Stromrichter und Verfahren zum Betrieb eines Stromrichters

Die Erfindung betrifft einen Stromrichter zur elektrischen Wandlung zwischen einer ersten und mindestens einer zweiten Spannung, wobei der Stromrichter wenigstens zwei Halbleiter- schalter umfasst , die eine Halbbrücke bilden und wobei der Stromrichter ein LC-Filter umfasst . Ferner betrifft die Er- findung ein Betriebsverfahren für einen solchen Stromrichter .

Stromrichter mit nachgeschaltetem LC-Filter werden häufig zum Betrieb eines elektromagnetischen Aktors , beispielsweise ei- ner drehenden elektrischen Maschine eingesetzt . Sie werden auch als netzspeisende oder netzgespeiste Umrichter verwen- det . Im einfachsten Fall umfasst der Stromrichter zwei seri- ell zu einer Halbbrücke zusammengeschaltete Halbleiterschal- ter, die mit einer Pulsweiten-Modulation betrieben werden und so eine Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung umwandeln . Für den häufigen Fall eines dreiphasigen Betriebs können drei Halbbrücken mit jeweils zwei Halbleiterschaltern zur Erzeu- gung eines Dreiphasensystems verwendet werden .

Für den Betrieb eines dreiphasigen Elektromotors kann der Stromrichter auch als dreiphasiger Frequenzumrichter aufge- baut und betrieben werden . Durch eine entsprechende Ansteue- rung der Halbleiterschalter wird in diesem Fall ein variabel- frequentes Dreiphasensystem erzeugt , mit dem der Motor oder das Netz gespeist wird .

Die Pulsweiten-Modulation kann prinzipiell mit einer festen Schaltfrequenz für die Halbleiterschalter arbeiten, wobei die feste Schaltfrequenz beispielsweise 5 kHz oder 30 kHz be- trägt . In diesem Fall werden die Halbleiterschalter teilweise unter Spannung eingeschaltet und die entstehenden Schaltver- luste in Kauf genommen . Alternativ ist es möglich, die Halbleiterschalter stets span- nungslos einzuschalten . Dadurch werden die auftretenden Schaltverluste deutlich reduziert . Zum spannungslosen Ein- schalten müssen die Schaltzeitpunkte der Halbleiterschalter für jeden Schaltvorgang geeignet gewählt werden, was basie- rend auf Berechnungen und/oder Messungen erfolgen kann . Die sich ergebenden Schaltzeitpunkte und die sich aus den Schalt- zeitpunkten ergebende Schaltfrequenz sind dabei unter anderem abhängig vom Betrag der erzeugten Ausgangsspannung des Strom- richters , der verwendeten Zwischenkreisspannung, dem Aus- gangsstrom und Bauteilkennwerten . Unter der Schaltfrequenz wird hierin die Frequenz verstanden, die sich aus zwei aufei- nanderfolgenden Schaltvorgängen desselben Typs - also zwei Einschaltvorgänge oder zwei Ausschaltvorgänge - und desselben Schalters ergibt . Liegen beispielsweise die Ausschaltzeit- punkte des oberen Halbleiterschalters 100 ps auseinander, entspricht das einer Schaltfrequenz von 10 kHz . Je nach Steu- erverfahren für die Halbleiterschalter kann diese Frequenz fest sein oder variieren .

Während die Schaltverluste dadurch deutlich reduziert werden, ist der sich ergebende Stromrippel erhöht . Unter Stromrippel wird hierin die Differenz zwischen Maximum und Minimum des Filterinduktivitätsstroms innerhalb einer Schaltperiode , die sich durch das hochfrequente Umschalten der anliegenden Span- nung ergibt , verstanden . Auch der Stromrippel sorgt für Ver- luste , beispielsweise Leitverluste in den Halbleiterschalter- schaltern, Verluste in den Filter- und Zwischenkreiskondensa- toren und Kern- und Wicklungsverluste in der magnetischen Komponente .

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Stromrichter und ein Verfahren zu dessen Betrieb anzugeben, mit denen die eingangs genannten Nachteile vermindert werden, insbesondere die auftretenden Verluste weiter gesenkt werden .

Diese Aufgabe wird durch einen Stromrichter mit den Merkmalen von Anspruch 1 gelöst . Hinsichtlich des Verfahrens besteht eine Lösung in einem Verfahren mit den Merkmalen von Anspruch 12 .

Der erfindungsgemäße Stromrichter zur elektrischen Wandlung zwischen einer Gleichspannung und einer Wechselspannung um- fasst eine Serienschaltung einer ersten und einer zweiten Schalteinrichtung und eine am Verbindungsknoten der beiden Schalteinrichtungen angeordnete Filterspule .

Weiterhin umfasst der Stromrichter eine Steuereinrichtung zur Ansteuerung der Schalteinrichtungen .

Dabei ist die Steuereinrichtung ausgestaltet , die angesteuer- ten Schalteinrichtungen mit einer zeitlich veränderlichen Frequenz von wenigstens 10 Hz zu schalten und dafür Schalt- zeitpunkte zu bestimmen . Zu jedem Schaltzeitpunkt wird eine der Schalteinrichtungen abgeschaltet und nach Verstreichen einer Totzeit die jeweils andere Schalteinrichtung einge- schaltet . Unter der Totzeit wird also hierin die Zeit zwi- schen dem Ausschalten einer der Schalteinrichtungen und dem direkt folgenden Einschalten der jeweils anderen Schaltein- richtung verstanden . Dabei ist die Steuereinrichtung ausge- staltet , für jede Schaltperiode umfassend ein Einschalten und Ausschalten beider Schalteinrichtungen die Schaltzeitpunkte für eine der beiden Schalteinrichtungen daraus zu bestimmen, dass der Stromfluss durch die Filterspule 0 A erreicht und eine festlegbare maximale Schaltfrequenz eingehalten wird . Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zum Betrieb eines Strom- richters zur elektrischen Wandlung zwischen einer Gleichspan- nung und einer Wechselspannung bilden eine erste und eine zweite Schalteinrichtung eine Serienschaltung und werden mit einer zeitlich veränderlichen Frequenz von wenigstens 10 Hz geschaltet .

Dafür werden Schaltzeitpunkte bestimmt , wobei zu jedem Schaltzeitpunkt eine der Schalteinrichtungen abgeschaltet wird und nach Verstreichen einer Totzeit die jeweils andere Schalteinrichtung eingeschaltet wird . Für jede Schaltperiode umfassend ein Einschalten und Ausschalten beider Schaltein- richtungen werden die Schaltzeitpunkte für eine der beiden Schalteinrichtungen daraus bestimmt , dass der Stromfluss durch die Filterspule 0 A erreicht und eine festlegbare maxi- male Schaltfrequenz eingehalten wird .

