Eine gattungsgemäße Phasenregelanordnung ist beispielsweise in dem Dokument US 5,648, 744 gezeigt. Dort ist ein Oszillator mit mehreren, zu-und abschaltbaren Frequenzbändern gezeigt, die jeweils abstimmbar sind. Die Auswahl des Sub-Bandes er- folgt dabei dadurch, daß die Spannung am Schleifenfilter, al- so am Eingang des Oszillators und am Ausgang des Phasendetek- tors, gemessen wird und bei Unterschreiten oder Überschreiten gewisser Grenzen das Frequenzband vergrößert oder verkleinert wird.

Phasenregelschaltungen werden auch als PLL, Phase-Locked Loop, bezeichnet.

Dabei wird normalerweise das Ausgangssignal eines Oszillators nach einer Frequenzteilung mittels eines Phasendetektors mit einem Bezugssignal verglichen, und in Abhängigkeit von dem Phasenvergleich wird über ein Schleifenfilter der steuerbare Oszillator abgestimmt.

Mit derartigen, phasenstarren Regelkreisen werden üblicher- weise Signale mit einer gewünschten Frequenz synthetisiert oder beispielsweise ein Taktsignal aus einem Datenstrom rück- gewonnen. Außerdem können Phasenregelkreise mit Vorteil im Mobilfunk zu Signalmodulationszwecken verwendet werden.

Der Oszillator des Phasenregelkreises ist normalerweise span- nungsgesteuert ausgebildet als sogenannter VCO, Voltage Controlled Oscillator, der eine Ausgangsfrequenz fvco er- zeugt, die abhängig von einer Steuerspannung VC ist. Diese Spannung wird auch als Abstimmspannung bezeichnet. Der Quo-

tient aus der Änderung der Ausgangsfrequenz Afvco zur Ände- rung der Steuerspannung EVc wird Steilheit Ky des Oszillators genannt und bestimmt dessen Kennlinie. Die Steilheit kann demnach durch die Formel beschrieben werden : Die Ausgangsfrequenz eines VCO setzt sich zusammen aus einer variablen Komponente fvar, die durch die Steilheit und die Steuerspannung bestimmt wird, und einer festen Komponente, der sogenannten Grundfrequenz fB, welche durch die Dimensio- nierung des VCO festgelegt wird. Die Ausgangsfrequenz fvco ergibt sich demnach durch die Gleichung fvco fs Jr tYAR RB + Kv Vc Da die Grundfrequenz, bedingt durch Fertigungstoleranzen und Prozeßstreuungen bei der Herstellung des VCO in integrierter Schaltungstechnik, starken Schwankungen unterliegt, muß der variable Anteil fvar groß genug sein, um alle Zielfrequenzen trotz der Toleranzen der Grundfrequenz erreichen zu können.

Dies läßt sich natürlich mit einem hinreichend großen Kv, das heißt mit großer Steilheit gewährleisten, hat jedoch den Nachteil, daß hierdurch die Empfindlichkeit der PLL gegenüber Rauschen und Nebentönen vergrößert ist. Insbesondere ist dies bei hochintegrierten Schaltkreisen problematisch, da über ge- meinsame Versorgungsspannungen und gemeinsames Substrat Stö- rungen aus anderen Schaltungsblöcken in den VCO überkoppeln können.

Eine Lösung dieser Problematik wird im eingangs genannten Do- kument erreicht durch Vorsehen eines VCO mit umschaltbaren, jeweils abstimmbaren Sub-Bändern. Der gewünschte Frequenzbe- reich wird dabei mit mehreren Frequenzbändern anstatt mit nur einem einzigen Frequenzband überstrichen. Dabei wird in

einem ersten Schritt der VCO so eingestellt, daß die ge- wünschte Frequenz näherungsweise erreicht wird. In einem zweiten Schritt wird mit der Abstimmspannung VC der VCO dann innerhalb eines gewählten Sub-Bandes auf die exakte Frequenz gezogen. Hierdurch ergibt sich der Vorteil, daß die Steilheit des VCO innerhalb der einzelnen Sub-Bänder relativ gering ist, so daß die oben beschriebenen Probleme bezüglich Rau- schen und Überkopplungen vermieden werden. Besonders gut ist diese Lösung geeignet für hochintegrierte Schaltkreise in komplementärer MOS-oder BiCMOS-Schaltungstechnik, da dort die komplette Meß-und Regellogik strom-und platzsparend auf einem Chip untergebracht werden kann.

