以下、まず図1に示された直接形電力変換 器において入力電流の波形を改善する方法に ついて説明する。

 第1の実施の形態.
 以下では、説明の簡単のためにスイッチ素� ��Stp,Stnがそれぞれ非導通、導通している場合 (入力端Ptが直流電源線LLに接続されている場� ��)を例に採って説明する。従ってこの場合の コンバータ1のスイッチングでは、スイッチ� �子Srn,Ssnが非導通であって、スイッチ素子Srp, Sspが相互に排他的に導通する。もちろん、r� �、s相が直流電源線LLに接続されている状態� �生じ得るが、その場合は適宜に相の種類を� �み替えればよい。

 図2はコンバータ1,インバータ2に採用され るスイッチ素子の構成を例示する回路図であ る。コンバータ1に採用されるスイッチ素子(� ��図(a))は高速ダイオードとIGBTとを相互に直� �接続した構成とすることができる。インバ� �タ2に採用されるスイッチ素子は例えば環流� ��イオードつきのIGBTを採用することができる (同図(b))。ここで文字xは文字r,s,tを代表し、� ��字yは文字u,v,wを代表する。

 図3及び図4は第1の実施の形態におけるス� ��ッチング動作を示すタイミングチャートで� ��る。時間に対する傾斜の絶対値が等しい三� ��波をコンバータ1のキャリアC1として採用す� ��。そしてキャリアC1と指令値とを比較する� �とによってコンバータ1のスイッチングが行� ��れる。以下では図示された範囲内では指令� ��は一定であると近似している。実際には指� ��値は、例えばキャリアの周期の倍数の期間� ��に更新される。

 ここではスイッチ素子Stnが導通している� ��態におけるスイッチ素子Srp,Sspの排他的な導 通を考えているので、指令値はスイッチ素子 Srp,Sspが導通するデューティに基づいて設定� �れる。図3では簡単のため、キャリアC1のピ� �ク・トゥ・ピークの振幅を1とした。また説� ��の簡単のため、特に断らない限り、最小値� ��0,最大値を1として説明する。キャリアC1の� �幅が異なる場合であっても比例を考慮し、� �ャリアC1の中心値が異なる場合であってもキ ャリアC1のシフトを考慮すれば、以下の説明� ��妥当する。

 スイッチ素子Stpは非導通であって、その� ��通するデューティは0と見なせるので、スイ ッチ素子Srp,Sspのデューティをそれぞれ値drt,d stとすると、値drt,dstの和は1となる。

 上述のようにキャリアC1の傾斜の絶対値� �等しいので、キャリアC1が値0~drtをとる場合� ��スイッチ素子Srpを導通させ、キャリアC1が� �drt~1をとる場合にスイッチ素子Sspを導通させ れば、その導通期間は上記デューティに対応 することとなる。

 よってキャリアC1が値drt以下であればス� �ッチ素子Srpを導通させ、キャリアC1が値drt以 上であればスイッチ素子Sspを導通させる制御 を行う。図3、図4ではスイッチ素子Srp,Ssp,Stp� �導通/非導通をそれぞれグラフの上辺/下辺で 表している。

 このようなスイッチングの採用により、� ��ャリアC1の一周期Tは、指令値たる値drt以上� ��期間Tsと、指令値以下の期間Trに区分され、 それぞれdst・T、drt・Tで計算されることにな� ��。

 次に、零電圧ベクトルの実現を説明する� ��上述のように零電圧ベクトルの期間は、期� ��Ts,Trのそれぞれにおいて期間Ts,Trの比で分配 されることが望まれる。そこで本実施の形態 では、インバータ2のキャリアC2にコンバータ 1のキャリアC1と同じものを採用し、値drtを基 準値とし、当該基準値よりも大きい側と小さ い側のそれぞれにおいてインバータ2の指令� �を設ける。

 具体的には、一例として、インバータ2が 電圧ベクトルV0(000)、V4(100)、V6(110)、V4(100)を� �の順に繰り返して採用したスイッチングを� �う場合を説明する。即ちスイッチ素子Swp,Swn� ��それぞれ非導通、導通している状態(出力端 Pwが直流電源線LLに接続されている状態)にお� ��て、スイッチ素子Sup,Sun,Svp,Svnがスイッチン� ��する場合を例に採る。もちろん、u相、v相� �直流電源線LLに接続されている状態も生じ得 るが、その場合は適宜に相の種類を読み替え ればよい。

 スイッチ素子Sup,Svp,Swpが共に非導通する� �圧ベクトルV0を採るデューティ、スイッチ素 子Supが導通し、Svp,Swpが共に非導通する電圧� �クトルV4を採るデューティ、スイッチ素子Sup ,Svpが共に導通し、Swpが非導通する電圧ベク� �ルV6を採るデューティをそれぞれ値d0,d4,d6で� ��せば、d0+d4+d6=1となる。

 キャリアC2において値drt以上の値をとる� �間Trをd0,d4,d6の比で、また値drt以下の値をと� ��期間Tsをd0,d4,d6の比で、それぞれ分割する。 スイッチ素子Swpは非導通であってその導通す るデューティは0と見なせる。よって、上記� �分割により、インバータ2における電圧ベク� ��ルのデューティを損なうことなく、電圧ベ� ��トルV0を採る期間を、値dst,drtの比で分割す� ��ことができる。

 具体的にはインバータ2のスイッチングは 下記のように制御される(スイッチ素子Swp,Swn� ��それぞれ非導通、導通している)。

 キャリアC2が値drt(1-d0)~drt+dst・d0を採る場合: 電圧ベクトルV0を採る;
 キャリアC2が値drt(1-d0-d4)~drt(1-d0)、または値d rt+dst・d0~drt+dst(d0+d4)を採る場合:電圧ベクトル V4を採る;
 キャリアC2が値0~drt(1-d0-d4)、または値drt+dst(d 0+d4)~drt+dst=1を採る場合:電圧ベクトルV6を採る 。

 キャリアC2もキャリアC1と同じ波形を採用 し、かつ時間に対する傾斜の絶対値が等しい 三角波が採用されるので、期間Tsにおける電� ��ベクトルV0の期間は正の傾斜側及び負の傾� �側のいずれにおいても下記の期間Ts0を採る� �

 同様に、期間Trにおける電圧ベクトルV0の 期間は正の傾斜側及び負の傾斜側のいずれに おいても下記の期間Tr0を採る。

 よって零電圧ベクトルの期間は期間Tr,Ts� �おいて、それぞれdrt・d0・T,dst・d0・Tとなり� ��それぞれ値drt,dstの比で分配することが実現 される。よって零電圧ベクトル期間に起因す る入力電流の歪みを原理的に除去できる。