Es ist bekannt , ein spannungsloses Einschalten der Halb- leiterschalter dadurch zu erreichen, dass eine erste Ab- schaltschwelle nahe null ist und das andere Vorzeichen zum Sollstrom hat und eine zweite Abschaltschwelle dadurch gege- ben ist , dass der Mittelwert der beiden Abschaltschwellen dem Sollstrom, also beispielsweise dem Motorstrom, entspricht . In der positiven Halbschwingung des Motorstroms ist die erste Abschaltschwelle also negativ, in der negativen Halbschwin- gung ist sie positiv . Dabei bezeichnet die Abschaltschwelle denjenigen Stromfluss in die Filterspule , bei dem der derzeit eingeschaltete Halbleiterschalter abgeschaltet und nach Ver- streichen einer Totzeit der jeweils andere Halbleiterschalter eingeschaltet wird . Der Strom steigt und fällt folglich annä- hernd linear zwischen den beiden Abschaltschwellen . Die Amplitude dieses Stromrippels ist dabei etwas größer als der doppelte Wert des Motorstroms .

Für die Erfindung wurde erkannt , dass die jeweils dem Betrag nach kleinere , zweite Abschaltschwelle nicht ein anderes Vor- zeichen haben muss , sondern dass als zweite Abschaltschwelle ein Strom in die Filterspule ( Spulenstrom) von 0 A ausrei- chend ist . Das basiert auf der Erkenntnis , dass die Filter- spule und die Ausgangskapazitäten der Halbleiterschalter in der Halbbrücke nach dem Abschalten des aktiven Halbleiter- schalters eine resonante Schwingung ausführen . Die resonante Schwingung führt dazu, dass - für den Fall der positiven Halbschwingung des Motorstroms beschrieben - der Spulenstrom, der soeben vom etwa doppelten des Motorstroms bis auf die Ab- schaltschwelle gefallen ist , noch etwas weiter fällt und so- mit einen negativen Wert erreicht , der ein verlustreduziertes oder spannungsfreies Einschalten des anderen Halbleiterschal- ters erlaubt . Dadurch ergibt sich vorteilhaft , dass der Stromrippel ver- kleinert ist , da die beiden Abschaltschwellen näher aneinan- derrücken . Da der sich aus dem Stromrippel ergebende Mittel- wert dem Soll-Strom entsprechen muss , bewirkt eine Anhebung der zweiten Abschaltschwelle in der positiven Halbschwingung des Soll-Stroms eine entsprechende Verkleinerung der ersten Abschaltschwelle , also eine weitere Annäherung der beiden Ab- schaltschwellen . Der verringerte Stromrippel bewirkt vorteil- haft eine Verringerung der auftretenden Verluste , beispiels- weise der direkt Stromrippel-abhängigen Verluste in den Fil- terkomponenten .

Weiterhin wurde erkannt , dass sich beim reinen spannungsfrei- en Schalten Schwierigkeiten ergeben, da im Bereich der Null- durchgänge des Sollstroms die beiden Abschaltschwellen sehr nahe aneinander heranrücken und dadurch mit sehr hoher Fre- quenz geschaltet werden würde . Diese hohe Schaltfrequenz kann von den Schalteinrichtungen unter Umständen gar nicht geleis- tet werden . Diese Schwierigkeit wird dadurch vermieden, dass zwischen zwei aufeinander folgenden Schaltzeitpunkten stets ein zeitlicher Mindestabstand eingehalten wird . Dabei wird dieser zeitliche Mindestabstand stets zwischen zwei Schalt- zeitpunkten desselben Schalters eingehalten, die denselben Typ von Schaltvorgang betref fen, d . h . zwischen zwei Aus- schaltvorgängen oder zwischen zwei Einschaltvorgängen . Der zeitliche Abstand zwischen einem Ausschaltvorgang und einem Einschaltvorgang desselben Schalters oder umgekehrt kann da- gegen weiterhin sehr kurz bleiben, da dieser Abstand für die Einstellung der Ausgangsspannung verantwortlich ist , also für die Pulsweiten-Modulation verwendet wird .

Durch die Einhaltung des zeitlichen Mindestabstands zwischen zwei Einschaltzeitpunkten oder zwei Ausschaltzeitpunkten des- selben Schalters wird eine obere Grenze für die Schaltfre- quenz bewirkt , die während des Betriebs nicht überschritten wird . Dadurch werden Probleme mit den Schalteinrichtungen, die bei zu hoher Schaltfrequenz auftreten, vorteilhaft ver- mieden . Dabei wird das spannungslose Einschalten beibehalten . Die Anforderung des Schaltens mit einer möglichst hohen Fre- quenz , um den sich ergebenden Stromrippel gering zu halten und die auftretenden Leitverluste zu vermindern, wird dagegen zweitrangig behandelt . Gleichzeitig wird so in den Bereichen, in denen ein spannungsloses Schalten ohne eine Unterschrei- tung des zeitlichen Mindestabstands möglich ist , bei einer Abschaltschwelle von 0 A geschaltet , was zu einer hohen Ef fi- zienz des Stromrichters führt .

Die Steuereinrichtung kann beispielsweise ausgestaltet sein, eine maximale Frequenz von weniger als 150 kHz zu verwenden . Hierdurch wird zusätzlich noch erreicht , dass die Emission von elektromagnetischen Störungen der Grundfrequenz zu jeder Zeit in dem Frequenzbereich von unterhalb 150 kHz gehalten wird . Störungen oberhalb von 150 kHz entstehen daher nur als Oberschwingungen der Grundfrequenz . Dadurch wird die Einhal- tung von verhältnismäßig strikten EMV-Standards , die in dem Frequenzband von 150 kHz bis 30 MHz vorliegen, erleichtert .

Der Stromrichter kann dabei einphasig oder mehrphasig ausge- führt sein, beispielsweise dreiphasig . Ein dreiphasiger Stromrichter kann drei parallel geschaltete Halbbrücken mit jeweils zwei Schalteinrichtungen aufweisen . Die Steuerein- richtung des dreiphasigen Stromrichters kann weiterhin ausge- staltet sein, ein dreiphasiges sinusförmiges Spannungssystem zu erzeugen, also Spannungen, die um 120 ° zueinander phasen- versetzt sind .

In einem mehrphasigen Stromrichter, insbesondere einem drei- phasigen, ist die Steuereinrichtung bevorzugt ausgestaltet , die Halbbrücken erfindungsgemäß anzusteuern . Dabei wird die beschriebene Vorgehensweise bevorzugt in unabhängiger Weise für die Halbbrücken umgesetzt , d . h . die ermittelten Schalt- zeitpunkte der Halbleiterschalter einer ersten der Halbbrü- cken beeinflussen nicht die Schaltzeitpunkte der Halbleiter- schalter der anderen Halbbrücken . Der Stromrichter wird bevorzugt als Wechselrichter betrieben oder ist Teil eines Umrichters , insbesondere eines Frequenzu- mrichters . Dabei liegt eine Eingangsspannung an den Außenan- schlüssen der Serienschaltung der zwei Schalteinrichtungen an, üblicherweise eine Zwischenkreis-Gleichspannung . An sei- nem Ausgang erzeugt der Stromrichter dann eine Wechselspan- nung, entweder mit Netz frequenz , also mit beispielsweise 50 Hz oder 60 Hz , oder mit einer variablen Frequenz , mit der beispielsweise ein Elektromotor angesteuert wird .

