instrument». IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 65, n° 10, pp. 5312 - 5321, 2017.

[18] M. Sharifian Mazraeh Mollaei and S. H. Sedighy, «Three Bands Substrate Integrated Waveguide Cavity Spatial Filter With Different Polarizations». IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 65, n° 10, pp. 5628 - 5632, 2017.

DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN

La presente invención, que se basa en un elemento resonador multi-banda, resuelve los problemas anteriormente mencionados, mejorando la relación axial dentro de un cono ampliado de visión del elemento radiante bajo análisis y permitiendo diseños de sub reflectores dicroicos multi-banda, como también en la implementación de filtros con múltiples bandas de paso en cavidad como elemento resonante.

Esta mejora de la relación axial consiste en obtener una pureza de polarización circular menor o igual a 2dB para un rango de observación de +1-15 grados respecto al eje o “broadside”. Por otro lado, los sub-reflectores multibanda pueden realizarse para las bandas S, C, X, Ku, K, Ka, etc. Estando limitados en las bandas superiores por las dimensiones físicas y las tecnologías de fabricación disponibles. Estas realizaciones multibanda, pueden contener, por ejemplo, las bandas S, C y Ku, o las bandas X, K y Ka, dependiendo esto de la aplicación y configuración del sistema de antena con sub-reflector dicroico bajo diseño.

Este elemento resonador está formado por una serie de “stubs” ajustados en frecuencias y dispuesto de forma radial sobre lo que sería un anillo, realizando así un anillo de “stubs”, o de forma lineal sobre los cuatro lados sobre lo que sería un rectángulo, formando así un rectángulo de “stubs”.

Para el caso de aplicación en la apertura de elementos radiantes para mejorar la relación axial de elementos radiantes o antenas, la longitud de los “stubs”, el ancho y separación de las pistas, y el radio del anillo que estos forman, controlan la adaptación del parche con el medio en la apertura del sistema de antena y optimizan la relación axial respecto al eje de simetría o dirección de “broadside” como se ha explicado anteriormente.

Para el caso de aplicación en sub-reflectores dicroicos, la longitud de los “stubs” ajusta la banda central, mientras que la separación de las pistas de los “stubs” ajusta las bandas central y superior. El radio del anillo formado por los “stubs” ajusta las bandas inferior y superior. Por último, otra variable importante para el diseño de un sub-reflector dicroico, utilizando cualquier resonador, es la del periodo de la celda utilizada. Esta variable para el caso concreto de la invención aquí presentada, ajusta todas las bandas, pero siendo su impacto mayor en las bandas inferior y superior. Con este conjunto de parámetros y directrices es posible diseñar el elemento resonante dentro de una celda periódica para su implementación en un sub-reflector dicroico que trabaje en un conjunto de bandas específicas.

Para poder maximizar la transmisión en un sub-reflector dicroico, este está demostrado que debe tener simetría respecto a las impedancias vistas en ambas caras del mismo, y éstas deben estar separadas en una distancia efectiva de media longitud de onda. Entonces, es posible implementar dos clases de sub-reflectores dicroicos, uno simétrico con dos resonadores formados por “stubs” en ambas caras, o uno no-simétrico con un resonador formado por “stubs” en una de sus caras y un anillo resonador liso en la otra cara.

La configuración simétrica permite ajustar las bandas inferior y superior en reflexión, mientras que la central se ajusta en transmisión. Por otro lado, la configuración no- simétrica permite ajustar la banda inferior en transmisión, mientras que las bandas central y superior en reflexión. Refiriéndose a reflexión, a la capacidad de reflejar las ondas electromagnéticas en la superficie del sub-reflector dicroico, mientras que, a transmisión, a la capacidad de transmitir las ondas electromagnéticas a través del mismo.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS

Para completar la descripción de la invención y con objeto de ayudar a una mejor comprensión de sus características, de acuerdo con un ejemplo preferente de realización de la misma, se acompaña un conjunto de dibujos en donde, con carácter ilustrativo y no limitativo, se han representado las siguientes figuras:

La Figura 1 presenta el elemento resonador formado por una serie de “stubs” (13.a o 13.b) ajustados en frecuencias y dispuesto de forma radial entre unos anillos interiores (12.a) y unos anillos exteriores (11.a), formando así un anillo de “stubs”. También pueden estar dispuestos de forma lineal sobre los cuatro lados de un rectángulo, con anillos inferiores (12.b) y anillos exteriores (11.b), formando así un rectángulo de “stubs”.