 しかも、キャリアC2の一周期T当たりにお� ��て、電圧ベクトルV4の期間は下記で表され� �。

 キャリアC2の一周期T当たりにおいて電圧� ��クトルV6の期間は下記で表される。

 そしてキャリアC2の一周期T当たりにおい� ��電圧ベクトルV0の期間は下記で表される。

 よってキャリアC2の一周期T当たりにおい� ��、電圧ベクトルV0,V4,V6の期間を値d0,d4,d6の比 で実現される。

 次に、デッドタイムの補償について説明す� ��。ここではu相の出力を例に採って説明する 。デッドタイムを無視して考えれば、スイッ チング素子Supは電圧ベクトルV0,V4,V6に対応し� ��それぞれ非導通、導通、導通し、スイッチ� ��グ素子Sunはスイッチング素子Supと相補的に� ��通/非導通する。デッドタイムを設けない場 合のスイッチング指令を、図3において指令Su p ^* ,Sun ^* で示す。指令Sup ^* が“1”/“0”(図では上辺/下辺で示される)を 採ることにより、対応するスイッチング素子 Supが(デッドタイムを設けない場合に)それぞ� ��導通/非導通する。指令Sun ^* とこれに対応するスイッチング素子Sunの導通 /非導通についても同様である。よって出力� �Puは、零電圧ベクトルV0以外でインバータ2が 採る電圧ベクトルV4,V6において直流電源線LH� �導通し続ける。

 まず図3を参照して、出力端Pu(図1参照)か� ��負荷電流が流れ出す向きを正にとり、負荷� ��流が正の場合におけるデッドタイムについ� ��考察する。出力電位Vuを、r相、s相、t相の� �大相の電位Vmax、中間相の電位Vmid、最小相の 電位Vmin(ここではそれぞれs相、r相、t相)とし て示した。デッドタイム中に流れる負荷電流 は、下アームの環流ダイオードを流れるので 、出力端Puは直流電源線LLに接続される。よ� �て出力電位Vuが電位Vmax,Vmidを採る期間はデッ ドタイム期間だけ、短くなる。

 このような出力電圧誤差を補償しつつもデ� ��ドタイムを確保するため、指令Sup ^* の立ち上がりからデッドタイムTdだけ遅延し� ��立ち上がり、指令Sup ^* の立ち下がりからデッドタイムTdと等しい期� ��Td’だけ遅延して立ち下がる指令Sup ^** が採用される。またデッドタイムTdを確保す� ��ため、指令Sun ^* の立ち下がりのタイミングで立ち下がり、出 力電圧誤差を補償するために指令Sun ^* の立ち上がりから時間Td+Td’(=2Td)だけ遅延し� ��立ち上がる指令Sun ^** が採用される。そして指令Sup ^** ,Sun ^** が、それぞれスイッチング素子Sup,Sunの導通/� ��導通を制御する。

 このようなデッドタイムTdについての補� �は非特許文献4で示唆されており、本実施の� ��態においても有効である。電位Vuが中間相� �電位Vmidをとる期間は、その開始するタイミ� ��グがデッドタイムTdを設けることによって� �延するが、終了するタイミングも上記の補� �によってデッドタイムと同期間で遅延する� �よってこの期間の長さは補償される。最大� �の電位Vmax、最小相の電位Vminを採る期間につ いても同様である。

 更に、通常、デッドタイムTdは短く、通� �は下記の関係が成立する。

 よって上記のように非特許文献4で示唆され るデッドタイムTdの補償を本実施の形態にお� ��て採用した場合、この補償が期間Tr,Tsの境� �を跨ぐことがない。よって期間Trにおいて発 生するデッドタイムTdの補償は期間Tr内に収� �り、期間Tsにおいて発生するデッドタイムTd� ��補償は期間Ts内に収まる。従って、直流リ� �クに流れる電流(具体的には直流電源線LL,LH� �流れる電流)の、デッドタイムに起因した入� ��電流の歪みも原理的に除去できる。しかも� ��指令Sup ^** が立ち上がるタイミングや指令Sun ^** が立ち下がるタイミングは、指令Sup ^* が立ち上がるタイミングや指令Sun ^* が立ち下がるタイミング、即ち指令値drt+dst� �d0,drt(1-d0)を基準として採用できるので、複� �な演算なく指令Sup ^** ,Sun ^** を生成することができる。

 図3には直流リンクに流れる電流Idcを示し た。上述のように、零電圧ベクトルの期間Ts0 ,Tr0の比は、期間Ts,Trの比に等しくなる。よっ てスイッチ素子Ssp,Srpのそれぞれの導通によ� �て流れるべきであるが零電圧ベクトルの期� �に起因して電流が流れなかった期間は、ス� �ッチ素子Ssp,Srpのデューティdst,drtの比で期間 Ts,Trに配分される。更に、電流Idcが流れ始め� ��タイミングはデッドタイムTdによって遅延� �、流れ終わるタイミングはデッドタイムの� �償によって遅延するので、電流Idcが流れる� �間はデッドタイムを設けない場合と同じ長� �となる。よってデッドタイムを設ける場合� �デッドタイムの補償は、デッドタイムに起� �する入力電流の歪みを除去する上に、零電� �ベクトルに起因する入力電流の歪みを除去� �る方法を妨げない。

 次に図4を参照して、負荷電流が負の場合 におけるデッドタイムについて考察する。こ の場合にデッドタイム中に流れる負荷電流は 、上アームの環流ダイオードを流れるので、 出力端Puは直流電源線LHに接続される。よっ� �出力電圧Vuが電位Vmax,Vmidを採る期間がデッド タイム期間だけ長くなる。

 このような出力電圧誤差を補償しつつもデ� ��ドタイムを確保するため、指令Sup ^* の立ち上がりから、デッドタイムTdと、これ� ��等しい期間Td’との和だけ遅延して立ち上� �り、指令Sup ^* の立ち下がりで立ち下がる指令Sup ^** が採用される。また、出力電圧誤差を補償す るために指令Sun ^* の立ち下がりのタイミングから期間Td’で立� ��下がり、デッドタイムを確保するために指� ��Sun ^* の立ち上がりからデッドタイムTdだけ遅延し� ��立ち上がる指令Sun ^** が採用される。そして指令Sup ^** ,Sun ^** が、それぞれスイッチング素子Sup,Sunの導通/� ��導通を制御する。

 このようなデッドタイムTdについての補� �も非特許文献4で示唆されており、本実施の� ��態においても有効である。中間相の電位Vmid をとる期間は、その終了するタイミングはデ ッドタイムTdを設けることによって遅延する� ��しかしスイッチ素子Sunの導通期間を遅延さ� ��ることにより、負荷電流を下アームに流し� ��出力端Puを直流電源線LLに接続するので、電 圧Vuが中間相の電位Vmidをとる期間はデッドタ イムと同期間で遅延する。よって電位Vuが中� ��相の電位Vmidをとる期間の長さは補償される 。電位Vuが最大相の電位Vmax、最小相の電位Vmi nを採る期間についても同様である。

 これにより電流Idcが流れる期間も補償さ� ��、入力電流の歪みが低減されるのみならず� ��零電圧ベクトルに起因する入力電流の歪み� ��除去する方法を妨げない。

 なお、デッドタイムTdの存在により電圧� �クトルV0,V4を採る期間は変動し、図3及び図4� ��は当該期間をそれぞれ符号V0’,V4’で示し� �。図3では期間Trで期間V4’が一つ消失してい るが、これは図面においてたまたま(T/2)・drt� ��d4がデッドタイムTdと等しいことが原因であ って、必然的に消失するものではない。図4� �も期間Tr,Tsのそれぞれで期間V4’が一つずつ� ��失しているが、これも図面における偶発的� ��ものであり、必然的に消失するものではな� ��。

