Die Leistungsfaktor-Korrektur dient der Reduktion des Oberwellengehalts des Ein- gangsstromes einer Schaltungsanordnung. Je nach Leistungsaufnahme einer derarti- gen Schaltungsanordnung gelten hierfür bestimmte Anforderungen. Für Vorschaltge- räte mit einer Leistungsaufnahme von mehr als 25 W sind die Anforderungen bei- spielsweise in der Norm EN 61000-3-2, Teil A 14 geregelt.

Stand der Technik Eine aus dem Stand der Technik bekannte Schaltung zur Leistungsfaktorkorrektur ist in der DE 199 23 238.5 beschrieben.

Weitere aus dem Stand der Technik bekannte Schaltungsanordnungen zur Leistung- faktor-Korrektur bedienen sich der Ansteuerung eines Boost-Konverters mit integ- rierten Schaltkreisen, der festfrequenten Ansteuerung eines Boost-Konverters im lückenden Betrieb mit diskreten Bauteilen oder der Verwendung einer Ladungspum- pe im Resonanzkreis eines nachgeschalteten Wandlers unter Verzicht auf einen vor- geschalteten Wandler zur Leistungsfaktor-Korrektur.

Der Nachteil der aus dem Stand der Technik bekannten Schaltungsanordnungen zur Leistungsfaktor-Korrektur mittels Ladungspumpe im Resonanzkreis besteht darin, dass diese insbesondere bei elektronischen Vorschaltgeräten mit höheren Leistungen zu hohen Blindströmen im Lastkreis führen. Der Nachteil der aus dem Stand der Technik bekannten Anordnung mit festfrequenter Ansteuerung im lückenden Betrieb besteht in einem ungünstigen Störspektrum gemäß der EN 55015.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin, eine Schaltungsan- ordnung zur Leistungsfaktor-Korrektur zur Verfügung zu stellen, die die genannten Nachteile nicht aufweist und die überdies kostengünstig zu realisieren ist.

Darstellung der Erfindung Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch eine Schaltungsanordnung zur Leistungsfaktor-Korrektur mit den Merkmalen von Patentanspruch 1.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass die oben bezeichnete Aufgabe gelöst werden kann durch den Aufbau eines selbstschwingenden Boost-Konverters im nicht lückenden Betrieb. Die Leistungsfaktor-Korrektur wird durch die konstante Einschaltzeit des zentralen Schaltelements bei Betrieb im Transition-Mode erfüllt.

Die konstante Einschaltzeit sowie die für den Betrieb im Transition-Mode erforderli- che Erkennung des Stromnulldurchgangs in der Induktivität wird mit einem minima- len Aufwand an Bauteilen realisiert. So wird mit dem ersten Kondensator zwischen der Arbeitselektrode des ersten Schaltelements und der Steuerelektrode des zweiten Schaltelements sowohl die konstante Einschaltzeit realisiert als auch das Abschalten des ersten Schaltelements im Nulldurchgang des Stroms in der Induktivität. Gleich- zeitig bewirkt der erste Kondensator eine Mitkopplung in den Schaltphasen und re- duziert somit die Schaltverluste durch steile Schaltflanken.

Die erfindungsgemäße Lösung bietet weiterhin den Vorteil, dass infolge des nicht lückenden Betriebs und der sich ergebenden Frequenzmodulation durch die Ein- gangsspannung die Anforderungen an die Bauteile einschließlich eines vorgeschalte-

ten EMV-Filters minimiert werden. Wird die erfindungsgemäße Schaltungsanord- nung zum Betreiben einer Lampe verwendet, insbesondere im Zusammenspiel mit einem Kaltstart-EVG, so führt die hohe Lampenimpedanz während der Glimmphase bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nicht zu einer starken Erhöhung der Zwischenkreisspannung, wie dies jedoch bei den aus dem Stand der Technik be- kannten Pumpschaltungen der Fall wäre.

Bevorzugt ist die Stromquelle, mit der die Steuerelektrode des ersten Schaltelements gekoppelt ist, entweder durch einen zweiten ohmschen Widerstand, der mit der ers- ten Anschlussklemme des Eingangs und/oder Ausgangs gekoppelt ist, oder durch eine separate Niederspannungsquelle mit Serienwiderstand realisiert.