Der Stromrichter kann also generell Teil eines größeren Stromrichters sein, der weitere Wandlungen zwischen Spannung durchführt , sodass insgesamt beispielsweise ein Umrichter o- der DC/DC-Wandler ausgebildet ist .

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen Stromrichters und des erfindungsgemäßen Verfahrens gehen aus den abhängigen Ansprüchen hervor . Dabei können die Ausfüh- rungsformen der unabhängigen Ansprüche mit den Merkmalen ei- nes der Unteransprüche oder vorzugsweise auch mit denen aus mehreren Unteransprüchen kombiniert werden . Demgemäß können noch zusätzlich folgende Merkmale vorgesehen sein :

Der Teil der Schaltzeitpunkte , der anhand eines Stroms in die Filterspule von 0 A bestimmt wird, kann im Wesentlichen der Hälfte der Schaltzeitpunkte entsprechen . Insbesondere kann jeder zweite Schaltzeitpunkt so bestimmt werden . Dabei ist es möglich, dass in Teilbereichen der Soll-Stromschwingung diese Schaltzeitpunkte nicht so bestimmt oder nicht verwendet wer- den, beispielsweise in Bereichen nahe des Nulldurchgangs der Soll-Stromschwingung, da in diesen Bereichen die sich erge- bende Schaltfrequenz zu hoch würde . Der Teil der Schaltzeit- punkte , der anhand eines Stroms in die Filterspule von 0 A bestimmt wird, wird aber stets in einem nicht unerheblichen Teil der Soll-Stromschwingung so bestimmt , so dass in jeder Soll-Stromschwingung eine Zahl von Schaltzeitpunkten so be- stimmt und verwendet wird, die wesentlich größer als 1 ist , insbesondere größer als 10 und in einer besonderen Ausgestal- tung größer als 100 . Insbesondere wird die Bestimmung der Schaltzeitpunkte nach dieser Art für wenigstens 10% der Schaltzeitpunkte oder wenigstens 30% der Schaltzeitpunkte verwendet .

Zur Bestimmung des Zeitpunkts , zu dem der Strom durch die Filterspule 0 A erreicht , kann eine Strommessung und ein Ver- gleich mit einem Schwellwert von 0 A verwendet werden . In dieser Ausgestaltung ist der Vergleich einfach, da ein fester Vergleichswert verwendet wird . Für den Vergleich kann ein Komparator verwendet werden . Der an den Komparator angelegte Vergleichswert , der für 0 A steht , ist fest und muss nicht kontinuierlich angepasst werden .

Zur Bestimmung des Zeitpunkts , zu dem der Strom durch die Filterspule 0 A erreicht , kann alternativ eine Strommessung und ein Vergleich mit einem von 0 A verschiedenen Schwellwert verwendet werden, wobei der Schwellwert unter Berücksichti- gung einer Verzögerungszeit ermittelt wird, wobei die Verzö- gerungszeit der zeitliche Abstand zwischen dem Erreichen des Schwellwerts und der tatsächlichen Abschaltung der Schaltein- richtung ist . Hierdurch wird in den Ablauf die Erkenntnis einbezogen, dass die Schalteinrichtungen ohnehin nicht sofort bei Erreichen der Abschaltschwelle tatsächlich abschalten, sondern erst nach dem weiteren Verstreichen der Verzögerungs- zeit . Da während dem Verstreichen der Verzögerungszeit der Spulenstrom - wiederum im Beispiel der positiven Halbschwin- gung - weiter fällt , kann der Abschaltzeitpunkt gegenüber dem exakten Erreichen von 0 A etwas vorgezogen werden . Bei rich- tiger Berücksichtigung der Verzögerungszeit fällt der Strom nach Erreichen der Abschaltschwelle bis zum tatsächlichen Ab- schalten auf 0 A. Es wird dadurch eine weitere Reduktion des Spulenstromrippels erreicht und damit eine weitere Reduzie- rung der Verluste .

Es ist möglich, die Abschaltschwelle unter Einbeziehung der momentanen Ausgangsspannung des Stromrichters zu bestimmen . Beispielsweise kann die Abschaltschwelle I _t1 berechnet werden zu wobei U _i die Zwischenkreisspannung, u _o ( t ) die zum Zeitpunkt t vorliegende Ausgangsspannung, L _o die Induktivität der Filter- spule und t _pd die Verzögerungszeit ist . Dadurch wird die Ab- schaltschwelle sehr genau bestimmt und die anfallenden Ver- luste sind so gering wie möglich unter der Randbedingung des spannungslosen Einschaltens . Dabei ist in die Berechnung ein- bezogen, dass die Änderung des Stroms während der Verzöge- rungszeit von den Momentanwerten der Spannung im Stromrichter abhängt , da diese die Stromsteilheit beeinflussen . Diese Ge- nauigkeit erfordert aber die Berechnung eines Sinus-Werts . Eine genaue Berechnung ist für die üblicherweise verwendeten Mikrocontroller aufwendig . Es gibt verschiedene Methoden, die Sinus-Berechnung zu vereinfachen . Eine vorteilhafte Möglich- keit ist die Verwendung der Spannungsamplitude an der Stelle des Sinus-Terms . Änderungen der Spannungsamplitude sind im Vergleich zu den Schalthandlungen der Halbleiterschalter- schalter langsam und der Wert der Spannungsamplitude daher annähernd unveränderlich .

Ein anderer Teil der Schaltzeitpunkte kann dadurch bestimmt werden, dass der Strom durch die Filterspule einen zweiten Stromschwellwert erreicht , wobei der zweite Stromschwellwert für diesen Schaltzeitpunkt unter Berücksichtigung des momen- tanen Ausgangsstroms des Stromrichters ermittelt wird . Der zweite Stromschwellwert ist dabei im Wesentlichen das Doppel- te des momentanen Soll-Stromwerts . Alternativ kann dieser Teil der Schaltzeitpunkte auch durch eine Berechnung, also ohne Messung ermittelt werden .

Vorteilhaft kann für wenigstens einen Teil der Schaltvorgänge eine jeweils eigene Totzeit bestimmt und verwendet werden, wobei die Totzeit unter Berücksichtigung der Ausgangskapazi- täten der Schalteinrichtungen und der Filterinduktivität be- stimmt wird . Dadurch kann sichergestellt werden, dass die Halbleiterschalterschalter spannungsfrei eingeschaltet wer- den . Die Totzeit wird bevorzugt unter Berücksichtigung der momentanen Ausgangsspannung berechnet . Ebenso wie bei der Er- mittlung der Abschaltstromschwellen ist die genaue Berechnung einer Totzeit aufwendig und eine Vereinfachung wird dadurch erreicht , dass die Totzeit durch eine Polynomfunktion oder trigonometrische Funktion dem Ergebnis einer Berechnung unter Berücksichtigung der momentanen Ausgangsspannung angenähert wird . Dabei ist es besonders vorteilhaft , wenn die Funktion so gewählt wird, dass ihre Werte vollständig gleich oder oberhalb dem Ergebnis einer Berechnung liegen .

