Die Erfindung betrifft ein phasengesteuertes Antennenelement für phasengesteuerte Gruppenantennen, insbesondere für den GHz- Frequenzbereich .

Ein phasengesteuertes Antennenelement soll die Phasenlage einer vom Antennenelement abgestrahlten und/oder empfangenen

elektromagnetischen Welle in einfacher Weise beliebig einstellen, steuern und kontrollieren.

Es ist bekannt, dass sich mit Hilfe von variablen, steuerbaren Phasenstellgliedern ("phase shifters") das Antennenrichtdiagramm von stationären Antennengruppen räumlich verändern lässt. So kann z.B. der Hauptstrahl in verschiedene Richtungen geschwenkt werden. Die Phasenstellglieder verändern dabei die relative Phasenlage der Signale, die von verschiedenen einzelnen Mitgliedern der

Gruppenantennen empfangen oder gesendet werden. Wird die relative Phasenlage der Signale der einzelnen Antennen mit Hilfe der

Phasenstellglieder entsprechend eingestellt, dann zeigt die

Hauptkeule ("main beam") des Antennendiagramms der Gruppenantenne in die gewünschte Richtung.

Die derzeit bekannten Phasenstellglieder sind meist aus

nichtlinearen Festkörpern ("solid State phase shifters"), meist Ferriten, Mikroschaltern (MEMS-Technologie, binäre Schalter) , oder Flüssigkristallen ("liquid cristals") aufgebaut. Alle diese Technologien haben jedoch den Nachteil, dass sie zu einem oft erheblichen Signalverlust führen, da ein Teil der

Hochfrequenzleistung in den Phasenstellgliedern dissipiert wird. Insbesondere bei Anwendungen im GHz-Bereich sinkt die

Antenneneffizienz der Gruppenantennen dadurch stark ab.

Herkömmliche Phasenstellglieder müssen darüber hinaus immer in den Speisenetzwerken der Gruppenantennen untergebracht werden. Dies führt zu einer unerwünschten Vergrößerung der Dimensionen der Speisennetzwerke und damit der Gruppenantennen selbst. Zudem werden die Gruppenantennen typischerweise sehr schwer.

Phasengesteuerte Gruppenantennen, bei denen herkömmliche

Phasenstellglieder verwendet werden, sind sehr teuer. Insbesondere für zivile Anwendungen oberhalb von 10 GHz verhindert dies deren Verwendung .

Ein weiteres Problem stellt die genaue Kontrolle des

Antennendiagramms der Gruppenantennen dar. Eine solche Kontrolle ist nur möglich, wenn die Amplitudenrelationen und die

Phasenrelationen aller Signale, welche von den Antennenelementen der Gruppenantenne gesendet oder empfangen werden, zu jedem

Zeitpunkt (d.h. für jeden Zustand) genau bekannt sind.

Keine der derzeit bekannten Technologien für Phasenstellglieder erlaubt jedoch die zuverlässige instantane Bestimmung der

Phasenlage des Signals nach dem Phasenstellglied. Hierzu wäre es erforderlich, den Zustand des Phasenstellglieds jederzeit

zuverlässig bestimmen zu können. Dies ist jedoch praktisch weder bei Festkörper-, noch bei MEMS- oder

Flüssigkristallphasenschiebern möglich . Festkörper-Phasenschieber beinhalten zudem typischerweise nichtlineare Bauteile, was die Bestimmung der Amplitudenrelationen sehr schwierig oder gar unmöglich macht. Außerdem sind die

Dämpfungswerte und die Wellenimpedanz solcher Phasenschieber typischerweise vom Wert der Phasendrehung abhängig.

Phasenschieber, welche auf Mikroschaltern (MEMS-Technologie) aufbauen, arbeiten typischerweise binär. Bei binären

Phasenschiebern kann prinzipiell die Phasenlage der Einzelsignale nur in bestimmten Schritten granulär eingestellt werden. Eine hochpräzise Ausrichtung des Antennendiagramms ist so prinzipiell nicht möglich.

Bei Flüssigkristallphasenschiebern besteht darüber hinaus das Problem der Abhängigkeit der Kennlinien von Umgebungseinflüssen. Die Kennlinien der Bauteile zeigen eine starke Temperatur- und Druckabhängigkeit und frieren z.B. bei tieferen Temperaturen ein.