In dem Aufsatz von Y. Koo et al. :"A Fully Integrated CMOS Frequency Synthesizer with Charge-Averaging Charge Pump and Dual-Path Loop Filter for PCS-and Cellular-CDMA Wireless Systems", Journal of Solid-State Circuits, Vol. 37, No. 5, May 2002, pp. 536-542, ist eine Schaltung beschrieben, bei der das Steuersignal zur Auswahl der gewünschten Sub-Bänder des VCO am Phasendetektor abgegriffen wird. Vorliegend werden die Flanken von Referenzsignal beziehungsweise herunterge- teiltem VCO-Signal am Phasendetektor gezählt und verglichen.

Beiden beschriebenen Schaltungen ist das Prinzip gemeinsam, daß eine von der VCO-Frequenz abgeleitete Größe gemessen wird, nicht die Oszillatorfrequenz selbst. Damit ist zum ei- nen der Nachteil verbunden, daß die VCO-Frequenz am Phasende- tektor bereits um den Teilerfaktor n des Frequenzteilers re- duziert ist, wodurch die Frequenzauflösung reduziert bezie- hungsweise die benötigte Meßzeit erhöht ist. Außerdem sind bei Messungen von analogen Größen wie der Schleifenfilter- spannung weitere analoge Schaltungsblöcke zur Signalverarbei- tung nötig. Weiterhin wird bei Betrieb der PLL als sogenann- ter Fractional N-Frequenzsynthesizer der Teilerfaktor N ein- mal je Referenzperiode variiert. Der dadurch hervorgerufene systematische Fehler muß in der Regelung in aufwendiger Weise berücksichtigt werden.

Programmierbare Teiler für hohe Frequenzen sind aus Geschwin- digkeitsgründen normalerweise stets als Dual-Modulus-Teiler oder als Multi-Modulus-Teiler ausgeführt.

Ein derartiger, programmierbarer Frequenzteiler ist bei- <BR> <BR> spielsweise in dem Dokument C. S. Vaucher et al. : "A Family of Low-Power Truly Modular Programmable Dividers in Standard 0. 35ym CMOS Technology"angegeben. Aus diesem Aufsatz ist er- sichtlich, daß programmierbare Hochfrequenz-Teiler nicht un- mittelbar ausgelesen werden können.

In dem Dokument US 5,182, 528 wird die Frequenz des Oszilla- tors über einen Frequenzzähler bestimmt. Ein Mikrocomputer liefert die digitalen Steuersignale und die analoge Steuer- spannung über einen aufwendigen Digital/Analog-Wandler für den VCO. In dem Dokument ist beschrieben, daß zu der aufwen- digen Ansteuerung und dem Auslesen des VCO ein separater Com- puter erforderlich ist. Außerdem ist die Schaltung nicht als Frequenzsynthesizer geeignet, welche hohen Anforderungen be- züglich des Phasenrauschens genügt, wie sie aber für Mobil- funksysteme wie GMS, Global System For Mobile Communication, oder UTMS, Universal Mobile Telecommunication System, benö- tigt werden. Weiterhin wird in dem beschriebenen Dokument kein echter Phasenvergleich, sondern lediglich ein Frequenz- vergleich durchgeführt. Dieses aufwendige Auslesen der hohen Frequenz am Ausgang des Oszillators versuchen die Architektu- ren der übrigen Dokumente, welche bereits erläutert wurden, eben durch Ermitteln der Ausgangsfrequenz des VCO am Phasen- detektor zu umgehen.

Auch in dem Dokument A. Kral, F. Behbahani und A. A. Abidi "RF-CMOS Oscillators With Switched Tuning"ist ein VCO mit umschaltbaren Sub-Bändern gezeigt.

Das Dokument EP 1 189 347 AI zeigt einen spannungsgesteuerten Oszillator mit einer Kapazitätsbank. Die Steuerung erfolgt

unter anderem über einen digitalen Signalprozessor mit einem Frequenzmessgerät, das über einen Frequenzteiler an den VCO- Ausgang angeschlossen ist.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine gattungsgemä- ße Phasenregelanordnung so weiterzubilden, daß diese hohen Anforderungen an das Phasenrauschen genügt, mit geringem Auf- wand realisierbar ist und in Mobilfunkgeräten einsetzbar ist.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe gelöst durch eine Phasen- regelanordnung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1. Vor- teilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprü- chen.

Gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip ist ein auslesbarer Fre- quenzzähler vorgesehen, der einen Zählereingang hat, der an den Ausgang des Oszillators angeschlossen ist und der einen Zählwertausgang hat, an dem ein Zählwert auslesbar ist. Wei- terhin ist eine Steuereinheit vorgesehen zur Steuerung des abstimmbaren Oszillators, das heißt zur Auswahl des jeweili- gen Frequenzbandes des abstimmbaren Oszillators. Die Steuer- einheit hat hierfür einen Eingang, der mit dem Zählwertaus- gang des auslesbaren Frequenzzählers verbunden ist, und einen Ausgang, der an den Auswahleingang des abstimmbaren Oszilla- tors zur Auswahl des Frequenzbandes angeschlossen ist.

Gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip sind der auslesbar ausge- legte Frequenzzähler, in dessen Abhängigkeit das Frequenzband des Oszillators eingestellt wird, und der Abwärts-Frequenz- umsetzer in dem eigentlichen Phasenregelkreis, der den Aus- gang des Oszillators mit dem Phasendetektor koppelt, als se- parate Funktionsblöcke ausgeführt.

Damit ist es möglich, den Abwärts-Frequenzumsetzer program- mierbar auszulegen, während der Frequenzzähler auslesbar aus- geführt ist.

Mit Vorteil können der Abwärts-Frequenzumsetzer und der aus- lesbar ausgeführte Frequenzzähler unabhängig voneinander im Hinblick auf die jeweiligen Erfordernisse optimiert werden.

Der Abwärts-Frequenzumsetzer ist bevorzugt zur Frequenztei- lung als programmierbarer Zähler ausgeführt.

Weiter bevorzugt ist der Abwärts-Frequenzumsetzer als soge- nannter Multi-Modulus-Teiler oder zumindest als Dual-Modulus- Teiler ausgebildet, so daß im Mittel über der Zeit ein gebro- chen-rationales Teilerverhältnis an dem Abwärts-Frequenz- umsetzer einstellbar ist. Damit ist es mit Vorteil möglich, die beschriebene Phasenregelanordnung als SA-Fractional-N- Synthesizer zu betreiben.

Bevorzugt sind der abstimmbare Oszillator und der auslesbar ausgelegte Frequenzzähler auf dem gleichen Chip integriert.

Damit ist ein besonders präzises Erfassen der Frequenz des Oszillators an dessen Ausgang mit dem auslesbaren Frequenz- zähler möglich. Mit dem auslesbaren Frequenzzähler wird be- vorzugt jede Flanke des Oszillator-Ausgangssignals ausgewer- tet.

Neben der aktuellen Oszillatorfrequenz läßt sich mit der gleichen Methode auch die Steilheit des Oszillators messen.

Hierfür werden mehrere feste Steuerspannungen an den Oszilla- tor angelegt und die jeweilig resultierenden Frequenzen ge- messen. Aus diesen Frequenzen läßt sich bei Kenntnis der an- gelegten Abstimmspannungen ein Maß für die Steilheit des Os- zillators im jeweiligen Frequenzband ableiten. Die Einstel- lung der Oszillator-Abstimmspannung läßt sich beispielsweise durch Modifikation des Phasendetektors erzielen dahingehend, daß Signale mit festem Puls-Pausen-Verhältnis erzeugt werden, aus denen das Schleifenfilter definierte Gleichspannungen er- zeugt.

Der auslesbar ausgelegte Frequenzzähler ist ein asynchroner Binärzähler mit einem flüchtigen Ausgangsregister, einem so- genannten Latch. Das Latch dient zum Auslesen des Zählwerts des Frequenzzählers.

Asynchrone Binärzähler sind mit Vorteil einfach aufbaubar, beispielsweise mit Flip-Flop-Ketten. Asynchronzähler sind auch bei hohen Frequenzen leicht zu realisieren. Die Laufzei- ten innerhalb des Zählers können beim Auslesen des Zählwerts problemlos berücksichtigt werden.

Die Steuereinheit zur Ansteuerung des Oszillators bezüglich der Wahl des Frequenzbandes und der Abwärts-Frequenzumsetzer im Phasenregelkreis haben bevorzugt je einen Soll-Eingang zum Zuführen eines Soll-Frequenzsignals mit der Zielfrequenz. In Abhängigkeit von der gewünschten Zielfrequenz wird demnach sowohl das Frequenz-Teilerverhältnis in der PLL eingestellt, als auch das geeignete Sub-Band des Oszillators.