 第2の実施の形態.
 図5及び図6は本実施の形態の第2の実施の形� ��におけるスイッチング動作を示すタイミン� ��チャートである。本実施の形態では第1の実 施の形態と比較して、デッドタイムの補償の 手法のみが異なる。よって零電圧ベクトルに 起因する入力電流の歪みの除去については説 明を省略する。

 本実施の形態ではデッドタイムの設定及� ��その補償を、インバータで採用するキャリ� ��C2の指令値を修正することで実現する。

 第1の実施の形態と同様に、まず図5を用� �て、出力端Puから負荷電流が流れ出す場合(� �荷電流が正の場合)におけるデッドタイムに� ��いて考察する。この場合には第1の実施の形 態で説明したように、デッドタイムにおいて 出力端Puが直流電源線LLと接続されるので、� �ッドタイムを単純に設ける場合と比較して� �位Vuが中間相の電位Vmidや最大相の電位Vmaxを� ��る期間をデッドタイムの期間だけ延長する� ��償が必要となる。

 この場合、本実施の形態では第1の実施の形 態では指令値として採用されていた値drt+dst� �d0を基準値とし、当該基準値から所定の修正 値δだけ小さい値drt+dst・d0-δを第1指令値とす る。また第1の実施の形態では指令値として� �用されていた値drt(1-d0)を基準値とし、当該� �準値よりも修正値δだけ大きい値drt(1-d0)+δを 第2指令値として採用する。今、キャリアC2に ついてもキャリアC1と同様に、その最小値を0 ,最大値を1としているので、三角波の傾斜の� ��対値は2/Tである。よってデッドタイムを考� ��しない場合に指令Sup ^* が“1”となる(つまり指令Sun ^* が“0”となる)期間は、第1の実施の形態のそ れよりも、開始がδ=δ・T/2>0だけ早くなり� �終了がδだけ遅くなる。

 デッドタイムTdを設けるべく指令Sup ^* ,Sun ^* のそれぞれの立ち上がりが遅延した指令Sup ^** ,Sun ^** を生成する。よって指令Sup ^** が立ち上がるタイミングは、キャリアC2が指� ��値drt+dst・d0や、指令値drt(1-d0)を採るタイミ� ��グでインバータがスイッチングする場合と� ��較して(Td-δ)で遅延する。また指令Sup ^** が立ち下がるタイミングは、キャリアC2が指� ��値drt+dst・d0や、指令値drt(1-d0)を採るタイミ� ��グでインバータがスイッチングする場合と� ��較してδで遅延する。よって(Td-δ)=δとなる� ��うに、即ちδ=Td/2(即ちδ=Td/T)に選定すること により、スイッチSupが導通する期間の長さ(� �流Idcが流れる期間の長さ)をキャリアC2が指� �値drt+dst・d0以上あるいは指令値drt(1-d0)以下� �採る期間の長さと等しくすることができる� �よってデッドタイムの存在に拘わらず、電� �Vuが中間相の電位Vmidを採る期間の長さもキ� �リアC2が指令値drt+dst・d0以上を採る期間の長 さと等しくすることができる。同様に、電位 Vuが最大相の電位Vmaxを採る期間の長さもキャ リアC2が指令値drt(1-d0)以下を採る期間の長さ� ��等しくすることができる。

 次に図6を用いて、出力端Puから負荷電流� ��流れ込む場合(負荷電流が負の場合)におけ� �デッドタイムについて考察する。この場合� �は第1の実施の形態で説明したように、デッ� ��タイムにおいて出力端Puが直流電源線LHと接 続されるので、デッドタイムを単純に設ける 場合と比較して電位Vuが中間相の電位Vmidや最 大相の電位Vmaxを採る期間をデッドタイムの� �間だけ短縮する補償が必要となる。

 本実施の形態では、この場合も基準値drt+ dst・d0から所定の修正値δだけ小さい値drt+dst� ��d0-δを第1指令値とし、基準値drt(1-d0)よりも� ��正値δだけ大きい値drt(1-d0)+δを第2指令値と� ��て採用する。但し修正値の絶対値は負荷電� ��が正の場合と同様にTd/Tであるが、負の値を 採る(δ=-Td/T<0)。

 これにより指令Sun ^** が立ち下がるタイミングは、キャリアC2が指� ��値drt+dst・d0や、指令値drt(1-d0)を採るタイミ� ��グでインバータがスイッチングする場合と� ��較してδで遅延する。また指令Sun ^** が立ち上がるタイミングは、キャリアC2が指� ��値drt+dst・d0や、指令値drt(1-d0)を採るタイミ� ��グでインバータがスイッチングする場合と� ��較して(Td-δ)で遅延する。よってδ=Td/2に選� �することにより、スイッチSunが非導通する� �間の長さ(電流Idcが流れる期間の長さ)をキャ リアC2が指令値drt+dst・d0以上あるいは指令値d rt(1-d0)以下を採る期間の長さと等しくするこ� ��ができる。

 以上のようにして、第2の実施の形態では デッドタイムを考慮しない場合の指令値を基 準値とし、当該基準値に対して修正値を加減 するので、複雑な演算処理を必要とせずに、 デッドタイムを設けつつこれに起因する出力 電圧誤差を除去し、デッドタイム及び零電圧 ベクトルのいずれに起因する入力電流の歪み も除去することができる。

 デッドタイムTdの存在により電圧ベクト� �V0,V4を採る期間は変動し、当該期間をそれぞ れ符号V0’,V4’で図示した。期間V4’の消失� �ついては第1の実施の形態で説明したとおり� ��必然的なものではない。

 デッドタイムの存在を考慮した零電圧ベ� ��トルV0’を用いて、本実施の形態における� �ンバータ2のスイッチング態様は、出力端Pu� �ら負荷電流が流れ出す向きを正にとり、負� �電流が正の場合におけるデッドタイムにつ� �て考察する。キャリアC2が指令値drt(1-d0)+δ乃 至指令値drt+dst・d0-δを採る期間において零電 圧ベクトルV0’が採用される、と説明するこ� ��ができる。そして修正値δの符号及び絶対� �が上述のようにして選定されれば、デッド� �イムが補償されることになる。

 第3の実施の形態.
 図7及び図8は本実施の形態の第3の実施の形� ��におけるスイッチング動作を示すタイミン� ��チャートである。本実施の形態では第2の実 施の形態と比較して、キャリアの波形を鋸歯 波とした点で異なる。インバータの指令値を 修正してデッドタイムによる影響を補償する 点で第2の実施の形態と共通するが、キャリ� �の波形を鋸歯波とした点で異なる。

 コンバータ1の転流に用いるキャリアC3と� ��ンバータ2のスイッチングに用いるキャリア C4とは同じものを用いる。図7及び図8では、� �ンバータ2の指令値を詳細に示すためにキャ� ��アC4をキャリアC3よりも縦軸方向に拡大して 示しているが、いずれも最小値を0,最大値を1 として示している。

 本実施の形態でもスイッチ素子Stnが導通� ��ている状態におけるスイッチ素子Srp,Sspの排 他的な導通を考えるので、指令値はスイッチ 素子Srp,Sspが導通するデューティに基づいて� �定される。キャリアC3の傾斜は時間に対して 線形であるので、スイッチ素子Srpにキャリア C3が値0~drtをとる場合に導通させ、スイッチ� �子SspにキャリアC3が値drt~1をとる場合に導通� ��せれば、その導通期間は上記デューティに� ��応することとなる。よって第3の実施の形態 でも、第1及び第2の実施の形態で用いたキャ� ��アC1と同様に、キャリアC3に対する指令値と して値drtを採用する。