Aus US6822615B2 ist ein phasengesteuertes Antennenarray bekannt, das elektronisch steuerbare Linsen und MEMS Phasenschieber beinhaltet. Die DE9200386U1 zeigt eine Antennenstruktur nach dem Yagi-Prinzip, bei der parasitäre Elemente aus kreisförmigen, zentrisch gelochten Scheiben zwischen hülsenförmigen

Abstandshaltern auf ein Tragrohr aufgeschoben werden.

Die Aufgabe der Erfindung besteht deshalb darin, ein

phasengesteuertes Antennenelement, insbesondere für

phasengesteuerte Gruppenantennen und für den GHz-Frequenzbereich zur Verfügung zu stellen, welches

1. die exakte Einstellung und Steuerung der Phasenlage von

Signalen erlaubt, welche vom Antennenelement gesendet und/oder empfangen werden, 2. zu jedem Zeitpunkt die instantane Bestimmung der Phasenlage des empfangenen und/oder gesendeten Signals zulässt,

3. keine Abhängigkeit der Wellenimpedanz von der Phasenlage zeigt,

4. keine oder nur sehr geringe Verluste induziert,

5. Phasensteuerung und Antennenfunktion in einem einzigen Bauteil integriert, und

6. kostengünstig realisierbar ist.

Diese Aufgabe wird durch ein erfindungsgemäßes phasengesteuertes Antennenelement mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind den abhängigen Ansprüchen, der Beschreibung und den Figuren zu entnehmen.

Das phasengesteuerte Antennenelement besteht aus einem

Hohlleiterstrahler (1) mit Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7), in den ein drehbares Phasenstellglied (2) eingebracht wird, und einer Antriebseinheit (6) .

Das Phasenstellglied umfasst dabei eine Halterung (3) , mindestens zwei Polarisatoren (4), die an der Halterung (3) befestigt sind, und ein Verbindungselement (5) .

Jeder der mindestens zwei Polarisatoren (4) kann ein zirkulär polarisiertes Signal in ein linear polarisiertes Signal umwandeln. Das Phasenstellglied (2) ist im Hohlleiterstrahler (1) drehbar angebracht und mit Hilfe des Verbindungselements (5) mit der

Antriebseinheit (6) derart verbunden, so dass die Antriebseinheit (6) das Phasenstellglied (2) um die Achse (8) des

Hohlleiterstrahlers (1) drehen kann, wie dies in Fig. 1

skizzenartig verdeutlicht ist. Die prinzipielle Funktionsweise der Erfindung ist in Fig. 2 dargestellt. Eine in den Hohlleiterstrahler (1) einfallende Welle

(19a) mit zirkularer Polarisation und Phasenlage φ wird durch den ersten Polarisator (4a) in eine Welle mit linearer Polarisation

(19b) transformiert. Diese Welle linearer Polarisation wird durch den zweiten Polarisator (4b) in eine Welle mit zirkularer

Polarisation (9c) rückverwandelt.

Wird das Phasenstellglied (2) jetzt mit Hilfe der Antriebseinheit (6) und dem Verbindungselement (5) um einen Winkel ΔΘ im

Hohlleiterstrahler (1) gedreht, dann rotiert der

Polarisationsvektor (19b) der linearen Welle zwischen den beiden Polarisatoren (4a) und (4b) in einer Ebene senkrecht zur Achse

(10) (Fortpflanzungsrichtung der elektromagnetischen Welle) mit. Da sich auch der Polarisator (4a) ebenfalls mit dreht, hat die zirkuläre Welle (19c), welche vom zweiten Polarisator (4b) generiert wird, jetzt eine Phasenlage von φ + 2 ΔΘ . Die zirkuläre Welle (19c) mit Phasenlage φ + 2 ΔΘ kann daraufhin mit Hilfe der Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7) aus dem Hohlleiterstrahler

(1) ausgekoppelt werden.

Bedingt durch die Konstruktion der Phasensteuerung des

Antennenelements ist die Abhängigkeit der Phasenwinkeldifferenz zwischen auslaufender (19c) und einlaufender (19a) zirkularer Welle von der Drehung des Phasenstellglieds (2) streng linear, stetig und streng 2n periodisch. Zudem kann jede beliebige

Phasendrehung bzw. Phasenschiebung kontinuierlich durch die

Antriebseinheit (6) eingestellt werden.

Da es sich beim Phasenstellglied (2) elektrodynamisch betrachtet um ein rein passives Bauelement handelt, welches keinerlei nichtlineare Komponenten enthält, ist seine Funktion vollständig reziprok. D.h., dass eine Welle, welche von unten nach oben durch das Phasenstellglied (2) läuft, in gleicher Weise in ihrer Phase gedreht wird wie eine Welle, welche von oben nach unten durch das Phasenstellglied (2) läuft.