Die Schalteinrichtungen umfassen Halbleiterschalterschalter, insbesondere einen GaN-basierten Schalter oder einen SiC- basierten Schalter . Besonders die Wide-Bandgap-Schalter er- lauben eine hohe Schaltfrequenz . Dadurch kann eine Minimie- rung des Stromrippels und somit eine Minimierung der Leitver- luste in einem möglichst weiten Bereich der Betriebszustände durchgeführt werden . Die Schalteinrichtungen können jeweils genau einen Halbleiterschalter umfassen . Damit sind sie als minimale Halbbrücke ausgeführt .

Im Folgenden wird die Erfindung anhand der Figuren der Zeich- nung im Zusammenhang mit einem Ausführungsbeispiel näher be- schrieben und erläutert .

Dabei zeigen

Figur 1 einen einphasigen Stromrichter mit einer

Halbbrücke ,

Figur 2 einen dreiphasigen Stromrichter,

Figur 3 Kurvenformen für den zeitlichen Verlauf Strö- men und Spannungen innerhalb des Umrichters für eine Grundschwingung,

Figur 4 den Stromverlauf für eine Schaltperiode der

Halbbrücke , Figur 5 den Verlauf des Soll-Stroms und der Abschalt- stromschwellen für die positive Halbschwin- gung des Soll-Stroms bei genauer Berechnung,

Figur 6 den Verlauf des Soll-Stroms und der Abschalt- stromschwellen für die positive Halbschwin- gung des Soll-Stroms bei vereinfachter Be- rechnung,

Figur 7 den Verlauf der optimalen Totzeit und Nähe- rungen dafür über eine Halbschwingung des Soll-Stroms .

Fig . 1 zeigt einen einphasigen, einfachen Stromrichter 10 .

Der Stromrichter 10 umfasst eine Halbbrücke 12 , die eine Se- rienschaltung von einem oberen Halbleiterschalter 14 und ei- nem unteren Halbleiterschalter 15 aufweist . Die Halbleiter- schalter sind in diesem Beispiel Si-MOSFETs , können aber in anderen Ausführungen auch IGBT- , GaN- oder SiC-basierte Schalter sein .

Ein oberer Anschluss der Halbbrücke 12 bildet dabei einen ersten Anschluss 17 des Stromrichters 10 aus , der in Anwen- dungen häufig mit dem positiven Pol einer Gleichspannung, beispielsweise des in Figur 1 gezeigten Gleichspannungs- Zwischenkreises 13 verbunden wird .

Ein unterer Anschluss der Halbbrücke 12 bildet einen zweiten Anschluss 18 des Stromrichters 10 aus , der in Anwendungen häufig mit dem negativen Pol der Gleichspannung, beispiels- weise des Gleichspannungs-Zwischenkreises 13 oder einem ande- ren Bezugspotential verbunden wird .

Der Potentialpunkt 11 , der zwischen dem oberen Halbleiter- schalter 14 und dem unteren Halbleiterschalter 15 liegt , ist mit einer Drossel 21 verbunden, die zusammen mit einem Kon- densator 22 ein LC-Filter 23 ausbildet . Der Potentialpunkt zwischen der Drossel 21 und dem Kondensator 22 bildet einen dritten Anschluss 19 des Stromrichters 10 . Der dritte An- schluss 19 ist in Anwendungen des Stromrichters 10 häufig ein Wechselspannungs-Anschluss . Im in Figur 1 dargestellten Bei- spiel ist der Stromrichter 10 mit einer Last , beispielsweise einem Motor 26 verbunden .

Das Bezugspotential , mit dem der Kondensator 22 abseits vom dritten Anschluss 19 verbunden ist , ist der Mittelpunkt 24 des Gleichspannungszwischenkreises 13 . Dieses Bezugspotential wird auch für den Anschluss des Motors 26 verwendet .

Wird der Stromrichter 10 als Wechselrichter oder als Teil ei- nes Umrichters eingesetzt , dann wird die zu erzeugende Wech- selspannung typischerweise durch eine Pulsweiten-Modulation der beiden Halbleiterschalter 14 , 15 ausgebildet . Bei der Pulsweiten-Modulation sind die beiden Halbleiterschalter 14 , 15 im Wesentlichen, abgesehen von relativ kurzen Totzeiten, abwechselnd eingeschaltet . Dadurch liegt abwechselnd die am ersten Anschluss 17 des Stromrichters 10 und die am zweiten Anschluss 18 des Stromrichters 10 angeschlossene Spannung am Potentialpunkt 11 zwischen den Halbleiterschaltern 14 , 15 an .

Die Schaltfrequenz , mit der die Halbleiterschalter geschaltet werden, ist dabei hoch gegenüber der Frequenz der auszugeben- den Wechselspannung . Typischerweise ist die Schaltfrequenz im kHz-Bereich, beispielsweise 5 kHz oder 20 kHz , wenn die zu erzeugende Wechselspannung netzfrequent ist . Der verwendete Tastgrad der beiden Halbleiterschalter 14 , 15 bestimmt dabei das mittlere Spannungsniveau am Potentialpunkt 11 . Die nach- folgende Tiefpass-Filterung, beispielsweise mit dem LC-Filter 23 , wird verwendet , um die hochfrequenten Spannungsanteile , die der Wechselspannung aufgeprägt sind, zu reduzieren, also die Wechselspannung zu glätten .

Figur 2 zeigt einen dreiphasigen Stromrichter 50 gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel für die Erfindung . Der dreipha- sige Stromrichter kann beispielsweise zum Betrieb eines Mo- tors mit variabler Drehfrequenz eingesetzt werden . Wie beim einphasigen Stromrichter 10 von Figur 1 ist an die Anschlüsse 17 , 18 beim dreiphasigen Stromrichter 50 typischerweise ein Gleichspannungs-Zwischenkreis 13 geschaltet , der in Figur 2 nicht dargestellt ist .

Weiterhin sind parallel zueinander zwischen die Anschlüsse 17 , 18 drei Halbbrücken mit jeweils zwei in Serie geschalte- ten Halbleiterschaltern 51...56 geschaltet . Diese Halbbrücken entsprechen in der Funktion der Halbbrücke 12 des einphasigen Stromrichters 10 , wobei jede der Halbbrücken hier einer der Phasen der Ausgangsspannung zugeordnet ist .