 このようなスイッチングの採用により、� ��ャリアC3の一周期Tは、値drt以上を採る期間T sと、値drt以下を採る期間Trに区分され、それ ぞれdst・T、drt・Tで計算されることになる。

 コンバータ1が転流する前後ではキャリア C3の傾斜が一定であるか、若しくはキャリアC 3が最小値と最大値の間を遷移する際にコン� �ータが転流する。

 そして本実施の形態においても、まずデ� ��ドタイムを考慮しない場合のキャリアC4の� �令値を、値drtを基準値とし、当該基準値よ� �も大きい側と小さい側のそれぞれにおいて� �ける。

 但し、キャリアC3は鋸歯波を採用するの� �、インバータ2のスイッチング態様が零電圧� ��クトルを採用する手法が第1及び第2の実施� �形態とは異なる。図3に示されたキャリアC2� �時間に対して負の傾斜を呈する区間が、キ� �リアC4の傾斜する区間に相当する。そしてキ ャリアC2においては、この区間の両端でイン� ��ータ2が電圧ベクトルV6(110)を採っていた。

 よって本実施の形態ではインバータ2のス イッチングにおいて、第1及び第2の実施の形� ��と同様にして一対の電圧ベクトルV4(100)の間 に挟まれる零電圧ベクトルV0(000)を採用する� �みならず、一対の電圧ベクトルV6(110)の間に� ��まれる零電圧ベクトルV7(111)をも採用する必 要がある。異なる電圧ベクトルが隣接する期 間に設けられる場合、二つの電圧ベクトルの 遷移は通常、一つのアームのスイッチングの みで実行されるからである。

 このため、本実施の形態においてはまず� ��ッドタイムを考慮しない場合のキャリアC4� �指令値を基準値とし、基準値drtよりも大き� �側と小さい側のそれぞれにおいて、以下の� �うに設ける。具体的にはキャリアC4が基準値 drtから最大値(=1)への間をd0と(d4+d6)とd7(=1-d0-d4 -d6)の比でこの順に内分する基準値(drt+dst・d0) ,(drt+dst(d0+d4+d6))を設定する。また基準値drtか� ��最小値(=0)への間をd0と(d4+d6)とd7との比でこ� ��順に内分する基準値drt(1-d0),drt(1-d0-d4-d6)を設 定する。

 これにより、第1の実施の形態と同様にし て零電圧ベクトルV0は期間Ts,Trにおいて、そ� �ぞれT・dst・d0,T・drt・d0となり、値dst,drtの比 で按分される。これと同様に、零電圧ベクト ルV7も期間Ts,Trにおいて、それぞれT・dst・d7,T ・drt・d7となり、値dst,drtの比で按分される。 期間Ts,Trの比も値dst,drtの比となる。よって上 記の基準値(drt+dst・d0),(drt+dst(d0+d4+d6)),drt(1-d0), drt(1-d0-d4-d6)を指令値として採用すれば、電流 が流れない期間は、期間Ts,Trのそれぞれにお� ��て、それぞれの期間の長さに比例して発生� ��、零電圧ベクトルに起因する入力電流の歪� ��は除去される。

 なお、出力端Puは、零電圧ベクトルV0,V7以 外でインバータ2が採る電圧ベクトルV4,V6にお いて直流電源線LHと導通し続ける。また出力� ��Pwは、零電圧ベクトルV0,V7以外でインバータ 2が採る電圧ベクトルV4,V6において直流電源線 LLと導通し続ける。

 さて、デッドタイムを考慮する場合には� ��基準値(drt+dst・d0),(drt+dst(d0+d4+d6)),drt(1-d0),drt( 1-d0-d4-d6)に対して修正量δを加減しなければ� �らない。しかも、零電圧ベクトルV0,V7の二種 存在するので、出力電圧の誤差は二相の通電 状態によって決定される。

 図7はu相の出力端Puに流れる負荷電流が正で あり、w相の出力端Pwに流れる負荷電流が負の 場合について図示した。この場合、指令Sup ^** ,Sun ^** は図5のキャリアC2の傾斜が負の領域と同様に すべきである。よって修正量δを正として、� ��準値(drt+dst・d0),drt(1-d0)に加減し、指令値(drt +dst・d0)-δ,drt(1-d0)+δを得る。また指令Swp ^** ,Swn ^** は図6のキャリアC2の傾斜が負の領域と同様に すべきである。よって修正量δを負として、� ��準値(drt+dst(d0+d4+d6)),drt(1-d0-d4-d6)に加減し、� �令値(drt+dst(d0+d4+d6))-δ,drt(1-d0-d4-d6)+δを得る。

 図8はu相の出力端Puに流れる負荷電流が負で あり、w相の出力端Pwに流れる負荷電流が正の 場合について図示した。この場合、指令Sup ^** ,Sun ^** は図5のキャリアC2の傾斜が正の領域と同様に すべきである。よって修正量δを負として、� ��準値(drt+dst・d0),drt(1-d0)に加減し、指令値(drt +dst・d0)-δ,drt(1-d0)+δを得る。また指令Swp ^** ,Swn ^** は図6のキャリアC2の傾斜が正の領域と同様に すべきである。よって修正量δを正として、� ��準値(drt+dst(d0+d4+d6)),drt(1-d0-d4-d6)に加減し、� �令値(drt+dst(d0+d4+d6))-δ,drt(1-d0-d4-d6)+δを得る。

 本実施の形態でも、デッドタイムTdを補� �するためにはδ=Td/2となる。但し、キャリアC 2の傾きの絶対値が2/Tであったのに対し、キ� �リアC4の傾きの絶対値は1/Tであるので、δ=δ� ��Tとなる。よって修正値δの絶対値はTd/2Tと� �る。

 デッドタイムTdの存在により電圧ベクト� �V0,V4,V6,V7を採る期間は変動し、当該期間をそ れぞれ符号V0’,V4’,V6’,V7’で図示した。デ� ��ドタイムの存在を考慮した零電圧ベクトルV 0’、V7’を用いることで、本実施の形態にお けるインバータ2のスイッチング態様は以下� �ように説明することができる。キャリアC4が 指令値drt(1-d0)+δ乃至(drt+dst・d0)-δを採る期間� ��おいては零電圧ベクトルV0が採用される。� �ャリアC4が指令値(drt+dst(d0+d4+d6))-δ以上又は� �令値drt(1-d0-d4-d6)+δ以下を採る期間において� �零電圧ベクトルV7が採用される。そして修正 値δの符号及び絶対値が上述のようにして選� ��されれば、デッドタイムが補償されること� ��なる。

 以上のようにして、第3の実施の形態にお いても、第2の実施の形態と同様に、デッド� �イムを考慮しない場合の指令値を基準値と� �、当該基準値に対して修正値を加減するの� �、複雑な演算処理を必要とせずに、デッド� �イムを設けつつこれに起因する出力電圧誤� �を除去し、デッドタイム及び零電圧ベクト� �のいずれに起因する入力電流の歪みも除去� �ることができる。

