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Title:
OSCILLATOR
Document Type and Number:
WIPO Patent Application WO/2009/113657
Kind Code:
A1
Abstract:
Provided is an oscillator using a high-frequency crystal oscillator element which satisfies the excitation level required for the crystal oscillator element and can widen the variable frequency range. A limiter circuit (LM1), which has induction and is the load circuit for limiting the oscillation amplitude, is provided as the load of an oscillator element (SS) in an oscillator having an oscillation circuit (CC) for driving the oscillator element (SS). According to this type of structure, the excitation level required for the crystal oscillator is satisfied, and the variable frequency range can be widened by the action of the limiter circuit (LM1).

Inventors:
SATO KENICHI (JP)
YAMAMOTO TOMOAKI (JP)
Application Number:
PCT/JP2009/054868
Publication Date:
September 17, 2009
Filing Date:
March 13, 2009
Export Citation:
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Assignee:
ASAHI KASEI EMD CORP (JP)
SATO KENICHI (JP)
YAMAMOTO TOMOAKI (JP)
International Classes:
H03B5/32; H03K3/03; H03K5/007
Foreign References:
JPH0353706A1991-03-07
JP2005136961A2005-05-26
JPH053418A1993-01-08
JP2000216633A2000-08-04
JP2001308641A2001-11-02
Other References:
See also references of EP 2251973A4
Attorney, Agent or Firm:
MORI, Tetsuya et al. (JP)
Woods Tetsuya (JP)
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Claims:
 振動子を発振させるための発振回路を有する発振器であって、前記振動子の負荷として、誘導性であると同時に発振振幅を制限する負荷回路を備えたことを特徴とする発振器。
 前記負荷回路は、少なくとも1つの能動素子を含むことを特徴とする請求項1に記載の発振器。
 前記能動素子はトランジスタであることを特徴とする請求項2に記載の発振器。
 前記発振振幅の制限は前記トランジスタの閾値電圧によって実現されることを特徴とする請求項3に記載の発振器。
 前記負荷回路の出力インピーダンスのリアクタンス成分が正であることを特徴とする請求項1に記載の発振器。
 前記負荷回路は、前記振動子の少なくとも1つの端子に接続されることを特徴とする請求項1に記載の発振器。
 前記負荷回路は、前記振動子に並列に接続されることを特徴とする請求項1に記載の発振器。
 前記負荷回路は、
 エミッタが前記振動子の端子に接続され、コレクタに第1の所定電圧が供給されるNPNバイポーラトランジスタと、
 第2の所定電圧が一端に供給され、他端が前記NPNバイポーラトランジスタのベースに接続された抵抗成分と、
 前記NPNバイポーラトランジスタのエミッタとベースとの間に設けられた容量成分と、
 を有することを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の発振器。
 前記負荷回路は、
 コレクタが前記振動子の端子に接続され、エミッタに第3の所定電圧が供給されるNPNバイポーラトランジスタと、
 前記NPNバイポーラトランジスタのコレクタとベースとの間に設けられた抵抗成分と、
 前記NPNバイポーラトランジスタのエミッタとベースとの間に設けられた容量成分と、
 を有することを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の発振器。
 前記負荷回路は、
 エミッタが前記振動子に接続され、コレクタに第1の所定電圧が供給されるPNPバイポーラトランジスタと、
 第2の所定電圧が一端に供給され、他端が前記PNPバイポーラトランジスタのベースに接続された抵抗成分と、
 前記PNPバイポーラトランジスタのエミッタとベースとの間に設けられた容量成分と、
 を有することを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の発振器。
 前記負荷回路は、
 コレクタが前記振動子に接続され、エミッタに第3の電圧が供給されるPNPバイポーラトランジスタと、
 前記PNPバイポーラトランジスタのコレクタとベースとの間に設けられた抵抗成分と、
 前記PNPバイポーラトランジスタのエミッタとベースとの間に設けられた容量成分と、
 を有することを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の発振器。
 前記負荷回路は、
 ドレインが前記振動子に接続され、ソースに第4の所定電圧が供給されるMOSトランジスタと、
 前記MOSトランジスタのドレインとゲートとの間に設けられた抵抗成分と、
 前記MOSトランジスタのソースとゲートとの間に設けられた容量成分と、
 を有することを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の発振器。
 前記MOSトランジスタは、N型MOSトランジスタであることを特徴とする請求項12に記載の発振器。
 前記MOSトランジスタは、P型MOSトランジスタであることを特徴とする請求項12に記載の発振器。
 前記負荷回路は、
 ソースが前記振動子に接続され、ドレインに第5の所定電圧が供給されるMOSトランジスタと、
 第6の所定電圧が一端に供給され、他端が前記MOSトランジスタのゲートに接続された抵抗成分と、
 前記MOSトランジスタのソースとゲートとの間に設けられた容量成分と、
 を有することを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の発振器。
 前記MOSトランジスタは、N型MOSトランジスタであることを特徴とする請求項15に記載の発振器。
 前記MOSトランジスタは、P型MOSトランジスタであることを特徴とする請求項15に記載の発振器。
 前記負荷回路として、請求項9の負荷回路および請求項10の負荷回路および請求項13および請求項17のうちの少なくとも1つと、請求項8の負荷回路および請求項11の負荷回路および請求項14および請求項16の負荷回路のうちの少なくとも1つとを備えたことを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の発振器。
 前記負荷回路として、請求項8の負荷回路と請求項9の負荷回路とを備えたことを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の発振器。
 前記負荷回路として、請求項10の負荷回路と請求項11の負荷回路とを備えたことを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の発振器。
Description:
発振器