Der auslesbar ausgeführte Frequenzzähler hat bevorzugt einen Steuereingang zur Einstellung der Frequenzauflösung, der mit einem zugeordneten Steuerausgang der Steuereinheit verbunden ist. Damit kann der Zähler in Abhängigkeit von der VCO- Frequenz für eine vorgegebene Torzeit (auch Gating-Zeit ge- nannt) angesteuert werden und der Zählerstand ausgelesen wer- den. Durch die Wahl der Torzeit läßt sich insbesondere bei Auswertung jeder Signalflanke des Oszillator-Ausgangssignals für jede gewünschte Anwendung der optimale Kompromiß zwischen Meßzeit und Meßgenauigkeit wählen. Die Meßgenauigkeit hängt ausschließlich von der Torzeit ab.

Es ist vorteilhaft, einen Binärzähler zur Frequenzmessung einzusetzen, da hier der Zählerstand im gleichen Format wie der Sollwert vorliegt. Die Sollfrequenz einer PLL wird übli- cherweise als Binärwort in Vielfachen der Referenzfrequenz dargestellt, bei Fractional-N PLLs als gebrochenzahliges Vielfaches. Asynchronzähler sind auch für hohe Frequenzen

leicht realisierbar, es sollten beim Auslesen lediglich even- tuell vorhandene Laufzeiten im Zähler beachtet werden.

Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbei- spielen anhand der Zeichnungen näher erläutert.

Es zeigen : Figur 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels des vorgeschlagenen Prinzips, Figur 2 ein Ausführungsbeispiel eines auslesbaren Frequenz- zählers zur Anwendung in der Phasenregelanordnung von Figur 1, Figur 3 ein Ausführungsbeispiel eines abstimmbaren Oszilla- tors mit mehreren, jeweils abstimmbaren Sub-Fre- quenzbändern zur Anwendung in der Phasenregelanord- nung von Figur 1, Figur 4 die Abstimmcharakteristik des Oszillators von Fi- gur 3 mit mehreren Frequenzbändern, und Figur 5 eine Weiterbildung der Phasenregelanordnung von Fi- gur 1 mit Schleifenbandbreitenregelung.

Figur 1 zeigt eine als PLL, Phase-Locked Loop, ausgeführte Phasenregelanordnung mit einem abstimmbaren Oszillator 1, der mehrere, jeweils abstimmbare Frequenzbänder aufweist. Der ab- stimmbare Oszillator 1 hat einen Abstimmeingang 2, einen Aus- wahleingang 3 zur Auswahl eines Frequenzbandes in Abhängig- keit von einem Steuersignal und einen Ausgang 4, an dem ein Signal mit der gewünschten Oszillatorfrequenz fvco abgegrif- fen werden kann. Der Ausgang 4 des Oszillators bildet zugleich den Ausgang der Phasenregelanordnung. Der Ausgang 4 des Oszillators ist über einen programmierbaren Frequenztei- ler 5, der eine Abwärts-Frequenzumsetzung bewirkt, an einen

Eingang 6 eines Phasendetektors 7 angeschlossen. Dem Phasen- detektor 7 wird an einem weiteren Eingang 8 ein Referenzsig- nal mit einer Referenzfrequenz fref zugeführt. Zur Einstel- lung der Oszillatorfrequenz fvco hat der Frequenzteiler 5 ei- nen Programmiereingang 9, an dem in Form eines Soll-Signals die Zielfrequenz oder eine von der Zielfrequenz abgeleitete Information zugeführt wird.

Zusätzlich zu dem programmierbaren Frequenzteiler 5, der als digitaler, programmierbarer Frequenzzähler realisiert ist, ist ein weiterer Frequenzzähler 10 vorgesehen, der mit seinem Zähleingang ebenfalls an den Ausgang 4 des abstimmbaren Os- zillators 1 angeschlossen ist. Im Gegensatz zum Frequenztei- ler 5 hat der Frequenzzähler 10 einen Zählwertausgang 11, an dem der aktuelle Zählwert des Frequenzzählers 10 oder ein ge- speicherter Zählwert ausgelesen werden kann.

Demnach ist der Frequenzteiler 5 programmierbar, nicht jedoch auslesbar ausgeführt, und der Frequenzzähler 10 ist ausles- bar, nicht jedoch programmierbar ausgelegt.

Mit einer Steuereinheit 12 wird in Abhängigkeit von der Ziel- frequenz der Phasenregelanordnung und des Zählwertes des Zäh- lers 10 die Frequenzbandwahl am Oszillator 1 durchgeführt.