 第4の実施の形態.
 本実施の形態では、コンバータ1の転流のタ イミングを定め、インバータ2のスイッチン� �の指令値の基準となる値の、設定方法の一� �について説明する。

 電圧型インバータでは零電圧ベクトルを� ��用する場合を除き、一つの相についてはハ� ��アーム側のスイッチング素子が導通し、他� ��一つの相についてはローアーム側のスイッ� ��ング素子が導通し、残りの一つの相につい� ��はハイアーム側のスイッチ素子と、ローア� ��ム側のスイッチ素子とが交互に導通する(デ ッドタイムを除く)。

 よって電圧型インバータでの電圧指令の� ��形は、常にいずれか一つの相の電圧指令が� ��ャリアの最大値を採り、他の一つの相の電� ��指令がキャリアの最小値を採る。そして残� ��の一つの相の電圧指令がキャリアの最小値� ��最大値との間の値を採り、他の二つの相に� ��する中間相として把握できる。

 図9はかかる電圧指令Va ^* ,Vb ^* ,Vc ^* を例示するグラフである。電圧指令Va ^* ,Vb ^* ,Vc ^* はそれぞれ360度周期であって相互に120度ずれ ており、120度で連続する平坦区間の一対と、 これら一対の平坦区間をつなぐ60度の傾斜領� ��の一対を有する台形波を呈する。ここでは� ��圧指令Va ^* ,Vb ^* ,Vc ^* の最小値、最大値としてそれぞれ値-1,1を採� �する場合を例示した。図9において例えば位� ��角0~60度において電圧指令Vb ^* は中間相であり、このときに電圧指令Va ^* ,Vc ^* がそれぞれ値1,-1を採ることに鑑みれば、電� �指令Vb ^* は値-1,1を(1+Vb ^* ),(1-Vb ^* )で内分することがわかる。

 他方、第1の実施の形態で説明したように、 キャリアC2はインバータ2の指令値と比較され 、インバータ2は電圧形であるので、電圧ベ� �トルV0,V4,V6,V4がこの順に繰り返されるための 指令値を生成するには、値d0,d0+d4,d0+d4+d6=1を� �る出力電圧指令信号Vu ^* ,Vv ^* ,Vw ^* と、基準値drtが必要となる(値dstは1-drtで求め られる)。

 そこで、台形波電圧指令Va ^* ,Vb ^* ,Vc ^* で示された波形をそれぞれr相,s相,t相につい� ��の電圧指令Vr ^* ,Vs ^* ,Vt ^* として採用し、そのうちの中間相を検出する 。キャリアC1,C2のいずれも最小値、最大値を0 ,1としたので、当該中間相の値に1/2を乗じて1 /2を加算して、インバータ2の基準値(図3に示� ��値drt)として採用する。具体的にはキャリア C2が当該基準値以上である期間と、当該基準� ��以下である期間とを、電圧ベクトルに応じ� ��値で内分する。

 またキャリアC1が上記中間相の値を採る時� �を、コンバータ1の転流のタイミングとする� ��これにより、上記実施の形態で説明された� ��うに、コンバータ1のPWM制御用のキャリアC1� ��、インバータ2のPWM制御用のキャリアC2とに� ��じ波形を採用することができる。以下、電� ��指令Vr ^* ,Vs ^* ,Vt ^* をキャリアC1との比較対照に採用しつつも、� ��ャリアC1が電圧指令Vr ^* ,Vs ^* ,Vt ^* の中間相の値を採るタイミングでコンバータ 1が転流することについて説明する。

 図10はスイッチ指令Srp ^* ,Ssp ^* ,Stp ^* ,Srn ^* ,Ssn ^* ,Stn ^* ,Sup ^** ,Svp ^** ,Swp ^** ,Sun ^** ,Svn ^** ,Swn ^** を得るための制御回路3を示すブロック図で� �る。スイッチ指令Srp ^* ,Ssp ^* ,Stp ^* ,Srn ^* ,Ssn ^* ,Stn ^* は、それぞれコンバータ1のスイッチ素子Srp,S sp,Stp,Srn,Ssn,Stnの導通/非導通を指示し、スイ� �チ指令Sup ^** ,Svp ^** ,Swp ^** ,Sun ^** ,Svn ^** ,Swn ^** は、それぞれインバータ2のスイッチ素子Sup,S vp,Swp,Sun,Svn,Swnのデッドタイムを考慮した導通 /非導通を指示する。

 コンバータ1を制御する部分(以下「コンバ� �タ制御部」)は、台形波状電圧指令信号生成� ��11を有しており、ここでキャリアC1と比較さ れる台形波状電圧指令信号Vr ^* 、Vs ^* 、Vt ^* が生成される。インバータ2を制御する部分(� ��下「インバータ制御部」)は、台形波状電圧 指令信号生成部21を有しており、ここでキャ� ��アC2と比較される台形波状電圧指令信Vu ^* 、Vv ^* 、Vw ^* が生成される。

 中間相検出部14は台形波状電圧指令信号Vr ^* 、Vs ^* 、Vt ^* の中間相を検出し、最大相と中間相との差、 最小相と中間相との差、あるいは更に両者の 比を求める。ここではキャリアC2の振幅に整� ��させて台形波状電圧指令信号Vr ^* 、Vs ^* 、Vt ^* の最大振幅が1であり、図10では図3に即した� �作を記載しているので、|Vr ^* -Vt ^* |として値drtを求め、|Vs ^* -Vt ^* |として値dstを求めることができる。

 インバータ2制御部は、インバータ2の出力� �圧についての指令値たる電圧指令Vu ^* ,Vv ^* ,Vw ^* を生成する出力電圧指令信号生成部21を有し� ��いる。ここでは台形波状電圧指令信号Vu ^* 、Vv ^* 、Vw ^* の最大振幅を、キャリアC2の振幅に整合させ� ��1とする。もちろん、キャリアC1,C2の振幅は� ��ずしも1である必要はなく、その振幅に比例 させて台形波状電圧指令信号Vr ^* 、Vs ^* 、Vt ^* 、Vu ^* 、Vv ^* 、Vw ^* の最大振幅を決定できる。

 インバータ2制御部は、コンバータ制御用の 台形波状電圧指令信号Vr ^* 、Vs ^* 、Vt ^* の中間相から求められた値で電圧指令Vu ^* ,Vv ^* ,Vw ^* をそれぞれ補正する第1補正部22、第2補正部23 を有している。

 第1補正部22からの出力はキャリアC2が値dr t以上を採る領域(キャリアC1とキャリアC2とは 同じなので、換言すれば期間Tsにおけるキャ� ��アC2の領域)における指令値を、第2補正部23� ��らの出力はキャリアC2が値drt以下を採る領� �(キャリアC1とキャリアC2とは同じなので、換 言すれば期間TrにおけるキャリアC2の領域)に� ��ける指令値を、それぞれ示すこととなる。

 具体的には、図3の場合を例にとって、イン バータ2においてはスイッチ素子Swnが導通し� �スイッチ素子Swpが非導通の状態であるので� �電圧指令Vu ^* ,Vv ^* ,Vw ^* はそれぞれd0,d0+d4,1となる。よって期間Tsにお けるキャリアC2に対する指令値drt+dst・d0,drt+ds t(d0+d4),drt+dst(=1)を得るためには、電圧指令Vu ^* ,Vv ^* ,Vw ^* のそれぞれに対して値dstを乗じて更に値drtと の和を採ればよい。このことを図10では「drt+ dst・V ^* 」として示した。ここで記号V ^* は電圧指令Vu ^* ,Vv ^* ,Vw ^* を代表する表記である。もちろん、dst=1-drtで あることに鑑みて、drt(1-V ^* )+V ^* として指令値を求めてもよい。