 本発明は発振器に関し、特に振動子を発 させるための発振回路を含む発振器に関す 。

 近年、通信の高速化や端末の高速処理化が み、基準となる発振器の高周波数化が要求 れてきている。そして、高周波の水晶振動 を用いた電圧制御水晶発振器においては、 晶振動子の励振レベルを低く抑えることが く要求されている。
 図16は、一般的な水晶発振器の構成を示す である。同図を参照すると、水晶発振器は 水晶振動子SSと、それを発振させるための発 振回路部CCとから構成されている。発振回路 CCは、水晶振動子SSに並列に接続された増幅 器A及び抵抗Rと、増幅器Aの入力側とグランド との間に接続された負荷容量素子Ca(容量値C Ca )と、増幅器Aの出力側とグランドとの間に接 された負荷容量素子Cb(容量値C Cb )とを有している。抵抗Rは、帰還抵抗とも呼 れ、入力と出力のDC動作点を定めるための のである。

 この構成において、負荷容量素子Caおよび 荷容量素子Cbが可変容量素子であれば、発振 周波数を制御することができる。なお、ここ では、増幅器Aの増幅率をgm、水晶振動子SSの 晶電圧振幅をVxtalとする。
 図16の構成を等価回路で表すと、図17のよう になる。同図において、水晶振動子側SSSは、 水晶直列等価容量成分C1(容量値C C1 )、水晶直列等価抵抗成分R1(抵抗値R R1 )および水晶直列等価誘導性成分L1(リアクタ ス値L L1 )と、水晶端子間容量C0(容量値C C0 )とが並列接続された構成である。一方、発 回路部側CCSは、抵抗成分Rn(抵抗値R Rn )と容量成分CL(容量値C CL )とが直列接続された構成である。抵抗成分Rn はマイナスの値となる負性抵抗成分であり、 この負性抵抗成分Rnの抵抗値R Rn で抵抗成分R1の抵抗値R R1 を打消すことにより、周知のLC発振器を構成 ることができる。

 なお、容量成分CLは、等価回路の発振器等 容量成分である。この容量成分CLの容量値C CL と負荷容量素子Caの容量値C Ca 、負荷容量素子Cbの容量値C Cb との関係は、式(1)の通りである。
 C CL =(C Ca ×C Cb )/(C Ca +C Cb ) …(1)
 式(1)によれば、負荷容量素子Caの容量値C Ca が小さく、かつ、負荷容量素子Cbの容量値C Cb が小さい場合、発振器等価容量成分CLの容量 C CL が小さくなる。

 また、水晶振動子の励振レベルPは、式(2)の ようになる。
 P=R R1 ×(C CL +C C0 ) 2 ×(2πf) 2 ×Vxtal 2 [W]  …(2)
 式(2)によると、励振レベルPは、周波数fの2 に比例する。このため、高周波帯域の水晶 動子を用いた場合には、励振レベルPが大き な値になってしまう。さらに、回路の発振の 余裕を示す負性抵抗Rnの抵抗値R Rn は式(3)のようになる。
 R Rn = -gm/{C Ca ×C Cb ×(2πf) 2 } …(3)

 式(3)を参照すると、負性抵抗成分Rnの抵抗 R Rn は、周波数の2乗に反比例で、周波数fが高い ど絶対値が小さくなる。そこで、通常の設 では、負性抵抗を大きくするために増幅率g mを大きくする。増幅率gmを大きくすると、通 常、水晶電圧振幅Vxtalの振幅が電源レベルま 大きくなってしまうため、水晶振動子の励 レベルPは大きくなる。励振レベルPが大き なると、水晶振動子の寿命が短くなるなど 問題が生じる。

 さらに、電圧制御水晶発振器では、増幅率g mを大きくすると、発振周波数の可変範囲を くするのが難しい。以下、この点について 明する。
 電圧制御水晶発振器は、例えば、図18のよ に構成される。同図においては、負荷容量 子Caおよび負荷容量素子Cbを共に可変容量素 とする。そして、制御電圧によって可変容 素子の容量を制御すれば、周知の電圧制御 振器を構成することができる。すなわち、 波数を下げる場合には容量を増加させ、周 数を上げる場合には容量を減少させる。な 、同図において、負荷容量素子Ca、負荷容 素子Cbには、それぞれ並列に、寄生容量が付 加されている(同図中の破線部分)。