Bevorzugt wird dem ersten ohmschen Widerstand und/oder dem zweiten Schaltele- ment ein Begrenzer-Netzwerk, beispielsweise realisiert durch eine erste Zenerdiode, parallel geschaltet, derart dass durch sie die Ausgangsspannung begrenzbar ist. Diese Maßnahme trägt dem Umstand Rechnung, dass bei der erfindungsgemäßen Schal- tungsanordnung bei Lastabwurf, beispielsweise der Zündphase oder der Entfernung einer angeschlossenen Lampe während des Betriebs, die Ausgangsspannung umge- kehrt proportional zur Last ansteigt. Die Parallelschaltung einer ersten Zenerdiode zu dem ersten ohmschen Widerstand verhindert dies, indem die Eingangsleistung beim Erreichen der Zenerspannung dieser ersten Zenerdiode soweit heruntergeregelt wird, dass die Ausgangsspannung der Schaltungsanordnung die Zenerspannung nicht über- schreiten kann. Alternativ dazu kann die Ausgangsspannung mit einem Begrenzer- Netzwerk parallel zum zweiten Schaltelement abgeregelt oder die Schwingung beim Erreichen einer Ausgangs-Schwellspannung vollständig unterbunden werden.

Das erste Schaltelement kann einen nmos-Transistor und/oder das zweite Schaltele- ment einen npn-Transistor umfassen. Alternativ kann das erste Schaltelement einen pmos-Transistor und/oder das zweite Schaltelement einen pnp-Transistor umfassen.

Bevorzugt ist die Schaltungsanordnung derart ausgelegt, dass bei einem Nulldurch- gang des Stroms durch die Induktivität das erste Schaltelement öffnet. Durch diese Maßnahme wird eine einfache Bedingung vorgegeben, um eine Schwingung zu star-

ten. So bewirkt bereits der Nulldurchgang des Ladestroms, der beim Aufschalten der Eingangsspannung durch die Induktivität und die erste Diode in den Lastkreis fließt, das Anschwingen der Schaltung.

Bevorzugt ist zwischen die Steuerelektrode des zweiten Schaltelements und die erste Anschlussklemme des Eingangs ein dritter ohmscher Widerstand gekoppelt. Durch diesen zusätzlichen Pfad wird die Einschaltzeit im Bereich des Nulldurchgangs der Eingangsspannung verlängert, was sich günstig auf den Oberwellengehalt des Ein- gangsstroms auswirkt.

Bevorzugt kann auch zwischen die Steuerelektrode und die Bezugselektrode des zweiten Schaltelements die Serienschaltung aus einer zweiten Diode und einer zwei- ten Zenerdiode derart gekoppelt werden, dass die zweite Zenerdiode die Spannung zwischen Steuerelektrode und Bezugselektrode des zweiten Schaltelements in Sperr- richtung begrenzt. Die zweite Diode verhindert einen Strom in Flussrichtung der zweiten Zenerdiode. Die Sperrspannung der Zenerdiode bestimmt maßgeblich die Einschaltdauer des ersten Schaltelements und damit bei gegebener Last die Höhe der Ausgangsspannung. Bei Verzicht auf die beiden Dioden wird die Sperrspannung durch die negative Durchbruchspannung des Übergangs zwischen Steuerelektrode und Bezugselektrode des zweiten Schaltelements bestimmt.

Bevorzugt wird weiterhin die Steuerelektrode des ersten Schaltelements und die Ar- beitselektrode des zweiten Schaltelements über eine dritte Zenerdiode mit dem Be- zugspotential gekoppelt, wobei die dritte Zenerdiode derart angeordnet ist, dass durch sie die Steuerelektrode des ersten Schaltelements vor Überspannung geschützt werden kann.

Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen Im Nachfolgenden werden nunmehr Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Be- zugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen :

Figur 1 ein Prinzipschaltbild einer ersten Ausführungsform einer erfindungsgemä- ßen Schaltungsanordnung ; Figur 2 ein Prinzipschaltbild einer zweiten Ausführungsform einer erfindungsge- mäßen Schaltungsanordnung ; Figur 3 in schematischer Darstellung die zeitlichen Verläufe verschiedener Signale der Figuren 1 und 2 ; Figur 4 den gemessenen zeitlichen Verlauf dreier Signale eines realisierten Aus- führungsbeispiels ; und Figur 5 den zu Figur 4 zugehörigen zeitlichen Verlauf des Eingangsstroms ie.

Figur 6 ein Prinzipschaltbild einer dritten Ausführungsform einer erfindungsge- mäßen Schaltungsanordnung.

Im Folgenden werden für gleiche und gleichwirkende Elemente der verschiedenen Ausführungsbeispiele durchweg gleiche Bezugszeichen verwendet.

Bevorzugte Ausführung der Erfindung Zunächst wird auf die in Figur 1 dargestellte erfindungsgemäße Schaltungsanord- nung Bezug genommen. Ohne Einschränkung der Anwendungsmöglichkeiten der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, wird diese im Nachfolgenden am Beispiel der Ansteuerung eines elektronischen Vorschaltgeräts für eine Lampe dargestellt.

Die zugehörigen prinzipiellen Signalverläufe können der Figur 3 entnommen wer- den.

Von einer Spannungsquelle, insbesondere einer Netzspannungsquelle, wird eine Spannung ue der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 12 zur Verfügung ge- stellt. Sie liefert zunächst einen Strom ie an ein Gleichrichternetzwerk 10, das vier Dioden D11, D12, D13, D14 umfasst. Die am Ausgang des Gleichrichternetzwerks

10 zur Verfügung gestellte Spannung ug wird durch einen Kondensator Ce stabilisiert und der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 12 zur Leistungsfaktor-Korrektur zugeführt.

Der Kondensator C, sei zum Zeitpunkt to auf die negative Basis-Emitter- Durchbruchspannung des Transistors Q2 geladen. Damit sperrt der Transistor Q2 und der Transistor Q, ist über einen Pull-Up-Widerstand R, leitend, das heißt die Span- nung u am Drainanschluss des Transistors Ql ist Null. Der Strom is durch die Induk- tivität Li sei zum Zeitpunkt to ebenfalls gleich Null. Die Ausgangsspannung uz an der Last RL sei konstant, beispielsweise aufgrund Stützung durch einen hinreichend gro- ßen Bulk-Kondensator Ca.

Der Kondensator Cl wird nun über R2 in der Zeit T, = t,-to umgeladen, wobei sich T ergibt aus duc./T, = 1/C, * (uZ/R2). (1) Während des Zeitintervalls T, steigt der Strom il in der Induktivität Ll linear an. Die Steigung der Stromrampe errechnet sich aus il maX/Tx = 1/L1 * ug, wobei ug die Eingangsspannung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dar- stellt.

Zum Zeitpunkt t erreicht die Spannung usais von Transistor Q2 die Durchlassspan- nung und schaltet den Transistor Q2 ein. Damit wird die Spannung uGate von Transis- tor Q, zu Null und der Transistor Ti, vorliegend beispielhaft ein MOS-FET, sperrt.

Zum Zeitpunkt t1 kommutiert der Strom il durch die Induktivität Li zunächst auf den Kondensator Cl und lädt diesen auf die Ausgangsspannung uz um. Anschließend kommutiert der Strom il auf die Gleichrichter-Diode DI und speist somit den Aus- gangskreis. Bis zum Zeitpunkt t2 nimmt der Strom il in der Induktivität L, linear ab.

Die Steigung der negativen Stromrampe lässt sich berechnen aus i1,max/T2 = 1/L1 * (ug-uz),

wobei unter Vernachlässigung einer Einschaltzeit des Transistors T1 gilt : T2 = 12-tri.