La figura 2 muestra una posible realización del elemento radiante (20) de doble banda y doble polarización formado con un resonador con secciones tipo C unidas con stubs (21) formado con líneas de cobre, se encuentra superpuesto sobre un cono corrugado de un material de tipo teflón (22), con el fin de adaptar la impedancia vista dentro de la cavidad (24) con la exterior al resonador, en el interior de la cavidad se encuentra un filtro (23) formado por 4 resonadores circulares (23.a, 23.d, 23.g y 23.k) iguales que los de la Figura 1, soportados sobre una capa de dieléctrico cerámico (23.b, 23.e, 23.h y 23.j), y separados con un material de tipo “foam” (23.c, 23.f y 23.i), cuya finalidad es hacer disminuir la distancia entre cada filtro de la cavidad por la constante dieléctrica de ésta, aunque sea cercana a uno. Por lo anterior, con materiales dieléctricos de constante dieléctrica mayor, obtendremos un filtro más compacto, pero esto puede suponer aumentar considerablemente las pérdidas. Este diseño obtiene polarizaciones circulares con una pureza menor o igual a 2dB para todos los ángulos pertenecientes al cono de visión centrado en “Broadside”. La alimentación del diseño se podría realizar mediante diferentes técnicas, como, por ejemplo, por acoplo capacitivo con un alimentador formado por un “stub” y una ranura.

La figura 3 muestra el diseño de la celda unitaria (30) que configuraría una superficie selectiva en frecuencia, para ser utilizada en sub-reflectores dicroicos .El componente (31) es una capa de material dieléctrico (por ejemplo kapton), se encuentra delante del resonador de cobre (32) para protegerlo de posibles deterioros debido a fenómenos climáticos, seguidamente hay otra capa de material dieléctrico (por ejemplo kevlar) (33) y al igual que en la figura 2 se coloca un material de tipo “foam” o “honeycomb” (34) para ajustar el espacio con la siguiente capa de “kevlar” (35) y “kapton” (36).

La figura 4 muestra las dos celdas unitarias (40), formadas por dos elementos iguales que los de la figura 3, colocados de manera opuesta el uno del otro, al ser el mismo elemento, la distancia que separa el elemento (41) del (42) es de aproximadamente media longitud de onda debido a que sus impedancias son iguales. Las capas que forman las dos celdas son: (41.a) y (42.f) que consisten en una capa de material dieléctrico (por ejemplo kapton), (41. b) y (42.e) que son el resonador de cobre, (41.c) y (42. d) son otra capa de material dieléctrico (por ejemplo kevlar), (41. d) y (42.c) son material de tipo “foam” o “honeycomb”, (41.e) y (42. b) vuelve a ser una capa de “kevlar”, y finalmente las capas (41.f) y (42.a) son una nueva capa de “kapton”. Esta distribución se emplea sobre una superficie dicroica selectiva en frecuencia de un sistema de comunicaciones que puede trabajar simultáneamente tanto en transmisión como en reflexión, presentando doble banda de trabajo en el caso de reflexión, y una banda de trabajo en el caso de transmisión, las dos bandas de reflexión se encuentran separadas entre ellas por la banda de transmisión. Las dos bandas de reflexión se podrían alimentar mediante un sistema coaxial, teniendo la ventaja de un diseño de alimentador más sencillo que el necesario para la figura 4 ya que las dos bandas de frecuencia que reflejan la señal se encuentran más separadas entre sí. Para la alimentación de la banda de transmisión se podría utilizar cualquier alimentador dedicado a la banda correspondiente a la que se ha sintonizado.

