La présente invention concerne également un équipement électronique de commutation de puissance tel que commutateurs, convertisseurs numériques analogiques de puissance, modulateurs PWM ou encore convertisseurs d'énergie DC/DC, comprenant une pluralité de cellules de commutation, du type précité, disposées en parallèle à travers des diodes d'anti-retour.

Le domaine de la commutation de puissance recouvre de nombreux équipements électroniques nécessitant l'utilisation de cellules de commutation, comme éléments de base, caractérisées par différents paramètres comme, par exemple, la puissance, la rapidité ou encore le rendement.

L'architecture de telles cellules influe directement sur les critères précités et notamment sur le rendement et la rapidité. Il est notamment connu de l'état de la technique d'utiliser des transistors de commutation à effet de champ, de type normalement fermé, commandés par des circuits «contrôleurs de grille» pour réaliser la commutation. Or, ces circuits de par leur complexité limitent la vitesse et le rendement de telles cellules de commutation et, par conséquent, des équipements électroniques de commutation de puissance les utilisant.

Le but de l'invention est donc de proposer une cellule de commutation présentant une architecture simple pour des applications de commutation de puissance ultrarapide et à haut rendement.

A cet effet, l'invention a pour objet une cellule de commutation de puissance du type précité, caractérisé en ce qu'elle comprend :

- un port d'entrée destiné à recevoir un signal numérique,

- un premier transistor à effet de champ, de type normalement fermé, connecté, d'une part, au port d'entrée par sa grille et, d'autre part, à la masse par sa source,

- une première résistance connectée, en amont, au drain du premier transistor,

- un second transistor à effet de champ, de type normalement fermé, connecté, d'une part, à la première résistance par sa grille et, d'autre part, à une source d'alimentation par son drain,

- un port de sortie connecté au second transistor par sa source, et

- une seconde résistance d'auto-polarisation connectée entre la grille et la source du second transistor à effet de champ.

Suivant d'autres modes de réalisation, la cellule de commutation de puissance comprend une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises isolément ou suivant toutes les combinaisons techniquement possibles : - les transistors à effet de champ sont de type HEMT,

- les transistors à effet de champ sont en technologie SiC,

- les transistors à effet de champ sont en technologie GaN,

- les transistors à effet de champ sont en technologie GaAs,

- la cellule comprend une diode d'anti-retour connectée, d'une part, à la source du second transistor et, d'autre part, au port de sortie dans le sens passant,

- la cellule comprend une diode connectée, d'une part, à la masse et, d'autre part, à la source du second transistor dans le sens passant,

- chaque diode est de type Schottky,

- chaque diode est en technologie SiC,

- chaque diode est en technologie GaN, et

- la cellule comprend au moins un condensateur connectée en parallèle aux bornes de la source d'alimentation.

L'invention concerne également un équipement électronique comprenant une telle pluralité de cellules de commutation, disposées en parallèle, à travers des diodes d'anti- retour.

Selon un autre aspect, l'invention concerne également un équipement électronique correspondant.

L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple et faite en se référant aux dessins annexés, sur lesquels :

- la figure 1 est un schéma électronique d'une cellule de commutation selon un mode de réalisation suivant l'invention,

- la figure 2 est un schéma électronique d'une cellule de commutation selon une variante de réalisation de l'invention,

- la figure 3 est une représentation schématique d'un convertisseur numérique- analogique de puissance comprenant N cellules de commutation,

- la figure 4 est une représentation schématique d'un convertisseur numérique- analogique de puissance comprenant trois cellules de commutation, et

- la figure 5 illustre l'évolution dans le temps des tensions en entrée IN et de la tension en sortie OUT du convertisseur de la figure 4.

La cellule de commutation 10 selon l'invention, illustrée sur la figure 1 , comprend un port d'entrée 12, deux transistors à effet de champ 14,16, deux résistances 18,20, une source d'alimentation 22 et un port de sortie 24. Le premier transistor à effet de champ T-i 14, de type normalement fermé, est connecté d'une part au port d'entrée 12 par sa grille 26 et, d'autre part, à la masse 28 par sa source 30.

La première résistance Ri 18 est connectée, en amont, au drain 32 du premier transistor ΤΊ 14.