Die Phasenlage eines vom Hohlleiterstrahlers (1) abgesendeten bzw. empfangenen Signals kann damit beliebig eingestellt werden. Auch der simultane Sende- und Empfangsbetrieb ist möglich.

Auch die Wellenimpedanz des Hohlleiterstrahlers (1) ist

konstruktionsbedingt vollkommen unabhängig von der relativen

Phasenlage von ein- und auslaufender Welle.

Dies ist bei Antennenelementen, welche mit Hilfe von nichtlinearen Phasenschiebern wie etwa Halbleiterphasenschiebern oder

Flüssigkristallphasenschiebern in ihrer Phasenlage gesteuert werden, typischerweise nicht der Fall. Dort ist die Wellenimpedanz von der relativen Phasenlage abhängig, was diese Bauteile

schwierig zu steuern macht.

Die Phasensteuerung arbeitet zudem praktisch verlustlos, da bei entsprechender Auslegung die durch die Polarisatoren (4a, b) und den dielektrischen Halter (3) induzierten Verluste sehr klein sind .

Bei Frequenzen von 20 GHz zum Beispiel betragen die gesamten

Verluste weniger als 0,2 dB, was einer Effizienz von mehr als 95% entspricht. Konventionelle Phasenschieber dagegen haben

typischerweise bei diesen Frequenzen bereits Verluste von mehreren dB.

Bezüglich seiner Hochfrequenzeigenschaften ist das

erfindungsgemäße phasengesteuerte Antennenelement daher kaum von einem entsprechenden Antennenelement ohne Phasensteuerung, wie es z.B. in Antennenfeldern bereits eingesetzt wird, unterscheidbar.

So ist bekannt, dass z.B. dielektrisch gefüllte Hornstrahler, insbesondere bei Frequenzen größer 20 GHz, wegen ihrer hohen

Antenneneffizienz in Antennenfeldern zum Einsatz kommen. Werden solche Antennenfelder mit erfindungsgemäßen phasengesteuerten Antennenelementen realisiert, dann ändern sich die HF- Eigenschaften, insbesondere Antennengewinn und Antenneneffizienz, der Antennenfelder trotz der zusätzlichen Phasensteuerung

vorteilhafterweise nur unmaßgeblich.

Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Vorrichtung liegt daher darin, dass die Phasensteuerungsfunktion und die Antennenfunktion in einem einzigen Bauteil integriert und trotzdem völlig

unabhängig voneinander sind.

Der Hohlleiterstrahler (1) ist vorzugsweise so ausgelegt, dass er mindestens ein zylinderförmiges Hohlleiterstück (-abschnitt) beinhaltet. Damit ist sicher gewährleistet, dass sich in seinem Innern eine zylindersymmetrische elektromagnetische

Schwingungsmode (Mode) zirkularer Polarisation ausbilden kann, welche von den Polarisatoren (4) in eine Mode linearer

Polarisation transformiert werden kann.

Sowohl der Hohlleiterabschluss des Hohlleiterstrahlers, als auch seine Öffnung (Apertur) müssen hingegen nicht notwendigerweise einen kreisförmigen Querschnitt besitzen. Je nach Art der Aus ^¬ bzw. Einkopplung (7) kann der Hohlleiterabschluss z.B. konisch oder einseitig gestuft ausgeführt sein. Die Apertur des

Hohleiterstrahlers kann bei der Anwendung in zweidimensionalen Antennenfeldern z.B. auch konisch, quadratisch oder rechteckig ausgelegt werden. Da sich zylindersymmetrische Moden auch in Hohlleitern mit nicht ^¬ kreisförmigen Querschnitten, wie z.B. elliptischen oder

vieleckigen Querschnitten, ausbreiten können, sind jedoch auch andere Bauformen des Hohlleiterstrahlers denkbar.

In Rundhohlleitern bilden sich bekanntermaßen zylindrische Moden generisch aus. Es kann daher von Vorteil sein den

Hohlleiterstrahler (1) als Rundhohlleiter auszubilden, wenn die Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7) entsprechend ausgelegt werden kann.

Um den Antennengewinn des phasengesteuerten Antennenelements zu verbessern, kann es darüber hinaus von Vorteil sein, den

Hohlleiterstrahler (1) als Hornstrahler auszulegen.