 図18の構成の等価回路は、図19のようになる 。同図において、容量成分CLは等価回路の発 器等価容量成分である。ここで、発振器等 容量成分の容量値C CL と発振周波数fとの関係は、式(4)のようにな 。
 f=1/2π{L L1 ×C C1 ×(C C0 +C CL )/(C C0 +C C1 +C CL )} 1/2 …(4)
 わかりやすくする為、発振周波数fを比率で 表した量をfLと表すと、式(5)のようになる。
 fL=(f-fs)/fs …(5)
 ここで、式(5)において、周波数fsは水晶振 子SSの直列共振周波数であり、fs=1/2π(L L1 ×C C1 ) 1/2 と表せる。

 式(5)に発振周波数f、直列共振周波数fsを代 し、近似すると、式(6)のようになる。
 fL = 〔1/2π{L L1 ・C C1 ・(C C0 +C CL )/(C C0 +C C1 +C CL )} 1/2  - 1/2π(L L1 ・C C1 ) 1/2 〕/{1/2π(L L1 ・C C1 )}
    =  {C C1 /(C C0 +C CL )+1} 1/2 -1
 ここで、多くの場合、C C1 <<(C C0 +C CL )であるため、
   ≒1/2・{C C1 /(C C0 +C CL )} …(6)
 ここで、周波数可変範囲について、寄生容 などの可変容量以外の容量が大きいときと さいときを比べてみる。

 図20は発振器等価容量成分CLの容量値C CL に対する発振周波数fを比率で表した量fLの変 化を示す図である。
 同図を参照すると、発振器等価容量成分CL 可変容量以外の容量について、その値が小 い場合は式(1)により容量値C CL も小さいので周波数可変範囲が同図中のδfL1 なり、その値が大きい場合は式(1)により容 値C CL も大きいので周波数可変範囲が同図中のδfL2 となる。つまり、発振器等価容量成分CLの 量値C CL の可変幅δC CL が同じであっても、可変容量以外の容量の値 の小さい方が、周波数可変範囲が大となる。 このため、可変容量以外の容量の値が大であ ると、周波数可変範囲を広くすることが難し い。

 ところが、高周波帯域では、回路の負性抵 成分の抵抗値R Rn を大きくするために、通常、増幅率gmを大き する。すると、増幅器のサイズを大きくし ければならず、寄生容量が大きくなるため 周波数可変範囲を広く取りにくくなる。
 上記のような高周波における、水晶振動子 励振レベルPと周波数可変範囲の問題を解決 するための構成が開示されている(例えば、 開2001-308641号公報を参照。)。この構成につ て図21を参照して説明する。

 同図は、水晶電圧振幅Vxtalを抑える一般的 方法の一例である。本例は、ダイオードD1を 接続して水晶電圧振幅Vxtalを抑える構成であ 。同図の構成では、出力端にダイオードD1 アノードが接続され、グランドにダイオー D1のカソードが接続されている。
 同図の回路構成では、クランプダイオード して接続されたダイオードD1の順方向降下 圧によって水晶電圧振幅Vxtalが決まるので、 水晶電圧振幅Vxtalを低減させることができる ここで、ダイオードD1の順方向降下電圧をVf とすると、式(7)のようになる。
 Vxtal=(1/√2)×Vf …(7)
 式(2)及び式(7)を参照すると、水晶振動子の 振レベルPを低減させることができる。なお 、ダイオードD1の順方向降下電圧Vfは、例え 0.8[V]である。

 図21の構成においても、水晶振動子の励振 ベルPは、上記式(2)で表すことができる。し しながら、図21の構成では、負荷容量Cbに、 ダイオードの接合容量C D1 (同図中の破線部分)が並列接続されることに り、その分だけ負荷容量が増加してしまう いう問題がある。すなわち、水晶振動子の 振レベルPを振幅の面で改善させることがで きても、負荷容量の増加により回路の発振器 等価容量成分CLが大きくなる分、水晶振動子 励振レベルPを悪化させてしまうので、励振 レベルPに対する効果が低いという問題があ 。

 また、図20を参照すると、周波数可変範囲 ついては、回路の発振器等価容量成分CLの容 量値C CL が増加してしまうため、広い可変範囲を得る ことが難しくなる。
 本発明は上述した従来技術の問題点を解決 るためになされたものであり、その目的は 周波の水晶振動子を使った発振器において 水晶振動子の励振レベルの要求を満足させ 周波数可変範囲を広くすることができる発 器を提供することである。

 本発明による発振器は、振動子を発振させ ための発振回路を有する発振器であって、 記振動子の負荷として、誘導性であると同 に発振振幅を制限する負荷回路を備えたこ を特徴とする。このような構成によれば、 動子の励振レベルの要求を満足させ、かつ 周波数可変範囲を広くすることができる。
 前記負荷回路は、少なくとも1つの能動素子 を含んでいてもよい。少なくとも1つの能動 子を含んでいる場合でも、振動子の励振レ ルの要求を満足させ、かつ、周波数可変範 を広くすることができる。

 なお、例えば、前記能動素子はトランジス である。また、前記発振振幅の制限は前記 ランジスタの閾値電圧によって実現される さらに、前記負荷回路の出力インピーダン のリアクタンス成分が正である。このよう 構成によれば、水晶振動子の励振レベルの 求を満足させ、かつ、周波数可変範囲を広 することができる。
 前記負荷回路は、前記振動子の少なくとも1 つの端子に接続される。振動子の少なくとも 1つの端子に負荷回路を接続すれば、電圧変 を規制することができ、水晶振動子の励振 ベルの要求を満足させることができる。

