本发明涉及开关变换器领域， 特别涉及一种多电平降压电路。

背景技术

随着现代工业的高速发展， 用电设备逐渐增多， 由于这些设备多采用非可控 整流方式，用电设备输入端电流的谐波含量很 高，这样就给电网带来了大量的“谐 波污染”， 而且增加了电网的损耗。 为此国际上对用电设备输入电流的谐波含量 作了严格的限制， 因此必须在用电设备的输入端加入一级功率因 数校正 (以下简 称 PFC)装置， 以提高输入端的功率因数。 中大功率开关电源一般为三相 380VAC ± 20%输入， 整流后的直流母线电压将最高会达到 640V左右， 如果采用三相 PFC 技术， 直流母线电压通常会达到 76CT800VDC， 甚至可以达到 1000VDC以上， 这 使得后级直流变换器开关管的电压应力大大增 加， 给器件的选取带来困难。

在高压应用条件下， 为减少开关管的电压应力， 通常会采用到多电平技术， 如三电平 BUCK电路 (如图 1所示)或者 n+1电平 BUCK电路 (如图 3所示) ， 其 中 n 2。以图 1中的三电平 BUCK电路为例，电路包括 N-M0S管 Q1、N_M0S管 Q2、 飞跨电容 Cfl、 二极管 D1、 二极管 D2， N-M0S管 Q2、 N-M0S管 Q1串联连接在输 入与输出之间，二极管 D1和二极管 D2串联后并联在 N-M0S管 Q2、N-M0S管之间， 飞跨电容 Cfl跨接在 N-M0S管 Q2、 N-M0S管 Q1的连接串联点与二极管 D1、 二极 管 D2的连接串联点之间； 主要工作波形如图 2所示。现有三电平 BUCK技术的主 要特点如下：

( 1 ) N-M0S管 Q、 N-M0S管 的导通时间相等， 并且移相 180 ° ;

( 4) 二极管 q、 二极管 的反向电压应力为

但由于器件本身的差异或者当 N-M0S管 Q、 N-M0S管 的导通时间并非完 全相等时， 易导致飞跨电容 C _fl 电压无法维持 1，从而出现两个 N-M0S管漏源极 电压应力不均等的现象。为解决这类问题， 电路中通常需要增添采样电路单元和 均压电路单元。 采样电路单元用于对飞跨电容 C _p 电压进行隔离采样和检测， 依 据检测电压值控制均压电路单元调节 N-M0S管的导通时间，确保各器件电压应力 均等。

将三电平 BUCK电路推广到 n + 1电平 BUCK电路， 其主要特点如下：

( 1 ) N-M0S管 Q、 N-M0S管 N-M0S管 的导通时间相等， 并且逐步 移相^

n

( 2 ) 飞跨电容 C^、 C _/2 (^^上的电压依次为

i ;

( 5 )需要对各飞跨电容 C^、 C _/2 C _{f {n-X)} 电压分别进行隔离采样和检测； 随着电平数的增加， ^ + 1电平 BUCK电路中飞跨电容上电压值逐步增加， 且 采样电路单元和均压电路单元也将变得更复杂 ， 系统的复杂程度增大， 可靠性降 低， 因此目前多电平 BUCK电路中最多应用电平数为四电平或五点平� �

发明内容

针对上述技术中存在的不足， 本发明提供一种多电平降压电路，在高压应用 场合可降低 N-M0S管漏源极和二极管的反向电压应力，且该� ��路无需增添采样电 路单元和均压电路单元， 在器件参数存在差异或 N-M0S管导通时间不相等时， 仍 能够对器件电压应力实现均压效果。

一种多电平降压电路， 其特征在于： 包括输入单元电路、 驱动单元电路和输 出单元电路； 输入单元电路包括变压器 Tl、 n个电容、 n个 N-M0S管、 输出电容 Co, 变压器 T1包括 n个初级线圈和与次级线圈， 其中 n为大于或等于 2的自然 数；