Im Übrigen erfolgt die dimensionsmäßige Auslegung des

Hohlleiterstrahlers (1) für ein bestimmtes Betriebsfrequenzband den bekannten Verfahren der Antennentechnik.

Eine Drehachse (10) für das Phasenstellglied (2) liegt

vorzugsweise in der Symmetrieachse des zylinderförmigen

Hohlleiterstücks, welches der Hohlleiterstrahler (1) vorzugsweise beinhaltet. Damit kann gewährleistet werden, dass die

Modenumwandlung durch die Polarisatoren (4) in optimaler Weise erfolgt .

Die mindestens zwei Polarisatoren (4a) und (4b) sind vorzugsweise senkrecht zur Drehachse (10) und parallel zueinander in der

Halterung (3) angebracht. Die lineare Mode zwischen den

Polarisatoren kann sich dann ungestört ausbilden. Wird die Antriebseinheit (6) mit einem Winkellagegeber

ausgestattet oder ist sie selbst schon winkellagegebend (wie z.B. bei manchen Piezomotoren) , so kann die Phasenlage der vom

Hohleiterstrahler (1) abgestrahlten und/oder empfangenen Welle (19a) zu jedem Zeitpunkt instantan, d.h. sofort, ohne weitere Berechnung, exakt bestimmt werden.

Wegen des einfachen Aufbaus des Phasenstellglieds (2) und der Tatsache, dass lediglich sehr einfach aufgebaute Antriebe (6) erforderlich sind, lässt sich das phasengesteuerte Antennenelement sehr kostengünstig realisieren. Auch eine Reproduktion der

phasengesteuerten Antennenelemente mit großen Stückzahlen, z.B. für die Anwendung in größeren Gruppenantennen, ist ohne weiteres möglich .

Als Antriebseinheiten (6) kommen zum Beispiel sowohl

kostengünstige Elektromotoren bzw. Mikro-Elektromotoren, als auch Piezomotoren, oder einfache Aktuatoren, die aus elektroaktiven Materialen aufgebaut sind, in Frage.

Das Verbindungselement (5) ist bevorzugt als Achse ausgeführt und besteht dabei vorzugsweise aus einem nichtmetallischen,

dielektrischen Material wie z.B. Kunststoff. Dies hat den Vorteil, dass zylindrische Hohlraummoden nicht, oder nur sehr wenig gestört werden, wenn die Achse symmetrisch im Hohlleiterstrahler (1) angebracht wird.

Werden zum Betrieb des Hohlleiterstrahlers (1) Koaxialmoden verwendet, dann können allerdings auch metallische Achsen zur Anwendung kommen. In einem solchen Fall ist es sogar denkbar, dass die Antriebseinheit (6) direkt am Phasenstellglied (2) im

Hohlleiterstrahler (1) angebracht ist. Es ist jedoch auch denkbar, dass die Antriebseinheit (6) das

Phasenstellglied (2) kontaktlos, z.B. über ein rotierendes

magnetisches Feld, dreht. Hierzu kann z.B. über dem Abschluss des Hohlleiterstrahlers ein magnetischer Rotator angebracht werden, der dann zusammen mit dem rotierenden magnetischen Feld als

Verbindungselement (5) wirkt, wenn z.B. Teile des Polarisators aus magnetischen Materialien bestehen.

Die Polarisatoren (4a) und (4b) können z.B. aus einfachen, ebenen Mäanderpolarisatoren bestehen, welche auf ein herkömmliches

Trägermaterial aufgebracht sind. Hergestellt werden können diese Polarisatoren durch bekannte Dünnschicht-Ätzverfahren oder durch additive Verfahren ("circuit printing").

Wie in Fig. 3 dargestellt, besitzen die mindestens zwei

Polarisatoren (4a) und (4b) vorzugsweise eine zur Achse (10) symmetrischen Form, so dass sie im zylindersymmetrischen

Hohlleiterstück des Hohlleiterstrahlers (1) in einfacher Weise untergebracht werden können.

Der in Fig. 3 dargestellte Polarisator (4a, b) ist als

Mäanderpolarisator ausgeführt. Vorteilhaft sind dabei Mehrschicht- Mäanderpolarisatoren, d.h. parallel zueinander ausgerichtete, nur Bruchteile der Wellenlängenlänge voneinander getrennte Strukturen, da diese große Frequenzbandbreiten aufweisen können und so einen breitbandigen Betrieb ermöglichen.