Zum Zeitpunkt t2 ist der Stromnulldurchgang in der Diode D, erreicht, vergleiche Figur 3 b), und die Diode Dl sperrt. Der Kondensator C, entlädt sich über die Induk- tivität Li und räumt auf diese Weise die Basis des Transistors Q2 aus. Damit sperrt der Transistor Q2 und die Spannung uGate am Gate von Transistor Q wird über den Pull-Up-Widerstand Rl hochgezogen. Damit schaltet Q, ein und zieht die Spannung ul an seinem Drain auf Null. Der Kondensator Cl wird über den Drain-Source- Übergang des Transistors Q, bis zur negativen Basis-Emitter-Durchbruchspannung des Transistors Q2 entladen. Diese Mitkopplung ermöglicht eine schnelle Abschal- tung des Transistors Q und minimiert auf diese Weise die Schaltverluste. Damit ist der Zustand zum Zeitpunkt to erreicht und der Zyklus beginnt von vorn.

Durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung wird dafür gesorgt, dass die Zeit Tl = tl-to unabhängig von der Eingangsspannung ug, und damit unabhängig von der Spannung ue konstant ist. Aus Gleichung (2) lässt sich unmittelbar ablesen, dass in diesem Fall il, maX proportional zur Eingangsspannung ug ist. Weiterhin ist der Effek- tivwert des Stroms il gleich dem Wirkanteil des Eingangsstroms ig. Im nicht lücken- den Betrieb ist der Spitzenwert des Stroms il in der Induktivität L, gemäß der Glei- chung i1,max = #3 * ig proportional zum Eingangsstrom ig. Durch das Schaltungsprinzip, bei dem der Tran- sistor Q, im Nulldurchgang des Stroms il zum Zeitpunkt t2 wieder geöffnet wird, ist ein nicht lückender Betrieb vorgegeben. Die Bedingung für die Leistungsfaktor- Korrektur lautet : uc-ie (5) und ist aus (3) und (4) mit ug = tue ! und ig= liel, somit durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, erfüllt.

Zum Start der Schwingung :

Nach dem Anlegen einer Spannung ug wird der Kondensator C, über die Induktivität Li und die Diode D, geladen. Über den Widerstand R2 wird die Basis des Transistors Q2 während des Aufbaus der Ausgangsspannung uz angesteuert, wodurch der Tran- sistor Q2 leitet. Damit ist die Spannung urate am Gate des Transistors Q, gleich Null und sperrt in dieser Phase den Transistor Q.

Nach dem Umladen des Kondensators Cl beim Erreichen des ersten Spannungsschei- telwertes der Eingangsspannung geht der Strom il durch die Induktivität L durch Null. Wie oben bereits ausgeführt, führt dies zum Umladen des Kondensators C, und zum Start eines Zyklus gemäß Figur 3. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung schwingt somit nach dem Aufschalten der Eingangsspannung selbständig an.

Mit Bezug auf die in Figur 2 dargestellte Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung werden im Folgenden weitere Ausgestaltungen des erfin- dungsgemäßen Schaltungsprinzips beschrieben : Die Zeit T2 nimmt mit steigender Ausgangsspannung uz umgekehrt proportional ab. Damit wird die Eingangsleistung mit steigender Ausgangsspannung uz zurückgeregelt, was für die Schaltungsanord- nung vorteilhaft ist. Um die Ausgangsspannung uz bei einer ohmschen Last vollstän- dig auszuregeln, müsste die Eingangsleistung jedoch mit einer Proportionalität zum Quadrat der Ausgangsspannung uz zurückgeregelt werden. Dies bedeutet, dass die Ausgangsspannung uz bei Lastabwurf, beispielsweise bei der Zündphase einer Lam- pe oder der Entfernung einer Lampe während des Betriebs, dennoch umgekehrt pro- portional zur Last ansteigt. Um dies zu verhindern, kann eine Zenerdiode D4 einge- führt werden. Diese liegt parallel zum ohmschen Widerstand R2 und begrenzt die Ausgangsspannung uz, indem die Zeit T, und damit die Eingangsleistung beim Errei- chen der Zenerspannung an der Zenerdiode D4 soweit heruntergeregelt werden, dass die Ausgangsspannung uz die Zenerspannung der Diode D4 nicht überschreiten kann.