Hierfür hat die Steuereinheit 12 einen Eingang, der mit dem Zählwertausgang 11 verbunden ist und einen Ausgang, der an den Auswahleingang 3 des abstimmbaren Oszillators 1 ange- schlossen ist. Zudem hat die Steuereinheit 12 einen Steuer- eingang 13. Die Steuereingänge zur Zielfrequenzzuführung 9, 13 von Frequenzteiler 5 und Steuereinheit 12 sind miteinander zur Zuführung der Soll-Frequenz der Phasenregelanordnung oder eines davon abgeleiteten Signals verbunden.

Der Ausgang des Phasendetektors 7 ist über ein Schleifenfil- ter 14 mit dem Abstimmeingang 2 des Oszillators 1 gekoppelt.

Das Schleifenfilter 14 dient zur Dimensionierung des Regel- kreises der PLL.

Die Steuereinheit 12 hat einen Eingang zur Zuführung der Be- zugsfrequenz fref, welche auch am Eingang 8 des Phasendetek- tors 7 anliegt.

Die Besonderheit der vorliegenden Schaltung ist es, daß die VCO-Frequenz mit einem separaten Zähler 10 gemessen wird, der unmittelbar an den Ausgang 4 des Oszillators 4 angeschlossen und auf dem gleichen Chip wie der Oszillator l angeordnet ist. Dadurch ist eine direkte Messung der Oszillatorfrequenz, welche somit hochpräzise ist, zugleich in sehr schneller Wei- se möglich. Der Zähler 10 ist nicht programmierbar und kann daher auch für hohe Eingangsfrequenzen mit einfachem Aufbau so realisiert werden, daß der Zählwert auslesbar ist.

Derartige Zähler wie der Frequenzzähler 10 lassen sich bei- spielsweise in modernen CMOS-Schaltungstechniken auch für den Gigahertz-Frequenzbereich problemlos integrieren. Folglich können Messung und Abgleich vollständig auf dem gleichen Chip durchgeführt werden, ohne das hochfrequente Oszillatorsignal externen Meßvorrichtungen zuführen zu müssen. Da der separate Zähler 10 parallel zur eigentlichen Phasenregelanordnung 1, 5,7, 14 läuft, sind auch keine Eingriffe in performance- kritische Funktionsblöcke der PLL wie Frequenzteiler mit Prescaler oder Phasendetektor notwendig. Der Vergleich zwi- schen Zielfrequenz und Ist-Frequenz in der Steuereinheit 12 läßt sich besonders leicht durchführen, wenn die Torzeit von der Referenzperiode abgeleitet ist. Der eigentliche Algorith- mus, mit dem das Frequenzband des Oszillators in Abhängigkeit vom Zählerstand des Zählers 10 gestellt oder geregelt wird, ist nicht mit dem Meßverfahren verknüpft und läßt sich je nach Anforderung unabhängig vom Meßverfahren wählen.

Der Zähler 10 wird mit der Oszillatorfrequenz fvco für eine vorgegebene Torzeit ATGate angesteuert und der Zählerstand CNT ausgelesen. Dies erfolgt nach der Vorschrift

cwr CNT fvco = "Gate Da jede Flanke des Oszillators 1 ausgewertet wird, läßt sich durch Wahl der Torzeit ATGate für jede Anwendung der be- schriebenen Phasenregelanordnung ein optimaler Kompromiß fin- den zwischen Meßzeit und Meßgenauigkeit. Die Meßgenauigkeit wird ausschließlich durch die Torzeit bestimmt.

Die Meßungenauigkeit Af ergibt sich gemäß der Formel A--- Ar -Ce Wenn die Torzeit aus der Referenzperiode abgeleitet wird, das heißt in Abhängigkeit von der Bezugsfrequenz fref ermittelt wird, kann der Zählwert auf einfache Weise mit der Zielfre- quenz verglichen werden. Dabei kann der Frequenzteiler 5 auch als Fractional-N-Teiler ausgeführt sein.

Mit der beschriebenen Phasenregelanordnung ist es auch mög- lich, die jeweilige VCO-Steilheit zu messen, indem die VCO- Frequenz mit zwei oder mehr verschiedenen, festen Steuerspan- nungen am Abstimmeingang 2 nacheinander eingestellt wird und die resultierenden jeweiligen Frequenzen gemessen werden. Aus diesen Frequenzwerten läßt sich ein Maß für die Steilheit des VCO im jeweiligen Frequenzband ableiten.