Es gibt jedoch auch eine Vielzahl von anderen möglichen

Ausführungsformen von Polarisatoren für elektromagnetische Wellen, welche eine Welle zirkularer Polarisation in eine Welle linearer Polarisation transformieren können. So sind z.B. Ausführungsformen denkbar, bei denen die Umwandlung der Signalpolarisation nicht durch ebene Polarisatoren sondern durch räumlich in der Halterung verteilte Strukturen erfolgt (z.B. Septum-Polaristoren) . Für die Funktion der Erfindung kommt es lediglich darauf an, dass diese Strukturen eine in den

Hohlleiterstrahler (1) einfallende Welle mit zirkularer

Polarisation zunächst in eine Welle mit linearer Polarisation transformieren und anschließend in eine Welle mit zirkularer

Polarisation zurücktransformieren können.

Für die Halterung (3) können z.B. geschlossenzellige Schäume mit geringer Dichte, welche bekanntermaßen sehr geringe HF-Verluste aufweisen, aber auch KunstStoffmaterialien wie

Polytetrafluorethylen (Teflon) oder Polyimide verwendet werden. Wegen der insbesondere bei Frequenzen oberhalb von 10 GHz geringen Größe des Phasenstellglieds im Bereich einer Wellenlänge, bleiben die HF-Verluste bei entsprechender Impedanzanpassung an die entsprechende elektromagnetische Mode im Hohlleiterstrahler (1) auch hier sehr klein.

Da elektrodynamisch betrachtet die dimensionsmäßige Auslegung des Phasenstellglieds (2) bei einer bestimmten Betriebsfrequenz in ähnlicher Weise erfolgt wie die dimensionsmäßigen Auslegung des Hohlleiterstrahlers (1) bei einer bestimmten Betriebsfrequenz, kann das Phasenstellglied (2) typischerweise ohne weiteres im Inneren des Hohlleiterstrahlers (1) angebracht werden.

So liegt nach den bekannten Auslegungsvorschriften für einen

Hohlleiterstrahler (1) dessen minimaler Durchmesser typischerweise im Bereich einer Wellenlänge der Betriebsfrequenz. Die Ausdehnung des Hohlleiterstrahlers (1) in Richtung der einfallenden Wellen liegt typischerweise bei einigen Wellenlängen der

Betriebsfrequenz . Da die Polarisatoren (4a) und (4b) und ihr Abstand zueinander ebenfalls entsprechend der Wellenlänge der Betriebsfrequenz nach den bekannten Verfahren der Impedanzanpassung ausgelegt werden, liegen die Dimensionen des Phasenstellglieds immer im Bereich der Dimensionen des Hohlleiterstrahlers (1).

Bei einer Frequenz von 20 GHz z.B. liegen die Abmessungen des Phasenstellglieds (2) typischerweise im Bereich kleiner als eine Wellenlänge, d.h. ca. lern x lern. Wird die Halterung (3) als dielektrischer Füllkörper ausgelegt und die Dielektrizitätszahl entsprechend groß gewählt, dann können auch sehr viel kleiner Formen realisiert werden. Die Ohmschen Verluste steigen dann zwar leicht an, liegen aber immer noch lediglich im Prozentbereich.

In jedem Fall kann, auch wenn die Dimension des

Hohlleiterstrahlers (1) sehr klein gewählt wird, durch

entsprechende Wahl der Dielektrizitätszahl für das Material des Halters (3), das Phasenstellglied (2) so klein gemacht werden, dass es im Hohlleiterstrahler (1) Platz findet.

Im Folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand weiterer Figuren gezeigt:

Figur 4 Phasengesteuertes Antennenelement in MS-Technologie,

Figur 5 Phasengesteuertes Antennenelement mit dielektrischem

Füllkörper,

Figur 6 Phasengesteuertes Antennenelement für linear Moden,

Figur 7 Phasengesteuertes Antennenelement für linear Moden in MS-Technologie,

Figur 8 Phasengesteuertes Antennenelement mit zusätzlichen drehbaren Polarisatoren. Eine Ausführungsform des phasengesteuerten Antennenelements ist in Fig. 4 schematisch dargestellt.

Der Hohlleiterstrahler (1) ist als zylindrischer Hornstrahler ausgelegt und die Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7) ist in Mikrostreifentechnologie auf einem HF-Substrat (71) ausgeführt.