Zwischen die Steuerelektrode des zweiten Transistors Q2 und die erste Anschluss- klemme des Eingangs ist ein ohmscher Widerstand R3 gekoppelt. Mit diesem Wider- stand lässt sich der Oberwellengehalt des Eingangsstroms weiter reduzieren, da der Wandler andernfalls im Bereich des Nulldurchgangs der Eingangsspannung bei zu kurzen Einschaltintervallen keine Leistung übertragen kann.

Durch den nicht lückenden Betrieb der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird die Strom-Amplitude des Stroms il auf il maX 43*ig begrenzt. Dadurch vermin- dern sich die Anforderungen an die Bauteile, insbesondere an die Sättigung der In- duktivität L.

Die Schaltfrequenz f beträgt bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung f = 1/(TI+T2). Da T2 gemäß Gleichung (3) von der Eingangsspannung ug abhängig ist, wird das Spektrum der leitungsgebundenen Störabstrahlung bei Betrieb an der Netz- spannung ue verschliffen. Die niedrigste Frequenz wird bei hohen Eingangsspannun- gen ug erreicht. Da bei hohen Eingangsspannungen die höchsten Ströme i, in der Induktivität L, abgeschaltet werden müssen, kann die Schaltung so dimensioniert werden, dass diese Frequenz unterhalb dem Sprung in der Bewertungskurve bei 50 kHz liegt.

Gemäß Gleichung (1) legt der Kondensator Ct zusammen mit dem ohmschen Wider- stand R2 die Zeitkonstante T, fest. Der Kondensator Cl hat in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung jedoch noch weitere vorteilhafte Funktionen : - Der Kondensator Cl ermöglicht ein schnelles Ausräumen der Basis des Transis- tors Q2 zum Zeitpunkt t2 durch Mitkopplung in der Schaltphase.

- Umgekehrt unterstützt der Kondensator Cl zum Zeitpunkt t, ebenfalls durch den Mitkoppeleffekt das Einschalten des Transistors Q2 und damit ein"hartes"Ab- schalten des Transistors Ql. Je nach Dimensionierung kann es erforderlich sein, die Basis des Transistors Q2 zwei Dioden D2a, D2b, siehe Figur 2, parallel zur Ba- sis-Emitter-Strecke des Transistors Q2 gegen Überstrom beim Umladen des Kon- densators Cl zu schützen. Die Zenerdiode D2b begrenzt die negative Basis- Emitter-Spannung des Transistors Q2. Damit ist die Zeit T, unabhängig von Bau- teilstreuungen und Temperaturverhalten der Durchbruchspannung des Transistors Q2 - Der Kondensator Cl begrenzt die Flankensteilheit beim Umschwingen der Span- nung an der Induktivität Li.

In vorteilhafter Weise klemmt der Transistor Q2 das Gate des Transistors Qt"hart" auf Null Volt. Dies ist erforderlich, um die Gate-Kapazität des Transistors Q, schnell umzuladen und ein schnelles Abschalten des Transistors Q, zu bewirken. Damit las- sen sich außerdem die Schaltverluste im Transistor Q gering halten. Umgekehrt wird der Transistor Q, über den Pull-Up-Widerstand Rl eingeschaltet. Dies kann "weich"erfolgen, da sich der Strom il in der Induktivität L, zu diesem Zeitpunkt erst von Null beginnend aufbauen muss.

Um das Gate in der vorliegenden Schaltung gegen Überspannung zu schützen, kann eine Zenerdiode D3, siehe Figur 2, zwischen den Gate-Anschluss und das Bezugspo- tential für den Transistor Q, geschaltet werden.

Bei einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung ist der Pull-Up-Widerstand R, an eine interne Niederspannungsversorgung angeschlossen. Damit kann die Zenerdi- ode D3 entfallen. Weiterhin entfallen durch diese Maßnahme die hohen Spannungs- anforderungen an den Widerstand RI.