电容 C1的一端作为输入单元电路的输入端连接输入� �� Vin， 电容 Cl的一端 还依次经过第一初级线圈 Lpl的同名端、第一初级线圈 Lpl的异名端、第一 N-M0S 管的漏极、 第一 N-M0S管的源极、 第二初级线圈 Lp2 的同名端、 第二初级线圈 Lp2的异名端、 第二 N-M0S管的漏极、 第二 N-M0S管的源极 . 第 n初级线 圈 Lpn的同名端、 第 n初级线圈 Lpn的异名端、 第 nN-MOS管的漏极、 第 nN-MOS 管的源极连接至输出电容 Co的一端，输出电容 Co的一端作为输入单元电路的输 出端连接输出单元电路和输出端 Vo， 输出电容 Co的另一端连接至输入地 GND; 电容 C1的另一端依次经过电容 C2、 电容 C3. 电容 Cn-1、 电容 Cn连接至输 入地 GND; 每相邻的两个电容之间形成电容中点， 第 1至第 n-1 N-M0S管的源极 分别连接与其同级的电容中点； n个 N-M0S管的栅极作为输入单元电路的 n路控 制端连接驱动单元电路的 n路输出端用于接收驱动单元电路的 n路输出信号， n 路输出信号均为同步脉宽信号。

优选地， 变压器 T1的 n个初级线圈和次级线圈均绕在同一磁芯上。

优选地， 变压器 T1的 n个初级线圈匝数均相等。

优选地，变压器 T1的次级线圈为 m级次级线圈， m为大于等于 1的自然数。 优选地， 作为上述方案输入单元电路的一种改进方案， 输入单元电路还包括 n-1个电阻， n-1个电阻分别连接在与其同级的电容中点和与 其同级的 N-M0S管 的源极之间。

优选地， 输出单元电路由变压器 T1 的一级次级线圈： 次级线圈 Lsl、 二极 管 D1组成； 次级线圈 Lsl的同名端与输入地 GND连接； 次级 Lsl的异名端与二 极管 D1的阳极连接； 二极管 D1的阴极与输入单元电路的输出端、 输出端 Vo连 接。

优选地， 作为输出单元电路的另一种实施方案， 输出单元电路由变压器 T1 的两级次级线圈： 次级线圈 Lsl、 次级线圈 Ls2、 二极管 D1、 二极管 D2、 二极管 D3和电感 L1组成； 次级线圈 Lsl的同名端连接输入地 GND， 次级线圈 Lsl的异 名端依次通过二极管 D1的阳极、二极管 D1的阴极连接至输入单元的输出端、输 出端 Vo; 次级线圈 Ls2的异名端连接输入地 GND， 次级线圈 Ls2的同名端依次通 过二极管 D2的阳极、 二极管 D2的阴极、 电感 L1连接输入单元的输出端、 输出 端 Vo; 二极管 D3的阳极连接输入地 GND， 二极管 D3的阴极连接二极管 D2的阴 极与电感 L1的连接点。

与现有技术相比， 本发明具有以下优势：

( 1 ) 无需增添采样电路和均压电路， 即可实现均压效果， 简化了电路; ( 2 ) 电路可靠性高、 安全性能好， 在 N-M0S管导通时仍能够向负载传输能 量， 且器件应力更低， 有利于减小磁芯体积和器件选型。

附图说明

图 1 现有技术的三电平 BUCK电路原理图；

图 2 现有技术的三电平 BUCK电路工作波形图；

图 3 现有技术的 n+1电平 BUCK电路原理图；

图 4 本发明实施例一电路原理图；

图 5 本发明实施例一所有 N-M0S管导通同步工作时的波形图；

图 6 本发明实施例一所有 N-M0S管导通非同步工作时的波形图；

图 7 本发明实施例二电路原理图；

图 8 本发明实施例三电路原理图。 具体实施方式 实施例一

如图 4所示， 为本发明实施例一的电路原理图。

本发明的多电平降压电路， 包括输入单元电路、驱动单元电路和输出单元 电 路； 其中， 输入单元电路包括变压器 Tl、 n个电容 Cl、 C2. Cn、 n个 N-M0S 管 Q1、Q2. Qn、输出电容 Co,变压器 T1包括 n个初级线圈 Lpl、Lp2. Lpn 和分别与 n个初级线圈连接的次级线圈， n为大于或等于 2的自然数；