Die Mittelpunkte 59a...c der Halbbrücken sind jeweils mit einem LC-Filter verbunden . Dieser umfasst pro Phase eine Drossel 57a...c und zwei Kondensatoren 58a...f , von denen jeweils einer mit dem ersten Anschluss 17 und einer mit dem zweiten An- schluss 18 verbunden ist . Der Potentialpunkt zwischen der je- weiligen Drossel 57a...c und den jeweiligen Kondensatoren 58a...f bildet einen Lastanschluss 60a...c für die jeweilige Phase .

Durch eine entsprechende Ansteuerung der Halbleiterschalter 51...56 wird ein variabei frequentes Dreiphasensystem erzeugt , mit dem der Motor gespeist wird . Der Motor erhält so ein si- nusförmiges Dreiphasensystem mit nur geringem Oberschwin- gungsanteil .

In vielen Anwendungen wird dabei eine feste Schaltfrequenz verwendet , um die Pulsweiten-Modulation durchzuführen, wobei die genaue Frequenz von der Art der eingesetzten Halbleiter- schalter 14 , 15 und vielen anderen Parametern abhängt . Dabei können die Halbleiterschalter hart geschaltet werden, also ohne Rücksicht darauf , ob beispielsweise beim Einschalten ei- ne Spannung über dem Halbleiterschalter 14 , 15 anliegt oder nicht . Dadurch ergeben sich merkliche Schaltverluste .

Die sich beim harten Einschalten der Halbleiterschalter 14 , 15 ergebenden Schaltverluste können gesenkt werden, wenn die Schaltzeitpunkte so gewählt werden, dass stets ein spannungs- loses Einschalten der Halbleiterschalter 14 , 15 durchgeführt wird . Wird dabei eine feste Schaltfrequenz beibehalten, ergibt sich aber ein erheblicher Stromrippel , der zu Lei- tungsverlusten und Stromrippel-bedingten Verlusten in den Filterkomponenten führt .

Eine weitere Verbesserung ergibt sich, wenn von der festen Schaltfrequenz abgegangen wird und stattdessen eine variable Schaltfrequenz verwendet wird . In Figur 3 ist der Verlauf des sich ergebenden Stroms 31 der Drossel 21 dargestellt , zusam- men mit dem Verlauf des gefiltert Stroms 32 und der Wechsel- spannung 33 zwischen dem dritten Anschluss 19 und dem Bezugs- potential am Zwischenkreismittelpunkt 24 . Der Strom 31 der Drossel 21 ist als Fläche dargestellt , da er einen Stromrip- pel mit einer deutlich höheren Frequenz als der Motorstrom- frequenz aufweist . Der Stromrippel in der Drossel 21 entsteht durch die an der Drossel 21 anliegende Spannung, die sich aus der am ersten und zweiten Anschluss 17 , 18 anliegenden Span- nung, beispielsweise einer Zwischenkreisspannung und der Mo- torspannung 33 und der Modulation bestimmen lässt .

Der Mittelwert des Stroms 31 entspricht bei Vernachlässigung des kapazitiven Umladestroms der Filterkapazität dem Motor- strom 32 . Dabei erfolgt die Einstellung der Schaltfrequenz und des Tastgrads der Halbbrücke 12 so , dass sich ein Strom- verlauf ausbildet , der es erlaubt , beide Halbleiterschalter 14 , 15 über die gesamte Motorstromperiode spannungslos einzu- schalten .

Das ist für das Beispiel der positiven Halbschwingung für den unteren Halbleiterschalter 15 üblicherweise unproblematisch, da der Strom positiv ist . Um ein spannungsfreies Einschalten aber auch für den oberen Halbleiterschalter 14 zu erreichen, kann mit der Vorgabe gearbeitet werden, dass der Strom 31 zum Abschaltzeitpunkt des unteren Halbleiterschalters 15 ein ne- gatives Vorzeichen hat . Für die negative Halbschwingung wird mit der Vorgabe gearbeitet , dass der Strom 31 zum Abschalt- zeitpunkt des oberen Halbleiterschalters 14 ein positives Vorzeichen hat . Zusätzlich muss die Totzeit entsprechend gewählt und die Aus- gangskapazität vor dem Einschalten des jeweiligen Halbleiter- schalters 14 , 15 umgeladen werden . Erst bei einer in etwa auf 0 V entladenen Ausgangskapazität darf der Halbleiterschalter 14 , 15 eingeschaltet werden, um spannungsloses Schalten zu garantieren . Typischerweise wird der Strom 31 so geformt , dass spannungsloses Schalten sicher erreicht wird und gleich- zeitig nicht zu große Stromwerte auftreten, da diese Leitver- luste hervorrufen .

Eine weitere Reduzierung der Verluste kann erreicht werden, indem anstelle des negativen Stromanfangswerts ( in der posi- tiven Halbschwingung des Stroms ) eine Stromschwelle von 0 A verwendet wird, um verlustarmes Einschalten für den oberen Halbleiterschalter in der positiven Halbschwingung zu errei- chen . In der negativen Halbschwingung wird die Stromschwelle von 0 A für das Abschalten des oberen Schalters und das nach- folgende spannungslose Einschalten des unteren Halbleiter- schalters verwendet . Das basiert auf der Erkenntnis , dass die Filterinduktivität und die Ausgangskapazitäten der Halb- leiterschalter 14 , 15 nach dem Nullwerden des Spulenstroms eine resonante Schwingung ausführen . Als Spulenstrom wird hier der Einfachheit halber der Stromfluss durch die Filter- induktivität bezeichnet . Die resonante Schwingung kann zum verlustreduzierten Schalten genutzt werden . Bei günstigen Spannungsverhältnissen im Umrichter kann sogar spannungsloses Schalten erreicht werden, woraus drastisch reduzierte Schalt- verluste ( es fallen nahezu keine mehr an) resultieren .

Der Verlauf des Stroms 31 in die Filterinduktivität 21 und Spannung 42 über dem unteren Halbleiterschalter 15 in einer beispielhaften Schaltperiode sind in Figur 4 dargestellt . Nachfolgend wird davon ausgegangen, dass der Stromrichter sich gerade in der positiven Sinushalbschwingung des Soll- Stroms befindet . Des Weiteren wird von einem Phasenwinkel zwischen Sinusstrom und -Spannung von 0 ° ausgegangen, was der Situation in einem netzgespeisten oder netzspeisenden Um- richter entspricht . Zu Beginn des gezeigten Zeitraums ist der obere Halbleiter- schalter eingeschaltet . Solange der obere Halbbrückenschalter 14 eingeschaltet bleibt , steigt der Strom 31 linear an . Zu einem ersten Zeitpunkt 43 schaltet der obere Halbbrücken- schalter 14 aus und nach Ablauf einer Totzeit der untere ein, woraufhin der Strom 31 wieder fällt . Kurz vor dem Nullwerden des Stroms 31 zum zweiten Zeitpunkt 44 wird der untere Halb- brückenschalter 15 wieder abgeschaltet und folglich kommu- tiert der Strom auf die parasitäre Body-Diode ( oder im Falle von GaN-Schaltern leitet das Bauteil rückwärts ) , bis der Strom 31 den Wert 0 A erreicht .