Die beschriebene digitale Regelung des geeigneten Sub- Frequenzbandes erfolgt demnach mit vorgeschlagenem Prinzip sehr schnell mit kurzer Stellzeit. Dies ist insbesondere bei Anwendung in Systemen, die mit Zeit-Multiplexing arbeiten, wie beispielsweise GSM, vorteilhaft, da dort die Frequenz zwischen den Zeitschlitzen sehr schnell einen neuen Wert er- reichen soll.

Je nach Anforderung kann der Oszillator einige wenige oder auch mehrere tausend Sub-Bänder umfassen. Die vorgeschlagene Regelung arbeitet genau genug, um das richtige Sub-Band des VCO zu treffen, welches die gewünschte Zielfrequenz umfaßt.

Die vorliegende Regelung ist robust genug, um das richtige Band zu treffen, auch dann, wenn die Änderung der Frequenz nicht ideal linear oder monoton über das digitale Steuerwort verläuft.

Da aufgrund der Vielzahl der einstellbaren Sub-Bänder eine flache Steilheit im Oszillator vorgesehen ist, können prob- lemlos die hohen Anforderungen von Mobilfunkstandards an das Phasenrauschen erfüllt werden. Mit dem auslesbaren Zähler 10 ist die durch die hohe Anzahl von Bändern erforderliche hohe Meßauflösung problemlos bei zugleich kurzen Meßzeiten gewähr- leistet.

Da wie bereits beschrieben auch die Steilheit des VCO ermit- telt und gegebenenfalls korrigiert werden kann, können mit Vorteil auch eventuelle Einflüsse der Steilheit auf die Schleifenverstärkung und/oder Schleifenbandbreite berücksich- tigt werden.

Der Vergleich von Soll-und Ist-Wert der Frequenz ist vorlie- gend mit einem digitalen Komparator von Soll-und Ist-Wert realisiert. Alternativ kann aber auch eine Subtraktion von Soll-und Ist-Wert zum Einsatz kommen. Ebenso ist es möglich, eine Überprüfung des Vorzeichenbits eines Rückwärtszählers durchzuführen, der mit dem Zählwert für die Sollfrequenz ge- laden wird.

Die Steuereinheit 12 ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel ausgelegt zur Einstellung des jeweils richtigen Frequenzban- des mittels des Verfahrens der sukzessiven Approximation. Da- bei erfolgt die Approximation abhängig davon, ob die Ist- Frequenz größer ist oder kleiner als die Zielfrequenz. In Ab- hängigkeit von dem Vergleichsergebnis wird die Oszillatorfre-

quenz digital nachgeregelt. Dieses Prinzip funktioniert mit Vorteil auch bei stark veränderlichen, nichtlinearen Oszilla- tor-Frequenzcharakteristika. Die Anzahl der Iterationsschrit- te berechnet sich aus dem Logarithmus dualis der Gesamtzahl der VCO-Sub-Bänder.

Alternativ zur sukzessiven Approximation könnte in der Steu- ereinheit 12 eine Tabelle hinterlegt sein, mit der aus der Frequenzabweichung des Oszillators das richtige Band ermit- telt wird.

Eine weitere Möglichkeit der Bestimmung des Oszillatorbandes ist mit einem Algorithmus gegeben, der aus der Frequenzabwei- chung der VCO das richtige Band berechnet.

Außerdem könnte alternativ auch ein Zählverfahren oder Wäge- verfahren zum Einsatz kommen, welches abhängig davon, ob die Ist-Frequenz größer ist oder kleiner als die Zielfrequenz, das Oszillatorwort um 1 vergrößert oder um 1 reduziert. Auch dieses Verfahren funktioniert bevorzugt bei stark veränderli- cher, nichtlinearer VCO-Frequenz-Charakteristik. Es werden maximal soviele Iterationen benötigt, wie der Oszillator Sub- Bänder hat. Dieses Verfahren ist besonders einfach implemen- tierbar.