 そして、前記負荷回路は、前記振動子に並 に接続される。振動子に並列に負荷回路を 続した場合でも電圧変化を規制することに り、水晶振動子の励振レベルの要求を満足 せることができる。
 前記負荷回路は、
 エミッタが前記振動子の端子に接続され、 レクタに第1の所定電圧が供給されるNPNバイ ポーラトランジスタと、
 第2の所定電圧が一端に供給され、他端が前 記NPNバイポーラトランジスタのベースに接続 された抵抗成分と、
 前記NPNバイポーラトランジスタのエミッタ ベースとの間に設けられた容量成分と、
 を有することを特徴とする。この負荷回路 用いることにより、水晶振動子の励振レベ の要求を満足させ、かつ、周波数可変範囲 広くすることができる。

 前記負荷回路は、
 コレクタが前記振動子の端子に接続され、 ミッタに第3の所定電圧が供給されるNPNバイ ポーラトランジスタと、
 前記NPNバイポーラトランジスタのコレクタ ベースとの間に設けられた抵抗成分と、
 前記NPNバイポーラトランジスタのエミッタ ベースとの間に設けられた容量成分と、
 を有することを特徴とする。この負荷回路 用いることにより、水晶振動子の励振レベ の要求を満足させ、かつ、周波数可変範囲 広くすることができる。

 前記負荷回路は、
 エミッタが前記振動子に接続され、コレク に第1の所定電圧が供給されるPNPバイポーラ トランジスタと、
 第2の所定電圧が一端に供給され、他端が前 記PNPバイポーラトランジスタのベースに接続 された抵抗成分と、
 前記PNPバイポーラトランジスタのエミッタ ベースとの間に設けられた容量成分と、
 を有していてもよい。この負荷回路を用い ことにより、水晶振動子の励振レベルの要 を満足させ、かつ、周波数可変範囲を広く ることができる。

 前記負荷回路は、
 コレクタが前記振動子に接続され、エミッ に第3の電圧が供給されるPNPバイポーラトラ ンジスタと、
 前記PNPバイポーラトランジスタのコレクタ ベースとの間に設けられた抵抗成分と、
 前記PNPバイポーラトランジスタのエミッタ ベースとの間に設けられた容量成分と、
 を有していてもよい。この負荷回路を用い ことにより、水晶振動子の励振レベルの要 を満足させ、かつ、周波数可変範囲を広く ることができる。

 前記負荷回路は、
 ドレインが前記振動子に接続され、ソース 第4の所定電圧が供給されるMOSトランジスタ と、
 前記MOSトランジスタのドレインとゲートと 間に設けられた抵抗成分と、
 前記MOSトランジスタのソースとゲートとの に設けられた容量成分と、
 を有することを特徴とする。前記MOSトラン スタは、N型MOSトランジスタであってもよい 。また、前記MOSトランジスタは、P型MOSトラ ジスタであってもよい。この負荷回路を用 ることにより、水晶振動子の励振レベルの 求を満足させ、かつ、周波数可変範囲を広 することができる。

 前記負荷回路は、
 ソースが前記振動子に接続され、ドレイン 第5の所定電圧が供給されるMOSトランジスタ と、
 第6の所定電圧が一端に供給され、他端が前 記MOSトランジスタのゲートに接続された抵抗 成分と、
 前記MOSトランジスタのソースとゲートとの に設けられた容量成分と、
 を有することを特徴とする。前記MOSトラン スタは、N型MOSトランジスタであってもよい 。また、前記MOSトランジスタは、P型MOSトラ ジスタであってもよい。この負荷回路を用 ることにより、水晶振動子の励振レベルの 求を満足させ、かつ、周波数可変範囲を広 することができる。
 前記負荷回路として、上述した負荷回路を2 つ組み合わせて設けてもよい。2つの負荷回 を組み合わせて設けることにより、電圧変 の上限および下限を規制し、水晶振動子の 振レベルの要求を満足させることができる

 本発明によれば、誘導性を有し、かつ、 振振幅を制限する回路を、振動子の負荷と て、備えることにより、水晶振動子の励振 ベルの要求を満足させ、かつ、周波数可変 囲を広くすることができる。

 以下、本発明の実施の形態を、図面を参照 て説明する。なお、以下の説明において参 する各図では、他の図と同等部分は同一符 によって示されている。
(第1の実施形態)
 図1は、本発明の実施形態による発振器の構 成を示す回路図である。同図において、本実 施形態による発振器は、水晶振動子SSおよび れを発振させるための発振回路部CCからな 発振器の負荷回路として、リミッタ回路LM1 接続された構成になっている。