Figur 4 zeigt den zeitlichen Verlauf der Ausgangsspannung uz des Stroms il und der Spannung basis an der Basis des Transistors Q2 über der Zeit bei einem Versuchsauf- bau einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Die Spannungsspitzen in den Verläufen der Spannungen uz und basis resultieren aus den Umladeströmen des Kon- densators C, und führen zu Verlusten im Transistor Q2, sofern sie nicht über optional einzufügende Dioden D2a und D2b abgeleitet werden.

Figur 5 zeigt den zeitlichen Verlauf des Eingangsstroms ie bei Ansteuerung aus einer sinusförmigen Netzspannung ue. Im Bereich des Nulldurchgangs der Netzspannung ue erreicht die Spannung an der Induktivität L nicht mehr die Ausgangsspannung uz.

Damit ist in diesem Bereich für eine sehr geringe Zeit keine Leistungsübertragung möglich. Diese Stromverzerrungen resultieren in einem Oberwellenanteil, der je nach Anforderungen toleriert werden kann. Durch den zusätzlich eingebrachten dritten Widerstand R3 zwischen der Basis des Transistors Q2 und der gleichgerichteten Ein- gangsspannung kann dieser Effekt weitgehend kompensiert werden.

In Figur 6 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel für die Erfindung dargestellt. Im Un- terschied zu Figur 2 ist zwischen die Steuerelektrode und die Bezugselektrode des zweiten Schaltelements Q2 ein zweiter Kondensators C2 geschaltet. Zudem ist die Bezugselektrode des zweiten Schaltelements Q2 über einen vierten Widerstand R4 mit dem Bezugspotenzial verbunden. Durch den zweiten Kondensator C2 wird ein Nachteil beseitigt, der durch die Mehrfachfunktion des ersten Kondensators Cl ent- steht. Zum einen bestimmt der Wert des ersten Kondensators Cl die Einschaltzeit T 1 des ersten Schaltelements Q1, zum anderen stellt der erste Kondensator Cl die Mit- kopplung dar, die die Oszillation der gesamten Schaltungsanordnung aufrecht erhält.

In der Praxis treten am ersten Kondensator Cl Spannungsänderungen von mehreren hundert Volt auf. Zusammen mit dem gewünschten Wert des ersten Kondensators Cl resultieren unerwünscht hohe Lade-und Entladeströme, die hohe Bauteilbelastungen mit sich bringen. Durch den zweiten Kondensator wird erfindungsgemäß die Mehr- fachfunktion des ersten Kondensators Cl aufgehoben. Der Wert des zweiten Kon- densators C2 wird so gewählt, dass er wesentlich die Einschaltzeit T 1 des ersten Schaltelements Ql bestimmt. Der Wert des ersten Kondensators Cl kann nun so klein gewählt werden, dass lediglich seine Mitkoppelfunktion noch aufrecht erhalten wird. Damit können die o. g. Lade-und Entladeströme reduziert werden. Über den Wert des vierten Widerstandes R4 besteht eine weitere Möglichkeit sowohl die Mit- koppelfunktion des ersten Kondensators Cl als auch die Einschaltzeit T 1 des ersten Schaltelements Ql zu beeinflussen. Damit ist ein Feinabgleich möglich. Der Wert des vierten Widerstandes R4 kann aber auch Null sein.

Zusammenfassend ergeben sich durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung insbesondere die folgenden Vorteile : - ein prinzipbedingtes Ausräumen der Transistoren, bewirkt durch die Mitkopp- lung durch den Kondensator Cl beim Abschalten des Transistors Q,, ermöglicht ein verlustarmes Schalten hoher Ströme ; - der Kondensator Cl bzw. die Kondensatoren Cl und C2 sind für die Bemessung der Zeitdauer T, zuständig und bewirken gleichzeitig das Abschalten des Transis- tors Q, im Nulldurchgang des Stroms il in der Induktivität Ll ;

- der Kondensator Ci bzw. die Kondensatoren C, und C2 ermöglichen ein"wei- ches"Kommutieren des Stroms il zum Zeitpunkt tj ; - die Variation der Ausgangsspannung uz infolge einer Lastvariation wird teilwei- se, das heißt linear statt quadratisch, ausgeregelt durch die Abhängigkeit der Zeitdauer T1 von der Ausgangsspannung uz.