Figur 2 zeigt einen asynchronen Binärzähler 10, wie er in der Phasenregelanordnung gemäß Figur 1 einsetzbar ist. Der asyn- chrone Binärzähler umfaßt eine Vielzahl von hintereinanderge- schalteten Flip-Flops 14,15, 16,17, welche jeweils einen Takteingang, einen Rücksetzeingang R und einen Ausgang Q ha- ben. Der Takteingang des eingangsseitigen Flip-Flops 14 ist an den Ausgang eines UND-Gatters 18 geschaltet, dessen Ein- gänge einerseits mit dem Ausgang 4 des Oszillators 1 und an- dererseits mit einem Steuerausgang der Steuereinheit 12 zur Steuerung der Torzeit oder Gate-Zeit verbunden sind. Die Takteingänge der nachfolgenden Flip-Flops 15,16, 17 sind je- weils mit dem Ausgang Q des vorangeschalteten Flip-Flops 14,

15,16 verbunden. Die Rücksetzeingänge R sind miteinander und einem Rücksetzeingang des Zählers 10 verbunden, der ebenfalls mit einem Steuerausgang der Steuereinheit 12 verbunden ist.

Jedem Flip-Flop 14,15, 16,17 ist ein als Latch arbeitendes D-Flip-Flop 19,20, 21,22 zugeordnet und mit seinem Daten- eingang an den Ausgang Q des Zähl-Flip-Flops 14,15, 16,17 angeschlossen. Die Takteingänge der D-Flip-Flops 19 bis 22 sind mit einem Aufschalteingang verbunden, der an einen Steu- erausgang der Steuereinheit 12 angeschlossen ist und ein Durchschalten des aktuellen Zählwertes auf den Ausgang 11 des Zählers bewirkt. Hierfür sind die Ausgänge Q der D-Flip-Flops 19 bis 22 mit dem Zählwertausgang 11 verbunden.

Besonders einfach wird der Vergleich von Soll-und Ist- Frequenz in der Steuereinheit 12, wenn die Torzeit für den Zähler 10 eine Zweierpotenz 2k der Referenzperiode ist, dann gilt für den Zählerstand CNT : Der Zählerstand CNT entspricht also dem um k bit nach links verschobenen Verhältnis zwischen VCO-Frequenz und Referenz- frequenz. Wenn der VCO 1 genau auf der Zielfrequenz schwingt, ist der Quotient aus Oszillatorfrequenz und Referenzfrequenz gleich N, also gleich dem programmierten Teilerwert. Zum Ver- gleich von Soll-und Ist-Frequenz kann daher bei der Torzeit, die dem Produkt aus 2k und der Referenz-Periodendauer Tref entspricht, der Zählerstand CNT mit dem um k bit nach links verschobenen Teilerwert N verglichen werden gemäß der Vor- schrift CNT = 2k * N.

Bei Integer-Teilerwerten müssen k Nullen auf den niederwerti- gen Bits des Teilerwerts aufgefüllt werden. Bei Fractional-N Teilerwerten muß die entsprechende Anzahl Nachkommastellen aufgefüllt werden. Die Frequenzungenauigkeit Af beträgt le- diglich

Bei integrierten Schaltungen wird normalerweise aus Kosten- gründen auf externe Abgleichelemente oder zusätzliche Pro- zeßschritte verzichtet. Daher sind die frequenzbestimmenden Bauelemente normalerweise starken Prozeß-und Temperatur- schwankungen ausgesetzt, und es kann kein Abgleichalgorithmus verwendet werden, der die Frequenz-Charakteristik des Oszil- lators fest einprogrammiert hat, sogenannte Look-Up Tables oder ähnliches. Im Gegensatz dazu setzt der Algorithmus der sukzessiven Approximation, der vorliegend bevorzugt einge- setzt wird, lediglich voraus, daß die Frequenz-über-Band- Charakteristik des VCO keine fehlenden Frequenzbänder auf- weist. Störungen der Monotonie oder Nichtlinearitäten sind dagegen unproblematisch.

Figur 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Multiband-Oszil- lators 1, wie er in Figur 1 einsetzbar ist. Der Oszillator ist als LC-Oszillator ausgeführt, was bedeutet, daß als schwingfrequenzbestimmende Elemente Induktivitäten 32 und Ka- pazitäten 24,25, 26,27 vorgesehen sind. Zusätzlich ist ein Entdämpfungsverstärker 23 vorgesehen, der als aktives Element für die Bereitstellung einer negativen Impedanz sorgt. An diesen sind in einer Parallelschaltung eine Vielzahl abstimm- barer Kapazitätspaare 24,25, 26,27 angeschlossen, wobei die Kapazitäten jeweils doppelt vorgesehen sind und in einer Se- rienschaltung mit Schaltern 28,29, 30,31 angeordnet sind.

Diese Serienschaltungen umfassend Varaktoren und Schalter sind zueinander parallel geschaltet. Zu dieser Parallelschal- tung ist außerdem eine Induktivität 32 parallel geschaltet.