 以下は、水晶振動子の場合について説明す が、振動子は水晶振動子に限らず、SAW振動 、セラミック振動子などでもよい。
 ここで、図1におけるリミッタ回路LM1に着眼 すると、水晶振動子の片方の端子から、発振 に起因する電流がリミッタ回路LM1を通り、電 圧源(電圧値VH)を介して再び水晶振動子の反 側の片方の端子に戻るかたちになっている で、リミッタ回路LM1は水晶振動子の負荷で る。

 リミッタ回路LM1は、N型MOSトランジスタ1と そのゲート端子Gとドレイン端子Dとの間に接 続された抵抗素子Rx(抵抗値R Rx )と、そのゲート端子Gとソース端子Sとの間に 接続された容量素子Cx(容量値C Cx )とから構成され、N型MOSトランジスタ1のドレ イン端子Dが増幅器Aの出力端子に接続されて る。なお、N型MOSトランジスタ1のソース端 Sには、電圧値VHの電圧源が接続されている

 ここで、増幅器Aの出力端子の電圧Vbは、リ ッタ回路LM1によってN型MOSトランジスタ1の ート電圧の閾値電圧値を越えたところで、 圧クリップされる。すなわち、図2のように 電圧Vbは、電圧源の電圧値VHにN型MOSトラン スタ1の閾値電圧値VTを加えた電圧値で、ク ップされる。
 ここで、増幅器の入力端子の電圧Vaは出力 子の電圧Vbのおよそ逆位相で同じレベルの電 圧になっているため、水晶電圧振幅Vxtalは、 (8)のようになる。
 Vxtal=(1/√2)×(VT+VH) …(8)
 したがって、電圧源の電圧値VHを調整する とによって、水晶電圧振幅Vxtalを調整するこ とができる。つまり、N型MOSトランジスタ1の ース端子Sに供給される電圧値VHを調整すれ 、水晶電圧振幅Vxtalを抑制することができ 。

 一方、水晶振動子の励振レベルについて調 るため、図1の構成の等価回路を描くと、図 3のようになる。同図において、図1中のリミ タ回路LM1の部分はインダクタンスLxとして 現することができる。このインダクタンスLx の値L Lx は、N型MOSトランジスタ1の増幅率をgmxとする 、
 L Lx =(gmx・R Rx -1)・C Cx /{gmx 2 +(2πf) 2 ・C Cx 2 } …(9)
である。このインダクタンスLxの値L Lx と負荷容量素子Cbの容量値C Cb との並列回路を容量Cb'とする。
 ここで、インダクタンスL Lx と角周波数2πfとの積であるリアクタンス2πfL Lx 値が正であるとき、インダクタンスLxはコイ と等価に見える。すなわち、リミッタ回路L M1がもつリアクタンスが誘導性となる。式(9) おいて、リミッタ回路LM1がもつリアクタン を誘導性にするための条件は、R RX >(1/gmx)である。

 さらに、本回路の等価容量について調べる め、負荷容量素子Cb及びリミッタ回路LM1の 価回路部分(図3中の破線部分)を変形すると 図4のようになる。すなわち、図3中の破線部 分に相当する図4(a)の回路構成は、同図(b)の うに、負荷容量素子Cbと負荷容量素子C Lx (容量値は-1/L Lx (2πf) 2 )との並列回路に置き換えることができる。 らに、同図(b)の回路は、同図(c)のように変 することができる。
 なお、同図(c)において、負荷容量素子Cb'の 量値C Cb 'は、
 C Cb '=C Cb -{1/L Lx (2πf) 2 } …(10)
である。つまり、負荷容量素子Cbに対して並 にインダクタンスLxが挿入された形となる め、実質的に、負荷容量素子Cbの容量値C Cb よりも少ない値の容量値C Cb 'に見えることになる。

 これを踏まえて発振器等価容量成分CL'の容 値をあらわすと、図5のようになる。同図に おいて、発振器等価容量成分CL'の容量値C CL 'は、
 C CL '=(C Ca ×C Cb ')/(C Ca +C Cb ')   …(11)
である。このため、小さな容量値の発振器等 価容量成分CL'を得ることができる。
 また、水晶振動子の励振レベルPは、式(12) ようになる。
 P=R R1 ×(C CL '+C C0 ) 2 ×(2πf) 2 ×Vxtal' 2 [W]  …(12)
 よって、図1の回路構成によれば、水晶電圧 振幅Vxtalの抑制と、発振器等価容量成分CLの 減とを行うことができるため、励振レベルP 抑制することができる。
 さらに、発振器等価容量成分CLが低減され ため、周波数可変範囲は、図6のようになる

 図6は発振器等価容量成分CL'の容量値C CL 'に対する発振周波数fを比率で表した量fLの 化を示す図である。
 同図を参照すると、リミッタ回路が付加さ ていない場合の回路構成においては、同図 の範囲6Aで発振器等価容量成分が変化し、 波数可変範囲はδfL1の範囲となる。一方、図 1のようにリミッタ回路LM1が付加されている 合の回路構成においては、同図中の範囲6Bで 発振器等価容量成分CL'の容量値C CL 'が変化し、周波数可変範囲はδfL2の範囲とな り、容量値C CL 'の可変幅δC CL 'が同じであっても、δfL1の範囲よりも広くな る。したがって、リミッタ回路LM1が付加され ることにより、周波数可変範囲を広げること ができる。
 よって、本実施形態によれば、高周波の水 発振子SSを使った発振器において、水晶振 子の励振レベルの要求を満足させ、周波数 変範囲を広くすることができる。