Die zur Aus- bzw. Einkopplung der zirkulären Mode verwendete

Mikrostreifenleitung (7) ist hier schlaufenförmig ausgelegt. Dies hat den Vorteil, dass die zylindersymmetrische Hohlleitermode im Hohlleiterstrahler (1) direkt und praktisch ohne Verluste angeregt bzw. ausgekoppelt werden kann.

Der Hohlleiterstrahler (1) ist an der Position der Auskopplung (7) mindestens teilweise derart ausgeschnitten, dass die

Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7) mit ihrem Substrat (71) in den Hohlleiterstrahler (1) eingeführt und ausgerichtet werden kann .

Damit keine Störung der HF-Ströme, welche an den Innenwänden des Hohlleiterstrahlers (1) fließen, auftritt, sind leitende

Durchkontaktierungen ("vias") (72) vorgesehen, welche einen durchgehenden elektrischen Kontakt zwischen Ober- und Unterteil des Hohlleiterstrahlers (1) an der Stelle, an der die Ein- bzw. Auskopplung (7) eingeführt wird, herstellen (sog. "via fence").

Zudem ist im Substrat (71) eine Aussparung (73) vorgesehen, durch welche die Achse (5) , die die Verbindung zwischen der

Antriebseinheit (6) und dem Phasenstellglied (2) herstellt, geführt werden kann. Im Ausführungsbeispiel der Fig. 4 ist zudem die Halterung (3) der Polarisatoren (4) als dielektrischer Füllkörper (9) ausgeführt, welcher den Querschnitt des Hohlleiterstrahlers (1) vollständig ausfüllt .

Solche Ausführungsformen der Halterung können von Vorteil sein, da damit die Impedanzanpassung der Moden im Hohlleiterstrahler (1) erleichtert werden kann und unerwünschte Moden unterdrücken werden können .

Als Materialien für den dielektrischen Füllkörper kommen dabei insbesondere KunstStoffmaterialien mit niedriger

Oberflächenenergie, wie z.B. Polytetrafluorethylen (Teflon) oder Polyimide, in Frage, welche bei einer Drehung im

Hohlleiterstrahler (1) nur eine sehr geringe bis vernachlässigbare Reibung erzeugen.

In der in Fig. 5 schematisch dargestellten Ausführungsform wird die Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7) zweigeteilt als zwei orthogonale, stiftartige Mikrostreifenleitungen (7a) und (7b) ausgeführt, welche sich auf zwei separaten, übereinanderliegenden Substraten befinden.

Solche Ausführungsformen können von Vorteil sein, wenn mit dem phasengesteuerten Antennenelement zwei Signale orthogonaler

Polarisation gleichzeitig empfangen und/oder gesendet werden sollen. Auch können Phasenungleichgewichte ("phase imbalances") kompensiert werden, wenn die Signale in einem orthogonalen System verarbeitet werden.

Im Ausführungsbeispiel der Fig. 5 sind weitere dielektrische

Füllkörper (9a) und (9b) vorgesehen, die dafür sorgen, dass das im Hohlleiterstrahler (1) verbliebene Luftvolumen vollständig mit Dielektrikum gefüllt ist.

Typischerweise sind dabei die Füllkörper (9a) und (9b) fest im Hohlleiterstrahler (1) montiert und drehen sich nicht mit dem Phasenstellglied mit. Hierzu besitzen sie typischerweise eine Aussparung für die Achse (10), analog zu den Substraten der

Mikrowellenleitungen (7a) und (7b) .

Wenn die dielektrischen Füllkörper (9a) und (9b) aus demselben Material bestehen wie der dielektrische Füllkörper der Halterung (3), dann ist der Hohlleiterstrahler (1) homogen mit Dielektrikum gefüllt und die Modenverteilung in seinem Innern ist

vorteilhafterweise homogen.

Je nach geometrischer Form des Hohlleiterstrahlers (1) kann es jedoch auch von Vorteil sein, für die verschiedenen dielektrischen Füllkörper 9. 9a, 9b unterschiedliche Dielektrizitätszahlen zu wählen. Z.B. dann, wenn sich der Hohlleiterstrahler (1) nach unten hin verjüngt, kann es vorteilhaft sein für den Füllkörper (9b) eine höhere Dielektrizitätszahl zu verwenden.

Eine Weiterentwicklung der Erfindung zum direkten Empfang bzw. Senden von Signalen mit linearer Polarisation durch das

phasengesteuerte Antennenelement ist in Fig. 6 dargestellt.