 同様に、期間TrにおけるキャリアC2に対する 指令値drt(1-d0),drt(1-d0-d4),drt(1-d0-d4-d6)(=0)を得る ためには、電圧指令Vu ^* ,Vv ^* ,Vw ^* のそれぞれを1から減じて更に値drtを乗じれ� �よい。このことを図10では「drt(1-V ^* )」として示した。

 このようにして得られた6個の指令値は比較 部24においてキャリアC2と比較される。スイ� �チ素子Sup,Svp,Swp,Sun,Svn,Swnは期間Tr,Tsのそれぞ� ��において電圧ベクトルV0,V4,V6,V4を構成する� �イッチングを行う。例えばu相について言え� ��、スイッチ素子Sup,Sunが期間Tr,Tsのそれぞれ� ��おいてスイッチングする。よって上記の比� ��結果は相毎に論理和が求められて、スイッ� ��指令Sup ^** ,Svp ^** ,Swp ^** ,Sun ^** ,Svn ^** ,Swn ^** が求められる。斯かる論理和の演算は論理和 演算部25において行われる。

 さて、コンバータ制御部は比較部12を有し� �おり、ここで台形波状電圧指令信号Vr ^* 、Vs ^* 、Vt ^* とキャリアC1とが比較される。この比較結果� ��、スイッチ指令Srp ^* ,Ssp ^* ,Stp ^* ,Srn ^* ,Ssn ^* ,Stn ^* との関係について以下に述べる。

 前掲した非特許文献5には、電圧形インバ ータの相電圧と電流形インバータの相電流と の双対性、及び電圧形インバータの線間電圧 と電流形インバータの相電流との双対性に鑑 みて、線電流指令値に基づくスイッチングと 相電流指令値に基づくスイッチングとの対応 関係について教示している。

 図11はここで検討するインバータの構成� �示す回路図である。当該インバータは、コ� �バータ1のスイッチングについて検討するた� ��のものであり、インバータ2とは直接には関 係ないので、三相交流についてa相、b相、c相 との名称を採用する。当該インバータはa相� �ハイアーム側にスイッチ素子Sapを、ローア� �ム側にスイッチ素子Sanを、それぞれ有して� �る。当該インバータは同様にして、b相にお� ��てスイッチ素子Sbp,Sbnを、c相においてスイ� �チ素子Scp,Scnを、それぞれ有している。

 a相の線電流iaは、a相-c相間の相電流icaとb 相-a相間の相電流ibaとの差で求まるため、こ� ��らの一対の相電流を流すスイッチングを行� ��場合のみ、a相電流が流れる。他の相の線電 流についても同様である。そこで、相電流ijk が上アーム側のスイッチ素子に流れるか否か を記号Sjkで、下アーム側のスイッチ素子に流 れるか否かを記号SjkBで表すことにする。こ� �で記号j,kは相互に異なりつつも記号a,b,cを代 表し、記号Sjk,SjkBが二値論理“1”/“0”をと� ��ことで、相電流ijkが「流れる」/「流れない 」を示すこととする。

 インバータが相電圧指令とキャリアとの比� ��に基づいて線電流を流すときに、ハイアー� ��側のスイッチ素子Sjp、ローアーム側のスイ� ��チ素子Sjnの導通/非導通を制御するスイッチ 指令を、それぞれ記号Sj ⁺ ,Sj ^- で示すと、非特許文献5に示す内容は以下の� �うになる。

 ここで更に、電圧形インバータの相電圧と� ��流形インバータの相電流との双対性に鑑み� ��ば、上記の各式の右辺の論理値は、電圧形� ��ンバータでの相電圧とキャリアとの比較結� ��として得られることが分かる。非特許文献5 によれば、相電流ijkの指令値が相電圧Vjの指� ��値と対応する。よって記号Sjkの論理は相電� ��指令Vj ^* とキャリアとの比較によってスイッチ素子Sjp を導通させる論理と一致し、記号SjkBの論理� �相電圧指令Vj ^* とキャリアとの比較によってスイッチ素子Sjn を導通させる論理と一致する。

 今、図9で示された電圧指令Va ^* ,Vb ^* ,Vc ^* において位相角が0~60度にある場合を説明す� �。電圧指令Va ^* ,Vc ^* はそれぞれ値1,-1を採るので、Sac=1,SacB=0,Scb=0,S cbB=1となる。これにより、Sa ⁺ =SbaB,Sb ⁺ =Sba,Sc ⁺ =Sa ^- =Sb ^- =0となる。

 記号SbaBの論理は相電圧指令Vbとキャリアと� ��比較によってスイッチ素子Sap,Sbpをそれぞれ 導通/非導通させる論理と一致し、記号Sbaの� �理は相電圧指令Vbとキャリアとの比較によっ てスイッチ素子Sbp,Sapをそれぞれ導通/非導通� ��せる論理と一致する。より具体的には、相� ��圧指令Vbがキャリア以下の場合にはスイッ� �素子Sapを導通させ、以上の場合にはスイッ� �素子Sbpを導通させる。そして記号Sa ⁺ 、Sb ⁺ は線電流を流すときにそれぞれスイッチ素子 Sap,Sbpを導通させる期間を示す。

 これを本願に即してみれば、a相,b相,c相を� �れぞれr相、s相、t相と読み替えて、電圧指� �信号Vs ^* がキャリアC1以下の場合にはスイッチ素子Srp� ��導通し、キャリアC1以上の場合にはスイッ� �素子Sspが導通する。キャリアC1の最小値が0� �あることに鑑みれば、電圧指令信号Vs ^* の値がスイッチ素子Srpを導通させる期間に相 当する。

 以上のことから電圧指令信号Vs ^* の値は、キャリアC2の指令値を求める際の基� ��値drtとなる。しかもコンバータ1のスイッチ 素子Srp,Sspを値drt,1-drtの比に比例する期間で� �互に導通させる転流のタイミングをキャリ� �C1の値として規定する。他の位相角において も同様に、電圧指令Vr ^* 、Vt ^* の値ついては上記の説明が妥当する。

 上述のようにして決定される電圧指令信号V r ^* ,Vs ^* ,Vt ^* とキャリアC1との比較によって得られた結果� ��比較部12から電流形ゲート論理変換部13へと 与えられ、式(7)で示された変換式に則った変 換が行われる。当該変換により、スイッチ指 令Srp ^* ,Ssp ^* ,Stp ^* ,Srn ^* ,Ssn ^* ,Stn ^* が求められる。