(第2の実施形態)
 図7は、本発明の第2の実施形態による発振 の構成を示す回路図である。上述した第1の 施形態は上方向のリミッタ回路(つまり、増 幅器Aの出力端子に接続した時に、その出力 子における電圧変化の上限を規制する回路) 付加した構成であるのに対し、本実施形態 は下方向のリミッタ回路(つまり、増幅器A 出力端子に接続した時に、その出力端子に ける電圧変化の下限を規制する回路)を更に 加した構成を採用している。

 すなわち、同図において、上方向のリミ タ回路LM1、および、下方向のリミッタ回路L M2が発振器の負荷として接続されている。本 のリミッタ回路LM2は、N型MOSトランジスタ2 、そのゲート端子Gとソース端子Sとの間に接 続された容量素子Cx2と、そのゲート端子Gに 続された抵抗素子Rx2と、から構成され、N型M OSトランジスタ2のソース端子Sが増幅器Aの出 端子に接続されている。そして、N型MOSトラ ンジスタ2のゲート端子Gに接続された抵抗素 Rx2の他端には、電圧値VLの電圧源が接続さ ている。

 このように、上下両方向のリミッタ回路 接続されているため、増幅器の出力側の電 Vbの振幅は、リミッタ回路LM1およびLM2によ てN型MOSトランジスタ1及び2のゲート電圧の 値を越えたところで、電圧クリップされる すなわち、図8のように、電圧Vbは、電圧源 電圧値VHにN型MOSトランジスタ1の閾値電圧値V Tを加えた電圧値で上限がクリップされると に、電圧源の電圧値VLからN型MOSトランジス 2の閾値電圧値VTを減じた電圧値で下限がク ップされる。

 この場合、水晶電圧振幅Vxtalは式(13)のよう なる。
 Vxtal=(1/√2)×{(VH+VT)-(VL-VT)} …(13)
 ここで、電圧値VLおよび電圧値VHは任意に設 定することができ、後者は零ボルトでもよい 。よって、N型MOSトランジスタ1のソース端子S に供給される電圧値VH、抵抗素子Rx2を介してN 型MOSトランジスタ2のゲート端子Gに供給され 電圧値VLを調節することにより、水晶電圧 幅Vxtalのさらなる低減が可能になる。

 ところで、図7において、リミッタ回路LM1 、LM2は、共に、能動素子である、N型MOSトラ ジスタを用いて構成されているが、P型MOSト ンジスタを用いて構成することもできる。 なわち、図9(a)はP型MOSトランジスタを用い 構成した下方向のリミッタ回路LM2であり、 図(b)はP型MOSトランジスタを用いて構成した 方向のリミッタ回路LM1である。これらを、 振器の出力端に接続すれば、水晶振動子の 圧振幅の下限および上限を抑制することが きる。

 また、他の能動素子である、バイポーラ ランジスタを用いて、リミッタ回路を構成 てもよい。同図(c)はNPN型バイポーラトラン スタを用いて構成した上方向のリミッタ回 LM1であり、同図(d)はNPN型バイポーラトラン スタを用いて構成した下方向のリミッタ回 LM2である。これらを、発振器の出力端に接 すれば、水晶振動子の電圧振幅の上限およ 下限を抑制することができる。

 同図(e)はPNP型バイポーラトランジスタを用 て構成した下方向のリミッタ回路LM2であり 同図(f)はPNP型バイポーラトランジスタを用 て構成した上方向のリミッタ回路LM1である これらを、発振器の出力端に接続すれば、 晶振動子の電圧振幅の下限および上限を抑 することができる。
 尚、上述した第2の実施形態は上方向のリミ ッタ回路LM1、および、下方向のリミッタ回路 LM2を付加した構成であるのに対し、電圧Vbの 限のみをクリップする場合は、下方向のリ ッタ回路LM2のみを設けた構成を採用しても い。このとき、水晶電圧振幅Vxtalは、式(14) ようになる。
 Vxtal=(1/√2)×(VL-VT) …(14)

 ここで、電圧値VLは任意に設定することが きる。よって、抵抗素子Rx2を介してN型MOSト ンジスタ2のゲート端子Gに供給される電圧 VLを調節することにより、水晶電圧振幅Vxtal さらなる低減が可能になる。
 ここで、同図(d)において、NPN型バイポーラ ランジスタのベースは抵抗素子Rxを介して 圧源(電圧値VH)に接続され、コレクタは正電 に接続されているが、コレクタを正電源に 続する代わりに電圧源(電圧値VH)に接続して もよい。