Die vorteilhafte Weiterentwicklung besteht darin, dass im

Hohlleiterstrahler (1) vor dem Phasenstellglied (2) mindestens ein weiterer Polarisator (41) angebracht ist, welcher Signale mit linearer Polarisation in Signale mit zirkularer Polarisation transformieren kann, und nach dem Phasenstellglied (2) und vor der Auskopplung (7) mindestens ein weiterer Polarisator (42) angebracht ist, welcher Signale zirkularer Polarisation in Signale linearer Polarisation transformieren kann.

Das Phasenstellglied (2) besteht weiterhin aus der Halterung (3) und den Polarisatoren (4a) und (4b) und verfügt über eine

Antriebseinheit (6), welche über das Verbindungselement (5) mit dem Phasenstellglied (2) bzw. der Halterung (3) derart verbunden ist, dass das Phasenstellglied (2) bzw. die Halterung (3) im

Hohlleiterstrahler (1) um die Achse (10) gedreht werden kann.

Dadurch, dass der erste zusätzliche Polarisator (41) ein

einfallendes Signal mit linearer Polarisation in ein Signal mit zirkularer Polarisation umwandelt, kann das Phasenstellglied (2) seine erfindungsgemäße Funktion ohne weiteres ausüben.

Der zweite Polarisator (42), welcher nach dem Phasenstellglied (2) und vor der Auskopplung (7) angebracht ist, transformiert das vom Phasenstellglied (2) erzeugte und in seiner Phasenlage bestimmte Signal zirkularer Polarisation dann wieder zurück in ein Signal linearer Polarisation, welches von einer entsprechend für lineare Moden ausgelegten Auskopplung (7) direkt ausgekoppelt werden kann.

Die Funktion der Anordnung ist wieder vollständig reziprok. Im Sendefall wird durch die Einkopplung (7) eine lineare Mode im Hohlleiterstrahler (1) angeregt, welche durch den zweiten

Polarisator (42) in eine zirkuläre Mode transformiert wird. Dieser zirkulären Mode wird mit dem Phasenstellglied (2) eine vom

Drehwinkel des Phasenstellglieds (2) um die Achse (10) abhängige Phasenlage aufgeprägt. Das zirkulär polarisierte Signal mit der eingestellten Phasenlage, welches das Phasenstellglied (2)

verlässt, wird vom ersten Polarisator (41) in ein Signal mit linearer Polarisation und der aufgeprägten Phasenlage

transformiert und vom Hohlleiterstrahler (1) abgestrahlt. Die in Fig. 6 dargestellte Anordnung funktioniert zudem auch für zwei simultan einfallende orthogonale lineare Polarisationen, wenn die Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7) entsprechend für zwei orthogonale lineare Moden ausgelegt ist, z.B. so wie in Fig. 5 dargestellt .

Das simultane Senden und Empfangen von Signalen gleichartiger oder unterschiedlicher Polarisation ist ebenfalls möglich.

Eine Ausführungsform der in Fig. 6 gezeigten Weiterentwicklung ist in Fig. 7 schematisch dargestellt.

Die Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7) ist analog zum

Ausführungsbeispiel der Fig. 5 zweigeteilt als stiftförmige, orthogonale Mikrostreifenleitung (7a) und (7b) auf separaten

Substraten ausgeführt.

Die zusätzlichen Polarisatoren (41) und (42) sind jeweils in einen dielektrischen Füllkörper (9c) bzw. (9d) eingebettet und

typischerweise fest im Hohlleiterstrahler (1) montiert. Der

Bereich zwischen den Aus- bzw. Einkopplungen (7a) und (7b) ist mit einem dielektrischen Füllkörper (9a), der Hohlleiterabschluss unterhalb der Aus- bzw. Einkopplung (7b) ist mit einem

dielektrischen Füllkörper (9b) gefüllt.

Dieser Aufbau hat den Vorteil, dass der gesamte Innenraum des Hohlleiterstrahlers (1) mit einem typischerweise gleichartigen Dielektrikum gefüllt ist und es damit nicht zu

Modendiskontinuitäten kommen kann.

Der zweite zusätzliche Polarisator (42) und sein dielektrischer Füllkörper (9c) besitzen ebenso wie die dielektrischen Füllkörper (9b) und (9a) eine mittige Aussparung für die Achse (5) analog zu den Substraten der Mikrostreifenleitungen (7a) und (7b) (vgl. Fig. 4, (73)), so dass die Achse (5) frei gedreht werden kann.

Die Aus- bzw. Einkopplung (7a) und (7b) kann für eine

entsprechende Anwendung auch einteilig für eine lineare Mode ausgelegt werden (analog zum Ausführungsbeispiel der Fig. 4) .