Danach ist die Spannung 42 über dem unteren Schalter nicht mehr geklemmt und die Ausgangskapazitäten beider Halbbrücken- schalter 14 , 15 , die dynamisch betrachtet parallel geschaltet sind, führen zusammen mit der Filterinduktivität 21 eine re- sonante Schwingung aus . In der Folge sinkt dadurch der Strom 31 weiter unter 0 A und die Spannung 42 schwingt - soweit nicht einer der Halbleiterschalter 14 , 15 eingeschaltet wird - bis zu einem Spannungsmaximum 47 und wieder zurück . Das Spannungsmaximum 47 liegt dabei bei U _i + 2 ·u _o . Dieses Span- nungsmaximum 47 ist ein theoretischer Wert ; in einer realen Halbbrücke wird dieser Wert nicht erreicht , sofern er ober- halb der Zwischenkreisspannung liegt , da dann die parasitäre Bodydiode des oberen Halbleiterschalters 14 leitend wird und die Spannung auf die Zwischenkreisspannung U _i +U _F klemmt , wo- bei U _F die Flussspannung der Bodydiode ist .

Bei günstigen Spannungsverhältnissen im Umrichter kann durch diese parasitäre Schwingung die Spannung über dem oberen Halbbrückenschalter 14 0 V bzw . die Spannung über dem unteren Schalter 15 die Zwischenkreisspannung U _i erreichen . Damit kann der obere Halbleiter 14 verlustarm unter sogenanntem spannungslosem Schalten ( engl . Zero Voltage Switching, ZVS ) eingeschaltet werden . Das Spannungsmaximum 47 ist wenigstens gleich der Zwischenkreisspannung, wenn die Ausgangsspannung u _o > 0 V ist . In diesem Fall ist also das Kriterium erfüllt , um spannungsloses Einschalten auch bei Nullstrom zu errei- chen . Beträgt die Phasenverschiebung zwischen dem Sollstrom und der Ausgangsspannung 0 ° , dann ist die Voraussetzung u _O > 0 V bei I _soll > 0 A automatisch erfüllt . Liegt aber eine Pha- senverschiebung ungleich 0 ° vor, dann entstehen Bereiche in der Stromschwingung, in denen Strom und Spannung voneinander verschiedene Vorzeichen aufweisen . In diesen Bereichen wird in Abweichung von dem beschriebenen Vorgehen eine untere Ab- schaltschwelle - für die positive Halbschwingung - verwendet , die negativ ist . Mit anderen Worten wird also in diesen Teil- bereichen der Stromschwingung nicht schon bei 0 A Strom in der Drossel 21 abgeschaltet , sondern erst bei negativem Strom .

Aus Figur 4 ist weiterhin ersichtlich, dass die Spannung 42 über dem unteren Halbleiterschalter 15 nur für eine kurze Zeit über die Zwischenkreisspannung U _i hinausschwingt . In diesem Bereich muss das Einschalten des oberen Halbleiter- schalters 14 erfolgen, damit es spannungslos passiert . Dadurch ist ein Bereich aus einer minimalen Totzeit 46 und einer maximalen Totzeit 45 festgelegt . Die Bestimmung der Totzeiten und die Festlegung einer optimalen Totzeit wird mit Bezug auf Fig . 7 erläutert .

Werden die Abschaltschwellen aus der Betrachtung, die Figur 4 zugrunde liegt , bestimmt , ergeben sich bei einem sinusförmi- gen Verlauf des Sollstroms die folgenden Abschaltschwellen : wobei iiower die untere Abschaltschwelle , i _upper die obere Ab- schaltschwelle , î _soll die Amplitude des Soll-Stroms des Strom- richters 10 , 50 ist und ω = 2πf , wobei f die Frequenz des Soll-Stroms ist .

In den Nulldurchgängen des Sollstroms erreicht die sich auf- grund des Modulationsverfahrens ergebende Schaltfrequenz der Halbbrücke sehr hohe Werte . Diese wird zum Schutz der Leis- tungselektronik - manche Bauteile sind nur bis zu einer Maxi- malfrequenz spezi fi ziert - begrenzt . Das hat auch Vorteile aus Sicht der elektromagnetischen Verträglichkeit . Beispiels- weise gilt für viele Applikationen am Versorgungsnetz eine Begrenzung der ausgesandten Störungen im Frequenzbereich von 150 kHz bis 30 MHz . Dafür kann zum Beispiel eine Maximalfre- quenz f _Max von 140 kHz herangezogen werden . Folglich wird al- so , wenn die sich aus den Abschaltschwellen ergebende Schalt- frequenz höher als die Maximalfrequenz f _Max wird, der Betrieb stattdessen mit einer festen Schaltfrequenz f _Max fortgeführt . Dies geschieht solange , bis die aus den beiden oben genannten Gleichungen resultierende Schaltfrequenz wieder unter die Ma- ximalfrequenz f _Max sinkt .

Die hohe Schaltfrequenz im Bereich der Nulldurchgänge des Sollstroms ergibt sich daraus , dass in diesen Bereichen der Stromschwingung die beiden Abschaltschwellen nahe zueinander rücken . Da die Höhe des Stromrippels gerade der Abstand der Abschaltschwellen ist , würde der Stromrippel bei geringem Ab- stand, also hoher Schaltfrequenz sehr klein werden, was im Prinzip vorteilhaft wäre . Beim Betrieb mit einer Maximalfre- quenz f _Max ergibt sich aber ein gegenüber höherer Schaltfre- quenz vergrößerter Stromrippel . Dieser wird in Kauf genommen, da der Betrieb oberhalb der verwendeten Maximalfrequenz grö- ßere Nachteile hätte .

Eine Verbesserung ergibt sich weiterhin, wenn die Verzöge- rungszeit , die zwischen dem Erreichen der Abschaltschwelle , also dem Signal eines Komparators und dem tatsächlichen Ab- schalten des jeweiligen Halbleiterschalters auftritt , in die Lage der Abschaltschwellen einbezogen wird . Während der Ver- zögerungszeit der Schaltung steigt oder fällt der Spulenstrom weiter . Dadurch ergibt sich bei Vorgabe einer bestimmten Um- schaltschwelle der Komparatoren ein davon abweichender Strom, bei dem die Halbbrücke umschaltet . Um also bei dem eigentlich gewünschten Stromwert abzuschalten, kann also die Abschalt- schwelle so gelegt werden, dass die Auslösung der Abschal- tung, also das Signal des Komparators , bereits etwas früher bewirkt wird . Um die Stromänderung während der Verzögerungs- zeit zu berücksichtigen müssen die Komparator- Umschaltschwellen wie folgt modifiziert werden - weiterhin für die positive Halbschwingung des Sollstroms dargestellt :