 同様に、同図(f)において、PNP型バイポーラ ランジスタのベースは抵抗素子Rxを介して 圧源(電圧値VH)に接続され、コレクタは接地 れているが、コレクタを接地する代わりに 圧源(電圧値VH)に接続してもよい。
 同様に、同図(b)において、P型MOSトランジス タのゲートは抵抗素子Rxを介して電圧源(電圧 値VH)に接続され、ドレインは接地されている が、ドレインを接地する代わりに電圧源(電 値VH)に接続してもよい。
 同様に、図7において、リミッタ回路LM2のN MOSトランジスタ2のゲートは抵抗素子Rx2を介 て電圧源(電圧値VL)に接続され、ドレインは 正電源に接続されているが、ドレインを正電 源に接続する代わりに電圧源(電圧値VL)に接 してもよい。

(第3の実施形態)
 ところで、リミッタ回路を水晶振動子の端 間に配置することもできる。例えば、図10 ように、上方向のリミッタ回路として、差 リミッタ回路L3を水晶振動子SSの端子間に接 してもよい。ただし、N型MOSトランジスタ1 ドレイン端子の電位は、電流源Isによってソ ース端子よりも高くなるように直流バイアス する必要がある。発振中の電圧VaおよびVbの 係は、電圧Vaが上昇しようとすると電圧Vbが 降し、逆にVaが下降しようとすると電圧Vbが 上昇しようとする動作を繰返すようになって いる。電圧Vaが下降し、電圧Vbが上昇しよう するときに、電圧Vb-VaがN型MOSトランジスタ 閾値電圧値VTを超えると、トランジスタに電 流が流れるため、電圧Va-Vbは閾値電圧値VTな 電圧で制限されるので、リミッタ回路LM3が けられていない場合に比べ、水晶電圧振幅Vx talを小さくすることができる。

 また、下方向のリミッタ回路として、図11(a )のような差動リミッタ回路L4を設けてもよい 。同図(a)の回路構成においても、発振中の電 圧VaおよびVbの関係は、電圧Vaが上昇しようと すると電圧Vbが下降し、逆にVaが下降しよう すると電圧Vbが上昇しようとする動作を繰返 すようになっている。電圧Vaが上昇し、電圧V bが下降しようとするときに、電圧Va-VbがN型MO Sトランジスタの閾値電圧値VTを超えると、ト ランジスタに電流が流れるため、電圧Vb-Vaは 値電圧値VTなる電圧で制限されるので、リ ッタ回路LM4が設けられていない場合に比べ 水晶電圧振幅Vxtalを小さくすることができる 。
 さらに、同図(b)のように、2つの差動リミッ タ回路L3、L4を設けてもよい。ただし、その 合には、直流カット用のキャパシターCcutを ける必要がある。

 このように、上下両方向のリミッタ回路が 続されているため、増幅器の出力側の電圧V bの振幅は、差動リミッタ回路LM3およびLM4に ってN型MOSトランジスタ1のゲート電圧の閾値 を越えたところで、電圧クリップされる。す なわち、電圧Vb-Vaがリミッタ回路LM3のN型MOSト ランジスタの閾値電圧値VTを超えようとする 、N型MOSトランジスタに電流が流れ、閾値電 圧値VTで電圧がクリップされる。また、電圧V a-Vbがリミッタ回路LM4のN型MOSトランジスタの 値電圧値VTを超えようとすると、N型MOSトラ ジスタに電流が流れ、閾値電圧値VTで電圧 クリップされる。したがって、図10および図 11(a)の場合よりも、水晶電圧振幅Vxtalの更な 低減が可能である。
 この場合、水晶電圧振幅Vxtalは式(15)のよう なる。
 Vxtal=(1/√2)×2VT  …(15)

 尚、図10、および、図11(a)(b)において、N MOSトランジスタ1を用いてリミッタ回路を構 したが、図12(a)(b)(c)のように、P型MOSトラン スタ、NPN型バイポーラトランジスタ、また 、PNP型バイポーラトランジスタを用いて、 ミッタ回路を構成してもよい。バイポーラ ランジスタを用いてリミッタ回路を構成し 場合は、そのベース端子とコレクタ端子と 間に抵抗素子Rxを接続し、そのベース端子 エミッタ端子との間に容量素子Cxを接続する 。

(リミッタ回路の配置)
 ところで、以上説明したリミッタ回路は、 の位置に設けてもよい。すなわち、図13の うに増幅器Aの入力側の位置、増幅器Aの出力 側の位置、のどこに配置した場合でも、水晶 電圧振幅Vxtalを抑制する効果が生じる。同図 おいて、「上」は電圧の上限についてのリ ッタ回路を示し、「下」は電圧の下限につ てのリミッタ回路を示している。

 増幅器Aの入力側の電圧の上限についてのリ ミッタ回路LM5を備えると、通常、増幅器Aの 力側の電圧の下限も抑制される。また、増 器Aの入力側の電圧の下限についてのリミッ 回路LM6を備えると、通常、増幅器Aの出力側 の電圧の上限も抑制される。
 したがって、図14(a)のように、増幅器Aの入 側の電圧の上限についてのリミッタ回路LM5 、増幅器Aの出力側の電圧の上限についての リミッタ回路LM1とを設けた構成を採用しても よい。
 また、同図(b)のように、増幅器Aの入力側の 電圧の下限についてのリミッタ回路LM6と、増 幅器Aの出力側の電圧の下限についてのリミ タ回路LM2とを設けた構成を採用してもよい