其连接关系为： 电容 C1 的一端作为输入单元电路的输入端连接输入端 Vin 接收输入电压， 电容 C1的一端还依次经过初级线圈 Lpl的同名端、初级线圈 Lpl 的异名端、 N-M0S管 Q1的漏极、 N-M0S管 Q1的源极、 初级线圈 Lp2的同名端、 初级线圈 Lp2的异名端、 N-M0S管 Q2的漏极、 N-M0S管 Q2的源极 . 初级线 圈 Lpn的同名端、 初级线圈 Lpn的异名端、 N-M0S管 Qn的漏极、 N-M0S管 Lpn的 源极连接至输出电容 Co的一端，输出电容 Co的一端作为输入单元电路的输出端 连接输出单元电路和输出端 Vo， 输出电容 Co的另一端连接至输入地 GND; 电容

C1的另一端则依次经过电容 C2、 电容 C3. 电容 Cn-1、 电容 Cn连接至输入 地 GND; 即 n个电容串联连接， 并在每相邻的两个电容之间形成电容中点， 可形 成 n-1个电容节点； N-M0S管 Q1至 Qn-1的源极分别各自与其同级的电容中点 连接； n个 N-M0S管的栅极分别作为输入单元电路的 n路控制端并连接至驱动单 元电路的 n路输出端用于接收驱动单元电路的 n路输出信号，驱动单元电路输出 的为 Gl、 G2. Gn输出， 且 n路输出信号为同步脉宽信号。

输出单元电路， 包括变压器 T1的一级次级绕组 Lsl和二极管 D1， 次级绕组 Lsl的同名端连接输入地 GND， 次级绕组 Lsl的异名端连接二极管 D1的阳极， 二 级管 D1的阴极连接输入单元电路的输出端和输出端 Vo。

输入单元电路由 n个串联电容， 能够实现输入电压 n电平均分， 实现 n+1电 平输入， 能够减少对各级 N-M0S管的电压应力。 变压器 T1上设有的 n个初级线 圈， 且变压器 T1的所有初级线圈匝数相等，变压器 T1的所有初级线圈与次级线 圈局绕在同一个磁芯上， 能够实现多级线圈供电和多级电容的串联， 实现输入电 压均分， 提高电路的稳定性与可靠性。其中，初级线圈 与次级线圈匝比为： Lpl :

Lp2： . Lpn： Lsl=N: N: . N: l ₀

电路工作原理： 由电路连接关系知， 当驱动单元电路 Gl、 G2. Gn的输 出信号为高电平时， n个 N-MOS管均为导通状态， 输入电压 Vin与输出电压 Vo 的差值电压对变压器 T1进行激磁， 初级线圈 Lpl、 Lp2. Lpn的电压方向为上 正下负 (定义该方向为初级线圈电压正方向)， 次级线圈 Lsl耦合的电压方向为 下正上负， 因此二极管 D1处于截止状态。 由于初级线圈 Lpl、 Lp2. Lpn线圈 匝数均相等， 则每个初级线圈电压均相等， 初级线圈 Lpl、 Lp2 Lpn的电压 满足：

( 1 )

当 N-M0S管 Ql、 Q2. Qn均为导通状态时， 电容 Cl、 C2. Cn_l分别 对应并联在与其同级的初级线圈 Lp l、 Lp2 Lp (n-1 ) 的两端， 则电容电压

Cl、 C2. Cn-1的电压与初级线圈 Lpl、 Lp2 Lp (n-1 ) 的电压相等：

电容 Cn并联在初级线圈 Lpn与输出端 Vo的两端， 依据基尔霍夫电压定律， 电容 Cn的电压:

由于二极管 D1处于截止状态时， 其反向电压 Vrrm为: y _{. -} y

n N

当驱动单元电路 Gl、 G2. Gn 的输出信号为低电平时， N-M0S 管 Q1、

Q2. Qn均为截止状态， 输出电压 Vo对变压器 T1进行去磁， 次级线圈 Lsl 电压为上正下负， 二极管 D1导通。 所有初级线圈电压为上负下正， 所有初级线 圈的电压满足：

V _r =V _r =K =-N*V _n (5) 需要说明的是，公示 (5)中的 符号为文中定义的初级线圈的方向符号。

N-M0S管 Ql、 Q2. Qn截止时， N-M0S管 Ql、 Q2. Qn_l的漏源极分 别对应连接在与其同级的电容 Cl、 C2. Cn-1 及与其同级的初级线 Lpl、 Lp2. Lp (n-1) 的两端， 则 N-M0S管 Ql、 Q2. Qn_l的漏源极电压 Vds 均相等， 满足：