Dabei ist Δi _pd,r die Stromänderung des Spulenstroms während der Verzögerungszeit t _pd für den Umschaltvorgang der Halbbrü- cke , wenn der obere Halbleiterschalter 14 abgeschaltet werden soll und nach Ablauf der Totzeit der untere Halbleiterschal- ter 15 eingeschaltet wird . Die Stromänderung während der Ver- zögerungszeit t _pd der Schaltung hängt von der Stromsteilheit , also folglich von den im Umrichter auftretenden Momentanwer- ten der Spannungen ab . Analog ist Δi _pd,f die Stromänderung des Spulenstroms innerhalb der Verzögerungszeit , wenn der Spulen- strom fällt , also vor dem Ausschalten des unteren und Ein- schalten des oberen Halbbrückenschalters 14 , 15 . Die beiden Stromänderungen können mit berechnet werden . Dabei ist Δi _pd,f negativ, da der Strom sinkt . Bei der Berechnung wird die Halbbrückenschaltung als verlustlos angenommen, woraus lineare Stromverläufe resultie- ren . Aus den Gleichungen geht hervor, dass die Stromänderun- gen während der Verzögerungszeit vom Momentanwert der Aus- gangsspannung u _O des Umrichters abhängen : u _O (t) = û _O · sin ωt Die sich ergebenden Abschaltschwellen 81 , 82 sind in Figur 5 dargestellt , zusammen mit dem Sollstrom 32 des Stromrichters 10 , 50 . Figur 5 zeigt dabei den Verlauf für die positive Halbschwingung des Sollstroms 32 . Deutlich sichtbar ist , dass die untere Abschaltschwelle 81 nicht mehr 0 A ist , sondern einen positiven Wert hat , also näher am Sollstrom 32 liegt als die Abschaltschwelle , die sich ohne Berücksichtigung der Verzögerungszeit t _pd ergibt . Auch ist erkennbar, dass die un- tere Abschaltschwelle 81 leicht veränderlich ist über die Halbschwingung hinweg, was an der Abhängigkeit von der Aus- gangsspannung Uo des Stromrichter 10 , 50 liegt . Auch die obe- re Abschaltschwelle 82 rückt durch die Berücksichtigung der Verzögerungszeit näher an den Sollstrom 32 heran . So ergibt sich ein verringerter Stromrippel . Die sich ergebenden Ver- luste werden dadurch reduziert .

Wie bereits beschrieben, wird bevorzugt auf die Einhaltung einer maximalen Schaltfrequenz geachtet , die beispielsweise 140 kHz betragen kann . Sind die beiden Abschaltschwellen nahe beieinander, werden sie daher nicht mehr betrachtet und stattdessen mit einer festen Schaltfrequenz , eben der Maxi- malfrequenz geschaltet . Das passiert typischerweise im Be- reich des Nulldurchgangs des Sollstroms 32 . In der Figur 5 kann das beispielsweise ein Bereich sein, der sich von außer- halb des gezeigten Bereichs bis zu 1 , 5 ms erstreckt . Ab 8 , 5 ms wird wiederum mit der Maximalfrequenz geschaltet , bis - in der negativen Halbschwingung - die beiden Abschaltschwellen 81 , 82 wieder weit genug auseinander liegen .

Wie weiterhin ersichtlich ist aus Figur 5 , ist der Einfluss des Momentanwerts der Ausgangsspannung u _O ( t ) auf die Ab- schaltschwellen 81 , 82 eher gering . So ist die untere Ab- schaltschwelle 81 zu der Zeit t = 5 ms nur unwesentlich höher als beim Nulldurchgang des Sollstroms 32 , also bei t = 0 ms oder t = 10 ms . Der Aufwand zur Berechnung kann aber für ei- nen Mikrocontroller erheblich sein, da ein Sinus-Wert berech- net werden muss , und fällt für jeden Schaltvorgang, also mit einer Frequenz bis zur maximalen Schaltfrequenz , beispiels- weise 140 kHz , an . Daher ist es vorteilhaft , eine Vereinfa- chung der Berechnung vorzunehmen, die wie folgt aussieht , wo- bei die folgenden Formeln für die positive Halbschwingung gelten :

Dabei bezeichnet û _O die Amplitude der sinusförmigen Ausgangs- spannung des Stromrichters 10 , 50 . An den Formeln ist erkenn- bar, dass keine direkte Abhängigkeit mehr von der Zeit t be- steht und eine indirekte in der Hauptsache bei Änderungen der Ausgangsspannung, die aber im Vergleich zu den Schaltvorgän- gen äußerst selten auftreten . Für die bei Weitem meisten Schaltvorgänge sind diese Werte für die Stromänderung während der Verzögerungszeit konstante Werte .

Figur 6 zeigt die sich ergebenden Abschaltschwellen 91 , 92 , wenn mit der beschriebenen vereinfachten Berechnung der Stro- mänderung gearbeitet wird . Es ergeben sich sehr ähnliche Ver- läufe der Abschaltschwellen 91 , 92 zur Figur 5 , bei denen aber bei der unteren Abschaltschwelle 91 keine zeitliche Än- derung mehr vorhanden ist im Rahmen einer Halbschwingung des Sollstroms 32 . Der Einfluss des Momentanwerts der Ausgang- spannung u _O ( t ) ist auch bei der oberen Abschaltschwelle 92 nicht mehr vorhanden, wobei diese Veränderung gegenüber der oberen Abschaltschwelle 82 der Figur 5 , also der genauen Be- rechnung, schwerer zu sehen ist .

Die Bestimmung der Einhüllenden des Spulenstroms 31 ist al- lerdings nicht ausreichend, um verlustarmes Schalten der Halbbrücke zu garantieren . Zusätzlich ist es wichtig, die Totzeit der Halbbrücke so zu wählen, dass der obere Halb- leiterschalter 14 erst eingeschaltet wird, wenn die Spannung U _ds2 über dem unteren Halbleiterschalter 15 auf die Zwischen- kreisspannung U _In angestiegen und daher die Spannung U _ds1 über dem einzuschaltenden oberen Halbleiterschalter auf 0 V abge- sunken ist . Dies entspricht dem Minimalwert 46 , t _{dead , min} der Totzeit t _dead . Der Maximalwert 45 , t _{dead , max} ist durch den Null- durchgang des Spulenstroms und die damit sich umkehrende Stromrichtung gegeben . Somit existiert ein Totzeitfenster , in dem der obere Halbleiterschalter 14 spannungslos eingeschal- tet werden kann .

Nach dem Erreichen der Zwischenkreisspannung bei t = t _{dead , min} beginnt die parasitäre Body-Diode des oberen Halbleiterschal- ters 14 zu leiten (bzw . ein GaN-Schalter würde rückwärts lei- ten) . Da der Vorwärtsspannungsabfall der Body-Diode bzw . des Rückwärtsleitverhaltens typischerweise deutlich größer ist als der Spannungsabfall im eingeschalteten Zustand, ist die Rückwärtsleitzeit so kurz wie möglich zu halten, um verlust- optimal zu schalten . Aus diesem Grund ist die minimale Tot- zeit t _{dead , min} gleichzeitig auch die optimale Totzeit t _{dead , opt} .