Le second transistor à effet de champ T ₂ 16, de type normalement fermé, est connecté à la partie aval de la première résistance Ri 18 par sa grille 34.

La seconde résistance R ₂ 20 est connectée, en amont, à la fois à la grille 34 du transistor T ₂ 16 et à la partie aval de la résistance 18 et, en aval, à la source 36 du transistor T ₂ 16.

La source d'alimentation 22 est connectée au drain 38 du second transistor T ₂ 16. Enfin, le port de sortie 24 est connecté, à la fois, au second transistor T ₂ 16 par sa source et à la partie aval de la résistance R ₂ 20.

Avantageusement, les transistors à effet de champ 14, 16, de type normalement fermé, sont des transistors H EMT en technologie GaN, GaAs ou SiC.

Le fonctionnement de la cellule de commutation 10, tel que représenté sur la figure 1 , va être à présent décrit.

Comme un signal numérique est appliqué en entrée de la cellule 10, deux états sont possibles pour caractériser cette cellule 10.

Dans un premier état, désigné par « état OFF », lorsque V _!N =0V, le transistor ΤΊ 14 est saturé, le transistor T ₂ 16, à source flottante, s'auto-polarise à une tension V _GS2 . Le point d'auto-polarisation est la solution du système d'équations non-linéaires:

L'équation (1 ) est liée au circuit et l'équation (2) représente la caractéristique non- linéaire courant-tension du transistor. La résolution de ce système d'équations donne la valeur de la résistance d'auto-polarisation R ₂ 20 pour une tension V _GS2 donnée.

En désignant par Vp la tension de pincement du transistor T ₂ 16, Il faut choisir V _G s2 légèrement supérieure à -V _P de façon à obtenir une auto-polarisation avec un courant minimum au niveau du transistor T ₂ 16. Le transistor T ₂ 16 est donc à la limite du blocage mais laisse toujours circuler le courant nécessaire à son auto-polarisation. L'état "OFF" se caractérise par une tension de sortie V ₀ UT non nulle, selon l'équation :

V _{OUT OFF} = (R _j + R ₂ ).I _R2 (3) (en supposant idéalement que la résistance série RDS entre le drain et la source de T1 est nulle) Soit :

V _ _ (R _t + R ₂ ) (R _t + R ₂ )

^V OUT_OFF _D · ^V GS2 „ · ^V P \

κ ₂ κ ₂

Ainsi, si on choisit on obtient V ₀ UT_OFF ⁼ V _p . Cependant pour garantir la stabilité de la cellule, il convient de prendre une résistance R-i 18 de quelques ohms.

Quelque soient les valeurs des résistances, la tension de sortie VQUT OFF est au minimum égale à V _P . Il faut donc utiliser des transistors présentant des tensions de pincement les plus faibles possibles afin d'obtenir une tension VOUT OFF proche de 0 V.

Une faible tension de pincement V _P permet de diminuer la résistance R2 20 pour obtenir un même courant d'auto-polarisation. Ceci permet d'une part de diminuer la puissance dissipée à l'état OFF et d'autre part d'augmenter la vitesse de commutation qui dépend de R^ 18, R2 20 et de la capacité grille-source C _G s2 de T ₂ , non représentée sur la figure 1 .

Dans un second état, désigné par « état ON », lorsque V _!N =-V _Pî le transistor ΤΊ 14 est bloqué, le courant l _R2 s'annule. La tension V _G s2 passe à 0V et le transistor T ₂ 16 se sature. La tension V ₀ UT vaut idéalement V _DD . Le courant traversant le transistor T ₂ 16 dépend de la charge, non représentée sur la figure 1 , connectée en sortie.

Les temps de commutation pour le passage à l'état ON ou à l'état OFF de la cellule 10 sont directement liés aux constantes de temps dues à la capacité grille-source C _c ,s du transistor T ₂ 16 et aux résistances R^ 18 et R2 20. En minimisant les résistances R-i 18 et R2 20, les constantes de temps de charge et décharge de C _G s peuvent être de l'ordre de quelques dizaines ou centaines de picosecondes. Les fréquences de commutation possibles peuvent atteindre plusieurs centaines de MHz voire les GHz.