N-M0S管 的漏源极与输出端 Vo串联后连接在初级线圈 Lpn、 电容 Cn的两 端， 依据基尔霍夫电压定律， N-M0S管 Qn漏源极电压 Vdt满足：

V _dsn =V _cn -V _Lpn -V ₀ (8)

综上所述， n个 M0S管 Q1、Q2. Qn漏源极电压相等： V _dsl =V _ds2 ...... = V _dsn , 满足了电压应力均等的效果。

图 5为 n个 N-M0S管导通同步工作时的电路的波形图，在周� �� T内 n个 N-M0S 管同步导通， 截止状态下的第 1至第 n个 N-M0S管的漏源极电压均保持一致。

当 N-M0S管的由于本身器件参数存在差异或者 N-M0S管 Ql、 Q2. Qn非 完全同步导通时， 由于电容 C；、 C ₂ ...... 的电压钳位效果， 处于导通状态下的 。又因变压器所有的初级线圈相 互耦合在同一磁芯上， 且线圈匝数均相等， 则所有初级线圈电压均为 H ， 方向为上正下负。此时， 处于截止状态下的 N-M0S管的漏源极电压会通过与其串 联的初级线圈和串联的钳位电容进行放电， 依据基尔霍夫电压定律，截止状态下 的漏源极电压为零。如此， 多电平降压电路的 N-M0S管处于非同步导通状态的情 况下， 也能保证所有 N-M0S管漏源极电压应力均等的效果， 其电路波形图如图 6 所示。

实施例二

如图 7所示， 为本发明实施例二的电路原理图。 本实施例与实施例一相比， 不同之处在于： 输入单元电路还包括有 n-1 个电阻， 电阻分别为电阻 R1、

R2. Rn-1， 电阻 Rl、 R2. Rn_l分别连接在与对应同级的电容中点和对 应同级的 N-M0S管的源极之间。当 N-M0S管导通非同步时，电阻 R1、R2. Rn_l 抑制 N-M0S管漏源极的瞬态电流， 避免 N-M0S管过流损坏。 电路其他工作原理与 实施例一相同， 在此不再累述。

实施例三

如图 8所示， 为本发明的实施例三的电路原理图。本实施例 与实施例一和实 施例二相比， 不同之处在于： 本实施例在实施例二的基础上， 变压器 T1增设二 级次级线圈 L _S2 , 输出单元电路还包括二极管 D2、 二极管 D3、 电感 L1。 次级线 圈 Lsl的同名端与输入地 GND连接;次级线圈 Lsl的异名端与二极管 D1的阳极； 二极管 D1的阴极与输出端 Vo连接； 次级线圈 Ls2的异名端与输入地 GND连接， 次级线圈 Ls2的同名端与二极管 D2的阳极连接； 二极管 D2的阴极与二极管 D3 的阴极、 电感 L1的一端连接； 电感 L1的另一端与输出端 Vo连接， 二极管 D3的 阳极与次级 Ls2的异名端、 输入地 GND连接。

实施例三中初级线圈 Lpl、 Lp2. Lpn的电压、 N-M0S管 Ql、 Q2. Qn 的漏源极电压与实施例一中一致， 在此不再累述。

当 N-M0S管 Q1、Q2. Qn导通时，次级线圈 Ls2的感应电压为上正下负， 二极管 D2导通， 二极管 D3截止， 通过电感 ^向输出电容 Co充电， 即向负载供 电。当 N-M0S管 Ql、 Q2. Qn截止时，次级线圈 Ls2的感应电压为下正上负， 二极管 D2截止，二极管 D3导通，电感 L1通过二极管 D3续流并向电容 Co充电。 次级线圈 Ls2与二极管、 二极管 D3、 电感 L1构成典型的正激输出电路方式， 使 得电路的输出功率提升。 以上公开的仅为本发明的优选实施例， 但是本发明并非局限于此。任何本领 域的技术人员在未脱离本发明的核心思想的前 提下对本发明进行的若干修饰均 应该落在本发明权利要求的保护范围之类。