Die optimale Totzeit wird durch die resonante Schwingung aus der Ausgangskapazität der Halbleiterschalter 14 , 15 - die für eine Hochfrequenzbetrachtung parallel geschaltet sind - , der Filterinduktivität 21 und weiteren parasitären oder verbauten Kapazitäten und Induktivitäten vorgegeben . Es sind hierbei als weitere Kapazitäten im Prinzip alle Kapazitäten relevant , die einen Anschluss an den Potentialpunkten 11 , 59a...c haben, beispielsweise eine parasitäre Kapazität der Filterinduktivi- tät und weitere Kapazitäten, die an diesen Punkt geschaltet sind, beispielsweise um die Frequenz der Spannungsschwingung während der Totzeit zu reduzieren .

Die Ausgangskapazität der Halbleiterschalter 14 , 15 ist typi- scherweise stark nichtlinear ( abhängig von der Drain-Source- Spannung) , wird zur Vereinfachung aber als linear angenommen . Somit kann die Resonanz frequenz des Schwingkreises unter Ver- nachlässigung von Verlusten einfach angegeben werden : Dabei bezeichnet C _hb die Kapazität der Parallelschaltung aus den beiden als linear (und somit als spannungsunabhängig) an- genommenen Ausgangskapazitäten der Halbleiterschalter 14 , 15 . Der Spannungsverlauf U _ds2 ( t ) ergibt sich in der positiven Si- nushalbschwingung in dieser Schaltung mit ω _res = 2πf _res zu :

Eine exakte Bestimmung der optimalen Totzeit erfordert , den nichtlinearen Verlauf der Ausgangskapazitäten, also ihre Spannungsabhängigkeit , heranzuziehen und damit den Verlauf der Halbbrückenspannung zu berechnen . Dies kann mithilfe ei- nes Schaltungssimulators wie beispielsweise LTSpice erfolgen . Die optimale Totzeit ist vom Momentanwert der Ausgangsspan- nung u _O ( t ) , der Zwischenkreisspannung U _i sowie dem Verlauf der Ausgangskapazitäten abhängig .

Die Berechnung der optimalen Totzeit muss aber ebenfalls auf einem im Stromrichter 10 , 50 verwendeten Mikrocontroller durchgeführt werden und ist aufgrund der Simulationen mit nichtlinearen Komponenten aufwendig . Werden dagegen lineare Ausgangskapazitäten angenommen, kann die optimale Totzeit einfacher bestimmt werden . Zur Berechnung muss die Spannung u _ds2 ( t ) zum Zeitpunkt t _{dead, opt} gleich der Zwischenkreisspannung U _i sein . Das Einsetzen und Umformen der oben genannten Formel ergibt :

Damit kann die optimale Totzeit bestimmt werden . Die optimale Totzeit muss abhängig vom Momentanwert der Ausgangsspannung des Umrichters dann in jeder oder jeder n-ten Schaltperiode berechnet werden . Der Verlauf 71 der sich so ergebenden opti- malen Totzeit ist in Figur 7 dargestellt . Zur Ermittlung die- ses Verlaufs wurden die folgenden Simulationsparameter ver- wendet : U _i = 48 V; û _O = 17 V; L _O = 2 μH; C _hb = 1 , 6 nF; f _mot = 50 Hz

Um eine weitere Vereinfachung der Ermittlung der Totzeit für einen steuernden Mikrocontroller zu ermöglichen, kann der Verlauf 71 der optimalen Totzeit durch verschiedene Funktio- nen angenähert werden . Dabei sollte die durch eine Näherung erhaltene Totzeit stets größer als die optimale Totzeit ge- wählt werden, damit spannungsloses Einschalten gewährleistet werden kann, denn wie bereits beschrieben, ist die hier be- rechnete optimale Totzeit gleichzeitig die minimale Totzeit .

Figur 7 zeigt zwei einfache Beispiele zur Annäherung der op- timalen Totzeit durch ein einzelnes Geradenstück mit Verlauf 73 oder zwei Geradenstücke mit Verlauf 72 . Prinzipiell kann der Verlauf der optimalen Totzeit durch beliebig viele Gera- denstücke , also durch eine lineare Interpolation mit beliebig vielen Stützpunkten oder eine andere einfach berechenbare Funktionen wie beispielsweise ein Polynom niedriger Ordnung angenähert werden .

Die Formung des Spulenstroms , also die Festlegung der Schalt- zeitpunkte , kann durch verschiedene Methoden erfolgen . So kann eine Bestimmung der erforderlichen Schaltfrequenz und des Tastgrades , also der Schaltzeitpunkte der Halbbrücke 12 ausschließlich durch Berechnungen an einer idealen Halbbrücke 12 vorgenommen werden . Dadurch ist keine Messung des Spulen- stroms notwendig . Die Berechnungen werden vorzugsweise in je- der Schaltperiode durchgeführt , können aber alternativ auch weniger häufig, beispielsweise alle n Schaltperioden durchge- führt werden, wobei n eine ganze Zahl > 1 ist .

Alternativ können die Umschaltschwellen durch Komparatoren mit entsprechenden Digital-Analog-Wandlern vorgegeben werden . Dadurch sind beide Schaltvorgänge der Halbbrücke 12 durch die Schaltschwellen der Komparatoren vorgegeben . In einer weite- ren Alternative kann auch eine Kombination der beiden vorher genannten Verfahren genutzt werden . Dazu erfolgt beispiels- weise in der positiven Halbschwingung des Motorstromsinus die Vorgabe des Abschaltzeitpunktes des unteren Halbleiterschal- ters 15 durch die Detektion mithilfe eines Komparators . Der andere Schaltzeitpunkt wird durch Rechnung an einer idealen Halbbrücke 12 bestimmt . In der negativen Halbschwingung er- folgt die Umschaltung analog, allerdings mit verdrehten Schaltaktionen . Auch bei diesem Verfahren kann der Einschalt- zeitpunkt des unteren Halbleiterschalters 15 in jeder Schalt- periode oder alternativ alle n Schaltperioden berechnet wer- den .

Bezugszeichenliste

10, 50 Stromrichter

11, 59a...c Potentialpunkt zwischen den Halbleiterschal- tern

12 Halbbrücke

13 Zwi schenkreis

14, 15, 51...56 Haibleiterschalter

16 Steuereinrichtung

17, 18, 19 Anschlüsse

21, 57a...c Drossel

22, 58a...f Kondensator

23 LC-Filter

24 Zwischenkreis-Mittelpunkt

31 Spulenstrom

32 Sollstrom

33 Ausgangsspannung

42 Spannung über dem unteren Halbleiterschalter

43, 44 Zeitpunkte

45 maximale Totzeit

46 minimale Totzeit

47 Spannungsmaximum

60a..c Lastanschluss

71 optimale berechnete Totzeit

72, 73 genäherte Totzeiten

81, 91 untere Abschaltschwelle

82, 92 obere Abschaltschwelle