 第5の実施の形態.
 本実施の形態では、第4の実施の形態で説明 した電圧指令信号Vr ^* 、Vs ^* 、Vt ^* の望ましい波形についての一例を示す。

 上述のように、第4の実施の形態では電圧指 令信号Vr ^* 、Vs ^* 、Vt ^* として図9に例示された電圧指令Va ^* ,Vb ^* ,Vc ^* (キャリアC1,C2の最小値、最大値をそれぞれ0,1 とする場合には、電圧指令Va ^* ,Vb ^* ,Vc ^* に1/2を乗じて1/2を加算する)を採用していた� �そしてこれらの波形はそれぞれ360度周期で� �って相互に120度ずれており、120度で連続す� �平坦区間の一対と、これら一対の平坦区間� �つなぐ60度の傾斜領域の一対を有する台形波 であった。そこで以下では60度の区間の傾斜� ��域の波形についての望ましい関数形につい� ��説明する。

 さて、上掲の非特許文献1においては、本願 ではスイッチ素子Srp,Sspとして示されるスイ� �チ素子を導通させる期間の比、即ち通流比� �望ましい関係について示している。そこで� �実施の形態ではまず、非特許文献1で示され� ��望ましい通流比について説明する。そして� ��の後、かかる通流比を実現するために、電� ��指令信号Vr ^* 、Vs ^* 、Vt ^* がどのような傾斜領域を有することになるの かについて説明する。

 図12は、コンバータ1の入力端Pr,Ps,Ptにそ� �ぞれ入力される相電圧Vr,Vs,Vtと、各相の通流 比(デューティー)と、直流電源線LH,LLの間の� �圧と、入力電流Ir,Is,Itを例示するグラフであ る。各相電圧Vr,Vs,Vtは、2つの相電圧が正で残 りの1つの相電圧が負である領域1と、2つの相 電圧が負で残りの1つの相電圧が正である領� �2の何れかの領域に区別される。そして、こ� ��ら領域1,2が位相角60度毎に交互に繰り返し� �れる。具体的には相電圧Vr,Vs,Vtは下記の式に 基づいている。

 コンバータの一つのスイッチング態様と� ��て、領域1,2のそれぞれにおいて、相電圧の� ��対値が最も大きい相(最大相もしくは最小相 )についてはスイッチ素子を常に導通させ、� �れ以外の2つの相(これらはいずれも最大相ま たは最小相とは極性が反対)については所定� �通流比でスイッチ素子を導通させる。

 通流比が正の場合はスイッチ素子Srp,Ssp,St pのデューティを示し、通流比が負の場合に� �スイッチ素子Srn,Ssn,Stnのデューティを示す。 上述で例示したように、最小相に対応する相 については直流電源線LLに接続されるスイッ� ��素子が常に導通するので通流比は-1であり� �最大相に対応する相については直流電源線LH に接続されるスイッチ素子が常に導通するの で通流比は1である。

 例えば位相角30度から90度までの領域は上 記の領域1に分類される。当該領域においてt� ��は最小相であり、相電圧の絶対値が最も大� ��く、かつその極性が負であるので、スイッ� ��素子Stnを常に導通させる。その他の相であ� ��r相,s相については、相電圧の極性が正であ� ��ので、スイッチ素子Srp,Sspをそれぞれ以下の 通流比drt,dstで排他的に導通させる。

 ただし、θr,θs,θtはそれぞれ相電圧Vr,Vs,Vt の位相であるので、θs=θr-2π/3,θts=θr+2π/3の� �係にある。

 また位相角90度から150度までの領域にお� �ては上記の領域2に分類される。当該領域に� ��いて、s相は最大相であり、その絶対値が最 も大きく、かつその極性が正であるので、ス イッチ素子Sspを常に導通させる。その他の相 であるr相、t相については、相電圧の極性が� ��であるので、スイッチ素子Srn,Stnをそれぞれ 以下の通流比で排他的に導通させる(図12で負 となる通流比は相電圧の極性が負であること を示している)。

 なお、位相角が60度ごとの領域において� �常に導通させるスイッチ素子と、相互に排� �的に切り替えて導通させるスイッチ素子と� �表1に示す。

 最大相もしくは最小相に対応するスイッ� ��素子は常に導通するので、直流電源線LH,LL� �間に印加される電圧(以下、「直流リンク電� ��」と呼ぶ)としては、最大相と最小相との間 の線間電圧Emaxと、最小相と中間相(領域1)又� �最大相と中間相(領域2)との間の線間電圧Emid� ��2つの電圧が得られる。また、直流リンク電 圧の平均値Vdcは、各々の通流比を乗じること により得られ、次のように表され、上記の通 流比でスイッチングすることにより、直流リ ンク電圧は脈流状の電圧波形となる。

 インバータ2側においては、この電圧Vdcを 入力として用いて制御を行う。インバータ2� �では脈流分を補償するように電圧制御を行� �ため、通電時間には脈流分cosθinが乗じられ� ��。また、インバータ2の負荷は誘導性である ので、電流源として把握できる。よって直流 電源線LH,LLを流れる電流idc_avgは、インバータ の出力電流の振幅をI0として、k・I0・cosψ・co sθinで示される。但し、kは変調率であって0&l t;k<√3/2、ψは出力電圧と出力電流の位相差 である。

 コンバータ1側では一相が導通状態であり 、二相が各々の通流比でスイッチングするた め、例えば位相角30度から90度の領域におい� �、各相の入力電流ir,is,itは、次のように表さ れる。

 その他の位相角についても同様の結果と� ��り、以って図3に示すように入力電流ir,is,it� ��正弦波とすることができる。

 上記通流比は、相電圧Vr、Vs、Vtの対象性� ��ら、領域1,2のそれぞれにおいて個別に位相� ��φ(0≦φ≦π/3)を導入すれば、傾斜領域の波� �の絶対値は、各相の傾斜領域に対して共通� �表現できる。ここでは30≦θ≦90の領域1を考� ��の対象として傾斜領域の波形を導く。この� ��域ではφ=θ-π/6の関係が成立するので、位相 角φが増大するとともに通流比が増大する傾� ��領域ではその通流比は

と表される。同様にして位相角φが増大す� ��とともに通流比が減少する傾斜領域ではそ� ��通流比は(1+√3tan(φ-π/6))/2と表される。

 よって電圧指令信号Vr ^* 、Vs ^* 、Vt ^* の傾斜領域は、その始期を基準とする位相各 φを導入して、上記通流比を以て表現するこ� ��ができる。例えば図9を参考にして、b相をs� ��と読み替えて、電圧指令信号Vs ^* は下記のように表される。

 他の相についても同様である。もちろん� ��キャリアC1の振幅、中央値が異なれば上記� �表現も異なる。例えばキャリアC1の最小値及 び最大値をそれぞれm,Mとするとその振幅は(M- m)/2,中央値は(M+m)/2となるので、台形波は下記 で示される。

 例えばキャリアC1の最小値及び最大値が� �れぞれ-1,1であれば、傾斜領域のうち、位相� ��の増大と共に増大する領域においては当該� ��形波は√3tan(φ-π/6)をとり、位相角の増大と 共に減少する領域においては当該台形波は-� �3tan(φ-π/6)をとる。

 第6の実施の形態.
 本実施の形態では、第5の実施の形態で説明 した電圧指令信号Vr ^* 、Vs ^* 、Vt ^* を得るための簡単な演算について説明する。 ここでは特許文献2で記載された手法を用い� �更に処理を追加して電圧指令Vr ^* 、Vs ^* ,Vt ^* を求める。具体的には図10を参照して、台形� ��状電圧指令信号生成部11はr相の波形Vrを電� �同期信号として入力する。これに基づき、� �圧指令信号の元となる電圧波形を求める。� �体的には各相の電圧波形は下記のように示� �れる(図12の相電圧参照)。