La figura 5 muestra dos celdas unitarias simétricas (50), este diseño presenta una variación respecto a la figura 4, y es la sustitución del elemento resonador (42.e) por un anillo (52.e), las capas que forman el diseño son: (51.a) y (52.f) que consisten en una capa de material dieléctrico (por ejemplo kapton), (51. b) resonador de cobre y (52.e) que es un anillo de cobre, (51. c) y (52.d) son otra capa de material dieléctrico (por ejemplo kevlar), (51. d) y (52.c) son material de tipo “foam” o “honeycomb”, (51. e) y (52.b) vuelve a ser una capa de “kevlar”, y finalmente las capas (51. f) y (52.a) son una nueva capa de “kapton”. En este caso la distancia que separa al elemento (51) del (52) no es de media longitud de onda, ya que la impedancia del anillo (52.e), no es la misma que la del elemento resonador (51. b), con lo que esta distancia variará en función de las especificaciones a obtener. Con esta variación se obtienen las celdas unitarias colocadas sobre una superficie dicroica selectiva en frecuencia de un sistema de comunicaciones que puede actuar de manera simultánea en transmisión y reflexión, teniendo en este caso doble banda de trabajo en reflexión y una banda de trabajo para transmisión, en este caso las dos bandas de reflexión se encuentran más cercanamente que en el caso de la figura 4 las bandas de reflexión. Para la alimentación de las bandas de reflexión se utilizaría la misma estrategia que la propuesta para la figura 4, o un alimentador no coaxial de doble banda. Para la banda de transmisión se sigue la misma estrategia que para la figura 4.

Figura 6 muestra la respuesta en adaptación (60) y reflexión (61) del diseño de la figura 5, mostrándose así las tres frecuencias de funcionamiento, dos para la reflexión (61) y una para la transmisión (60). Figura 7, muestra la respuesta en adaptación (70) y reflexión (71) del diseño de la figura 4, mostrándose así las tres frecuencias de funcionamiento, dos para la transmisión (70) y una para la reflexión (71).

La figura 8 muestra la respuesta en relación axial optimizada por el elemento resonante como polarizador en apertura, para la primera frecuencia de diseño (80) y la segunda frecuencia de diseño (81), de la figura 2.

La figura 9 muestra la imagen en negativo de los dos elementos resonantes presentados en la figura 1, es decir, en el resonador circular, la nueva sección de metal es la (91.a), mientras que la (92.a) es de aire o en ranura de una estructura de metal, de igual modo en el resonador de forma rectangular, debido a la estructura del diseño se deben añadir unas líneas metálicas (93.a) para soportar la parte interior del diseño. La incorporación de estas líneas no afecta de manera significativa a las características de radiación del elemento. De igual manera, en el diseño cuadrado la nueva sección de metal es la (91. b) y la sección de aire es la (92. b), también es necesaria la incorporación de las líneas metálicas (93.b) para poder soportar la parte interior.

La figura 10 muestra un dipolo multi-banda que puede ser implementado como complemento de los resonadores anteriores mediante la unión de dos semianillos (102) y (103) a través de un stub (101), tanto en cobre como en su versión de negativo (ranura).

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN

Con referencia a la numeración adoptada en las figuras descritas anteriormente, se profundiza a continuación en la descripción de la presente invención, la cual se basa en un elemento resonador multi-banda, como el representado en la Figura 1, que está formado por una serie de “stubs” (13.a o 13.b) ajustados en frecuencias y dispuesto sobre lo que sería un anillo o un rectángulo, realizando así un anillo o rectángulo de “stubs”.

Este elemento puede ser implementado para mejorar la relación axial dentro de un cono ampliado de visión del elemento radiante bajo análisis, como el presentado en la Figura 2, que consiste en un filtro de irises 23.a, 23.g, 23.d y 23.k, en la carga dieléctrica en la apertura 22 que puede ser un cono conformado o corrugado, en una cavidad 24 que contiene a los elementos anteriores, para trabajar en dos frecuencias separadas, y el elemento resonador multibanda en la apertura 21 que mejora la relación entre las componentes del campo para ángulos grandes respecto al eje o ángulos de elevación. Esta mejora de la relación axial consiste en obtener una pureza de polarización circular menor o igual a 1.5dB para un rango de observación de +1-15 grados, o menor o igual a 2dB para un rango de observación de +/-85 grados, respecto al eje o “broadside” o eje.