Um eine Polarisationsdrehung einer einfallenden Welle zu

kompensieren, ist es zudem denkbar, den ersten zusätzlichen

Polarisator (41) drehbar zu gestalten und mit einem eigenständigen Antrieb auszustatten, so dass der Polarisator (41) unabhängig vom Phasenstellglied (2) im Hohlleiterstrahler (1) um die Achse (10) gedreht werden kann.

Eine solche Anordnung ist insbesondere dann vorteilhaft, wenn in mobilen Anordnungen wegen der Bewegung des Trägers eine Drehung des Polarisationsvektors der einfallenden Welle relativ zur fest auf dem Träger montierten Gruppenantenne auftritt.

Da eine solche Polarisationsdrehung im Allgemeinen unabhängig von der Phasendrehung ist, welche der räumlichen Ausrichtung des

Antennenstrahls dient, muss die Drehung des Polarisators (41) unabhängig von der Drehung des Phasenstellglieds (2) erfolgen können .

Ein entsprechendes Ausführungsbeispiel ist in Fig. 8 schematisch dargestellt .

Der Polarisator (41) ist drehbar im Hohlleiterstrahler (1)

montiert und mit Hilfe eines Verbinders (13) mit einem eigenen Antrieb (12) verbunden, so dass dieser Antrieb (12) den

Polarisator (41) um die Achse (10) drehen kann. Die unabhängige Drehung des Polarisators (41) von der Drehung des Phasenstellglieds (2) ist im Ausführungsbeispiel der Fig. 8 so realisiert, dass die Achse (5), welche das Phasenstellglied (2) mit seinem Antrieb (6) verbindet, als Hohlachse ausgeführt ist. In dieser Hohlachse befindet sich der Verbinder (13), welcher den Polarisator (41) mit seinem Antrieb (12) verbindet.

Da die Polarisationsebene einer Welle mit linearer Polarisation nur in einem Winkelbereich von 180° definiert ist, ist für die Drehung des Polarisators (41) ein Winkelbereich von -90° bis +90°, d.h. eine Halbkreisdrehung, ausreichend.

Der zweite zusätzliche Polarisator (42) ist fest im

Antennenstrahler (1) angebracht, da seine Ausrichtung die

Ausrichtung der linearen Mode bestimmt, welche von der Aus- bzw. Einkopplung (7) aus- bzw. eingekoppelt wird. Die feste Ausrichtung des Polarisators (42) richtet sich daher nach der Lage der Aus ^¬ bzw. Einkopplung (7) .

Die Aus- bzw. Einkopplung (7) ist im Ausführungsbeispiel der Fig. 8 einteilig als stiftartige Mikrostreifenleitung ausgeführt.

Diese Ausführungsform ist vorteilhaft, wenn eine lineare Mode aus dem Hohlleiterstrahler (1) aus- bzw. eingekoppelt werden soll.

Sollen dagegen zwei orthogonale lineare Moden aus- bzw.

eingekoppelt werden, dann ist die in Fig. 7 gezeigte zweiteilige Aus- bzw. Einkopplung (7a) und (7b) vorteilhaft, welche in

gleicher Weise wie im Ausführungsbeispiel der Fig. 7 im

Ausführungsbeispiel der Fig. 8 realisiert werden kann. Wird die Aus- bzw. Einkopplung (7) zweigeteilt realisiert, dann kann auf den zweiten zusätzlichen Polarisator (42) auch verzichtet werden, da das vom Phasenstellglied (2) erzeugte zirkulär

polarisierte Signal prinzipiell alle Information der einfallenden Welle enthält. Zur Rekombination des ursprünglichen Signals kann dann z.B. ein 90° Hybridkoppler verwendet werden, in welchen das in die Signale (7a) und (7b) aufgeteilte Signal eingespeist wird.

Bezugs zeichen

Hohlleiterstrahler 1

Phasenstellglied 2

Halterung 3

Polarisatoren 4, 4a, 4b

Achse, Verbindungselement 5

Antriebseinheit 6

Ein- bzw. Auskopplung 7

Mikrostreifenleitungen 7a, 7b

Füllkörper 9, 9a, 9b, 9c, 9d

Achse 10

Antrieb 12

Verbinder 13

Welle 19, 19a, 19b, 19c

Zusätzliche Polarisatoren 41, 42 Substrat 71

Durchkontaktierung 72

Aussparung 73