 次に、これらの三相の中間相の1/2をそれ� ��れに加える。例えば位相角0度から60度にお� ��ては、中間相はr相である。よってこの位相 角の範囲で、新たな電圧波形Vr’、Vs’,Vt’� �

が得られる。ここでVr+Vs+Vt=0を用いた。図13 は電圧波形Vr’、Vs’,Vt’を示すグラフであ� �、Vm=1/√3とした。

 直流リンク電圧Vdcの高電位側の包絡線(以 下、脈流電圧Vlinkと呼ぶ)は、最大相と最小相 の電圧差であり、位相角0度から60度において は、線間電圧Vrtである。よってこの位相角の 範囲で下式が成立する。

 よって式(17)、(18)から下式が得られる。

 そして更に処理を追加する。具体的には� ��圧波形Vr’で電圧波形Vr’,Vs’,Vt’を正規化 する。これにより、下記の電圧波形Vr”,Vs”, Vt”が得られる。

 更にキャリアC1の最小値及び最大値がそ� �ぞれ0,1であることに鑑みて、これらの波形� �大きさを半分に縮小し、かつ最小値及び最� �値をそれぞれ0,1にする。具体的には電圧波� �Vs”,Vt”を用いて下記の演算が行われる。

 式(21)は0度から60度において式(14)と一致す� �。つまり上記の処理によって台形波状電圧� �令信号Vs ^* が得られたことがわかる。

 つまり台形波状電圧指令信号生成部11は、� �源同期信号Vrを得て、三相の電圧波形を生成 し、その中間相の1/2を各波形に加算し、その 加算した結果を最大相で正規化する処理を行 って台形波状電圧指令信号Vs ^* を得る。他の相についても同様にして求めら れる。

 第7の実施の形態.
 本実施の形態では、コンバータ1の転流のタ イミングを定める、他の設定について説明す る。具体的には電流形コンバータ1のキャリ� �C1の指令値として電流値を採用する場合を説 明する。この場合、電流指令値としては、通 流比自体を採用すればよい。

 図12を参照して、位相角θが30度乃至90度� �区間(ここではt相のローアーム側スイッチ素 子値が常に導通しているので、t相の通流比� �-1として示されている)では、r相の通流比drt� ��s相の通流比dstとを、キャリアC1の指令値と� ��て採用すればよい。

 換言すれば三相の電流指令値のうち、絶� ��値が最大となる相以外の二相を抽出し、こ� ��をキャリアC1の指令値として採用すればよ� �。しかも当該二相の指令値が流通比そのも� �であるので、これらを第1補正部22、第2補正� ��23に与えればよい。

 このような処理のためには、例えば中間� ��検出部14を、上記二相を検出する機能を担� �処理部に置換する。

 傾斜領域での通流比は式(13)から求められ るので、台形波の傾斜の絶対値も、キャリア C1の最小値および最大値をそれぞれm,Mとして( (m+M)+√3・(M-m)・tan(φ-π/6))/2若しくは((m+M)-√3� ��(M-m)・tan(φ-π/6))/2として表すことができる� �

 このような台形波を得るために、例えば� ��形波状電圧指令信号生成部11を電流指令を� �成する処理部に置換する。電源同期信号Vrに 基づいて電流指令を生成するのである。

 但し、r相の電流指令値Ir ^* は電源同期信号Vrからπ/6ずらせる必要がある 。式(9)に示されるようにして通流比が求まる ので、図12に示されるように傾斜領域の基点� ��r相の基点から30度ずれるからである。この� ��うに位相をずらせる処理も、上記の電流指� ��を生成する処理部に担わせることができる� ��

 電圧指令の中間相を検出して電流形コン� ��ータ1の転流を行わせる場合には、式(7)に示 される変換が必要であったが、電流指令の二 相を検出して転流を行わせる場合には、式(7) の変換が不要となる。よって後者の場合には 、キャリアC1と電流指令との比較結果は、イ� ��バータ2の制御と同様に、論理和を演算する だけで足りる。

 マトリックスコンバータへの応用.
 上述の直接形電力変換器を仮想し、そのス� ��ッチング態様に基づいてマトリックスコン� ��ータのスイッチングを行うこともできる。

 図14はマトリックスコンバータの構成を� �示する構成図である。入力端Pr,Ps,Ptと、直接 形変換部MCVと、出力端Pu,Pv,Pwとを備えている� ��入力端Pr,Ps,Ptから入力される三相交流入力� �圧の振幅、周期の少なくとも何れかを変換� �て三相交流出力電圧として出力端Pu,Pv,Pwに出 力する。

 直接形変換部MCVは、スイッチ素子Sur,Sus,Su t,Svr,Svs,Svt,Swr,Sws,Swtを備えている。3つのスイ� ��チ素子Sur,Sus,Sutは、入力端Pr,Ps,Ptの各々と出 力端Puとの間に接続されている。3つのスイッ チ素子Svr,Svs,Svtは、入力端Pr,Ps,Ptの各々と出� �端Pvとの間に接続されている。3つのスイッ� �素子Swr,Sws,Swtは、入力端Pr,Ps,Ptの各々と出力� ��Pwとの間に接続されている。

 図15はこれらのスイッチ素子を制御する� �イッチ指令を生成する制御回路10を示すブロ ック図である。制御回路10は制御回路3に対し てゲート論理合成部33を追加した構成を有し� ��いる。

 直接形変換部MCVの制御については、図1に示 すコンバータ1、インバータ2を仮想する。そ� ��て上記の実施の形態と同様にして電流形ゲ� ��ト論理変換部12からスイッチ指令Srp ^* ,Ssp ^* ,Stp ^* ,Srn ^* ,Ssn ^* ,Stn ^* を、論理和演算部25からスイッチ指令Sup ^** ,Svp ^** ,Swp ^** ,Sun ^** ,Svn ^** ,Swn ^** を得る。

 そしてゲート論理合成部33は、スイッチ指� �Srp ^* ,Ssp ^* ,Stp ^* ,Srn ^* ,Ssn ^* ,Stn ^* ,Sup ^** ,Svp ^** ,Swp ^** ,Sun ^** ,Svn ^** ,Swn ^** から次の式により行列変換して、直接形変換 部MCVのスイッチ信号として出力する。スイッ チ信号S11,S12,S13,S21,S22,S23,S31,S32,S33は、それぞ� ��スイッチ素子Sur,Sus,Sut,Svr,Svs,Svt,Swr,Sws,Swtに� �いてのスイッチ信号である。

 よって上記実施の形態に基づいて、いず� ��も仮想的なコンバータ1及びインバータ2を� �作させるので、直接形変換部MCVのスイッチ� �グによっても、本電力変換装置においても3� ��の出力端Pu,Pv,Pwに生じる零電圧や、デッド� �イムに起因して生じる入力端Pr,Ps,Ptにおける 電流の歪みを抑制することができる。

 この発明は詳細に説明されたが、上記し� ��説明は、すべての局面において、例示であ� ��て、この発明がそれに限定されるものでは� ��い。例示されていない無数の変形例が、こ� ��発明の範囲から外れることなく想定され得� ��ものと解される。