Este elemento también puede ser implementado en diseños de sub-reflectores dicroicos multi-banda. Estos sub-reflectores multi-banda pueden realizarse para prácticamente cualquier relación de bandas con la respuesta normalizada en frecuencia que se presenta en las figuras 6 y 7, para las configuraciones no simétricas y simétricas, respectivamente. Estas bandas pueden ser, por ejemplo: [S, C, X], [Ku, K, Ka], [X, K, Ka], etc. Estando, estas implementaciones en sub-reflectores dicroicos, limitadas en las bandas superiores por las dimensiones físicas y las tecnologías de fabricación disponibles.

Para el caso de aplicación en la apertura de elementos radiantes para mejorar la relación axial de elementos radiantes o antenas, la longitud de los “stubs” en la Figura 2, el ancho y separación de las pistas más cercanas en la Figura 1, y el radio del anillo que el conjunto de “stubs” forma, se ajustan para mejorar adaptación del parche o cavidad resonante con el medio en la apertura de la antena. Además, optimizan la relación axial respecto al eje de simetría o dirección de “broadside” como se ha explicado anteriormente.

Para el caso de aplicación en sub-reflectores dicroicos, podemos partir del resonador de la Figura 1 , pero ahora agregando a este elemento (32) las capas correspondientes a los materiales dieléctricos, que pueden ser, según diseño y para una fabricación con tecnología clásica de la realización presentada en la Figura 3: Capton (31), Kevlar (33), Foam o Honeycomb (34), Kevlar (35), y Capton (36). Estos materiales podrían cambiar dependiendo de la técnica o tecnología de fabricación seleccionada. Ahora, la longitud de los “stubs” ajusta la banda central de la Figura 6, mientras que la separación de las pistas de los “stubs” ajusta las bandas central y superior de la Figura 6. El radio del anillo formado por los “stubs” ajusta las bandas inferior y superior de la Figura 6. Por último, otra variable importante para el diseño de un sub-reflector dicroico, utilizando cualquier resonador, es la del periodo de la celda utilizada (lados simétricos de la celda de las Figuras 3, 4 y 5). Esta variable, para el caso concreto de la invención aquí presentada, ajusta todas las bandas, pero es su impacto mayor en las bandas inferior y superior. Con este conjunto de parámetros y conociendo sus efectos en la respuesta del elemento, es posible diseñar el elemento resonante dentro de una celda periódica para su implementación en un sub-reflector dicroico que trabaje en un conjunto de bandas específicas.

Para poder maximizar la transmisión en un sub-reflector dicroico, este está demostrado que debe tener simetría respecto a las impedancias vistas en ambas caras del mismo, y éstas deben estar separadas en una distancia efectiva de aproximadamente en la práctica, de media longitud de onda como está representado en las Figuras 4 y 5. Entonces, es posible implementar dos clases de sub-reflectores dicroicos basados en los elementos resonadores multi-banda de la Figura 1 y la celda periódica de la Figura 3. Esto es, uno simétrico con dos resonadores formados por “stubs” 41. b y 42.e en ambas caras en la Figura 4, o uno no-simétrico con un resonador formado por “stubs” 51. b en una de sus caras y un anillo resonador liso 52.e en la otra cara en la Figura 5.

La configuración simétrica permite ajustar las bandas inferior y superior en reflexión, mientras que la central se ajusta en transmisión como puede observarse en la Figura 7. Por otro lado, la configuración no-simétrica permite ajustar la banda inferior en transmisión, mientras que las bandas central y superior en reflexión como puede observarse en la Figura 6.

Para lo anterior, también se pueden implementar las ranuras presentadas en la Figura 9, para implementar diferentes diseños y técnicas de fabricación. Igualmente, el dipolo ajustable de la Figura 10 se puede introducir dentro de los elementos anteriores dependiendo de la polarización del sistema y su aplicación multi-banda.