Versorgungs-und Bezugspotentialanschlüsse sind zur Vereinfa- chung nicht eingezeichnet. Die Varaktoren 24 bis 27 und Schalter 28 bis 31 können beispielsweise alle gleich groß und/oder binär gestaffelt sein. Durch Aktivieren jeweiliger Schalter und damit jeweiliger Varaktoren kann das Frequenz-

band in gewünschter Weise selektiert werden. Die Ansteuerung der Schalter 28 bis 31 erfolgt mittels der Steuereinheit 12 von Figur 1.

Figur 4 beschreibt die Kennliniencharakteristik des oszilla- tors 1 von Figur 3. Dabei ist in einem Diagramm die Frequenz über der Abstimmspannung aufgetragen. Mit Kygroßist die Kenn- linie eines VCO bezeichnet, der lediglich genau einen ab- stimmbaren Frequenzbereich hat. Man erkennt deutlich, daß, um den gesamten Frequenzbereich abdecken zu können, eine ver- hältnismäßig große Steilheit vorgesehen ist. Wählt man hinge- gen vier Sub-Bänder, wie in Figur 3 gezeigt, mit denen der gleiche Frequenzbereich überstrichen werden kann und die ein- ander leicht überlappen, damit keine fehlenden Frequenzbänder auftreten, so erkennt man, daß die Steilheit Kvklein vorteil- hafterweise viel kleiner sein kann und damit der Oszillator ein sehr viel geringeres Phasenrauschen hat.

Figur 5 zeigt eine Weiterbildung der Phasenregelanordnung von Figur 1, bei der zusätzlich eine Schleifenbandbreitenregelung vorgesehen ist. Die Schaltung von Figur 5 entspricht weitge- hend der von Figur 1 und wird insoweit an dieser Stelle nicht noch einmal beschrieben. Zusätzlich ist bei Figur 5 am Ein- gang 8 des Phasendetektors 7 ein Quarz-Oszillator 33 vorgese- hen, der über einen Bezugsfrequenzteiler 34 zur Bereitstel- lung der Bezugsfrequenz fref an den Eingang 8 des Phasende- tektors 7 angeschlossen ist. Der Phasendetektor 7 ist vorlie- gend über eine Ladungspumpenschaltung 35 an den Eingang des Schleifenfilters 14 angeschlossen. Der Ausgang 4 der Phasen- regelanordnung ist über einen Leistungsverstärker 36 an eine Antenne 37 gelegt. Der Ausgang des Frequenzzählers 10, ausge- legt zum Auslesen des Zählwertes, ist nicht nur mit einem Eingang der Steuereinheit 12 verbunden, sondern auch mit ei- nem Schleifenbandbreitenregelungsblock 38, der zur Steuerung der Ladungspumpe 35 mit dieser verbunden ist. Zähler 10, Pha- sendetektor 7, Schleifenbandbreitenregelblock 38 und Steuer-

einheit 12 sind, teilweise bidirektional, mit einer Ab- laufsteuerung 39 gekoppelt.

Für die Schleifenbandbreitenregelung wird ebenfalls eine hochgenaue und schnelle Messung der Oszillatorfrequenz benö- tigt, so daß diese bei geringem Aufwand zu der Schaltung von Figur 1 ergänzbar ist. Mit der vorgeschlagenen Schleifenband- breitenregelung kann in einfacher Weise eine gegebenenfalls vorhandene unterschiedliche Steilheit des Oszillators in den verschiedenen Frequenzbändern ausgeglichen werden.

Bezugszeichenliste 1 abstimmbarer Oszillator 2 Abstimmeingang 3 Bandwahleingang 4 Ausgang 5 Frequenzteiler 6 Eingang 7 Phasendetektor 8 Eingang 9 Programmiereingang 10 auslesbarer Frequenzzähler 11 Zählwertausgang 12 Steuereinheit.

13 Eingang 14 Flip-Flop 15 Flip-Flop 16 Flip-Flop 17 Flip-Flop 18 UND-Gatter 19 Flip-Flop 20 Flip-Flop 21 Flip-Flop 22 Flip-Flop 23 Verstärker 24 Varaktor 25 Varaktor 26 Varaktor 27 Varaktor 28 Schalter 29 Schalter 30 Schalter 31 Schalter 32 Induktivität 33 Oszillator 34 Teiler 35 Ladungspumpe

36 Verstärker 37 Antenne 38 Schleifenbandbreitenregelblock 39 Ablaufsteuerung