 さらに、水晶振動子SSと並列の位置にリ ッタ回路を追加してもよい。すなわち、図15 (a)のように図10と同様の差動リミッタ回路LM3 追加してもよいし、同図(b)のように図11(a) 同様の差動リミッタ回路LM4を追加してもよ 。また、同図(c)のように、図11(b)と同様の差 動リミッタ回路LM3およびLM4を追加してもよい 。ここで、差動リミッタ回路LM3およびLM4の接 続の向きは、図10、図11(a)、図11(b)と同様であ る。

 尚、複数のリミッタ回路を設けた構成を 用する場合であって、CMOSプロセスでバイポ ーラトランジスタを製造するときは、同種の バイポーラトランジスタのみを製造する方が 工程数が少なくてすむという点で好ましい。 すなわち、電圧の上限及び下限についてのリ ミッタ回路を共にNPN型バイポーラトランジス タを含むリミッタ回路の組合せ(図9(d)、図9(c) )とするか、共にPNP型バイポーラトランジス を含むリミッタ回路の組合せ(図9(f)、図9(e)) するのが、工程数が少なくてすむという点 好ましい。

 また、上述した実施形態では、抵抗成分、 量成分として抵抗素子、容量素子を設けた 、寄生抵抗、寄生容量であっても良い。抵 素子、容量素子を設けずに寄生抵抗、寄生 量によって抵抗成分、容量成分を実現した 合でも、水晶振動子の励振レベルの要求を 足させ、かつ、周波数可変範囲を広くする とができる。
 また、水晶振動子を発振させるための発振 路部と上述したリミッタ回路とを一体に集 化しても良く、同一基板上に集積化しても い。さらに、水晶振動子も加えて一体に集 化しても良く、同一基板上に集積化しても い。
(まとめ)
 以上説明したように、本発明によれば、誘 性を有し、かつ、発振振幅を制限する回路 、振動子の負荷として、備えることにより 水晶振動子の励振レベルの要求を満足させ かつ、周波数可変範囲を広くすることがで る

 本発明は、振動子を発振させるための発 回路を含む発振器に利用することができる

本発明の第1の実施形態による発振器の 構成を示す回路図である。 図1中の出力端子の電圧の変化を示す図 である。 図1の構成の等価回路を示す図である。 図3中の破線部分の等価回路を示す図で ある。 図3の構成の等価回路を示す図である。 図1の構成のおける周波数可変範囲を示 す図である。 本発明の第2の実施形態による発振器の 構成を示す回路図である。 図7中の出力端子の電圧の変化を示す図 である。 (a)はP型MOSトランジスタを用いて構成し たリミッタ回路を示す図、同図(b)はP型MOSト ンジスタを用いて構成したリミッタ回路を す図、同図(c)はNPN型バイポーラトランジス を用いて構成したリミッタ回路を示す図、 図(d)はNPN型バイポーラトランジスタを用い 構成したリミッタ回路を示す図、同図(e)はPN P型バイポーラトランジスタを用いて構成し リミッタ回路を示す図、同図(f)はPNP型バイ ーラトランジスタを用いて構成したリミッ 回路を示す図である。 差動リミッタ回路を配置した発振器の 構成例を示す図である。 (a)は別の差動リミッタ回路を配置した 発振器の構成例を示す図、(b)は2つの差動リ ッタ回路を配置した発振器の構成例を示す である。 は別の差動リミッタ回路を配置した発 振器の構成例を示す図であり、(a)はP型MOSト ンジスタを、(b)はNPN型バイポーラトランジ タを、(c)はPNP型バイポーラトランジスタを それぞれ用いて攻勢したリミッタ回路の構 例を示す図である。 リミッタ回路の配置の例を示す図であ る。 (a)は増幅器の入力側の電圧の上限につ いてのリミッタ回路と出力側の電圧の上限に ついてのリミッタ回路とを設けた構成を示す 図、(b)は増幅器の入力側の電圧の下限につい てのリミッタ回路と出力側の電圧の下限につ いてのリミッタ回路とを設けた構成を示す図 である。 (a)は差動リミッタ回路を追加した構成 例を示す図、(b)は他の差動リミッタ回路を追 加した構成例を示す図、(c)は2つの差動リミ タ回路を追加した構成例を示す図である。 一般的な水晶発振器の構成例を示す図 である。 図16の構成の等価回路を示す図である 周波数制御水晶発振器の構成例を示す 図である。 図18の構成の等価回路を示す図である 発振器等価容量に対する発振周波数の 変化を示す図である。 水晶電圧振幅を抑える一般的な方法の 一例を示す図である。

符号の説明

1、2 N型MOSトランジスタ
A 増幅器
Ca、Cb 負荷容量素子
CC 発振回路部
Ccut キャパシター
CL 発振器等価容量成分
Cx、Cx2 容量素子
D1 ダイオード
Is 電流源
LM1、LM2、LM5、LM6 リミッタ回路
LM3、LM4 差動リミッタ回路
Rx、Rx2 抵抗素子
SS 水晶振動子