Par ailleurs, un autre intérêt de cette cellule 10 est que la commutation se produit par rapport à un seuil de déclenchement. La valeur du seuil de déclenchement peut être ajustée en fonction de la résistance R^ 18 et de la résistance d'auto-polarisation R2 20. Il suffit en effet d'une variation très faible, de l'ordre de quelques mV, de la tension d'entrée V _!N au voisinage du seuil de déclenchement pour réaliser le changement d'état. On peut donc commuter de la forte puissance à haute fréquence avec un minimum d'énergie de commande.

Selon un autre mode de réalisation de l'invention, illustré sur la figure 2, la cellule de commutation 10 comprend, en outre, deux diodes D1 40, D2 42.

La première diode D1 40 est connectée d'une part à la masse 28 par son anode, et d'autre part, à la source 36 du second transistor 16 par sa cathode. Cette diode D1 40 est propre à éviter que le potentiel sur la source du transistor T ₂ 16 ne devienne trop négatif lors d'une phase transitoire. La seconde diode D2 42 est connectée d'une part par son anode, à la fois à la source 36 et à la cathode de la diode D1 40, et d'autre part, au port de sortie 24 par sa cathode. Cette diode d'anti-retour D2 42 est propre à assurer une isolation de la cellule.

Avantageusement, les diodes D1 40, D2 42 sont des diodes Schottky en technologie GaN ou Sic.

Selon un autre mode de réalisation, également illustré sur la figure 2, la cellule de commutation 10 comprend, en outre, deux condensateurs Ci 44, C2 46 disposés en parallèle de la source d'alimentation 22. Ces condensateurs sont propres à aider l'alimentation de la cellule lors des phases de transitions de commutation.

La figure 3 représente un schéma d'un convertisseur numérique-analogique de puissance 48 comprenant une pluralité de cellules de commutation 10, du type précité, disposées en parallèle à travers des diodes d'anti-retour (42), non représentées sur cette figure.

La source d'alimentation 22 de chaque cellule de commutation 10 est contrôlée indépendamment et permet d'alimenter les cellules 10, désignées par Ci à CN, avec un niveau de tension différent, désignés par VDDI à VDDN.

Chaque port d'entrée 12 est apte à recevoir un signal numérique de commande de forme carrée 50 indépendant, représentant une suite binaire et désigné par Ai à AN. Chaque signal numérique 50 est variable dans le temps et son amplitude correspond à la tension, désignée par VINI à VINN, appliquée en entrée d'une cellule 10. Les niveaux de tension en entrée varient entre 0 V et -Vp, la tension Vp correspondant à la tension de pincement du commutateur 14 (non représenté) de la cellule de commutation 10.

La fréquence de chaque signal 50 est identique. A chaque période 52 du signal 50 est associé un code binaire. Le niveau 0 V correspond ainsi à l'état 0, le niveau -Vp correspondant à l'état 1 .

Pour chaque cellule de commutation 10, la tension générée au niveau du port de sortie 24 varie entre des valeurs proches de 0 V et VDDN suivant le code binaire appliqué. Par exemple, pour la première cellule 10 C1 de la figure 3, la première période 52 correspond à l'état 0, une tension proche de 0 V est donc générée au niveau du port de sortie 24 de la cellule C1 . Par contre, la troisième période 52 correspond à l'état 1 , une tension proche de VDDI est donc générée au niveau du port de sortie 24 de la cellule C1.

A un instant t donné, par l'intermédiaire des N signaux numériques 50 appliqués au niveau de chaque port d'entrée 12, un code numérique, correspondant à un nombre binaire, constitué de N bits est appliqué en entrée du convertisseur numérique-analogique 48. La tension de sortie, au niveau de la sortie analogique commune 54, du convertisseur 48 correspond à la somme des tensions élémentaires en sortie de chaque port de sortie 24 de chaque cellule de commutation 10. De même, le courant de sortie, au niveau de la sortie analogique commune 54, du convertisseur 48 correspond à la somme des courants élémentaires en sortie de chaque cellule de commutation 10.

Ainsi, comme représenté par les courbes de sorties 56 V(t), l(t) de la figure 3, le convertisseur 48 convertit un nombre binaire en une tension ou un courant analogique qui lui est proportionnel. Il est à noter que les courbes de sorties 56 ne sont données qu'à titre indicatif afin d'illustrer que la tension de sortie est constituée des N niveaux de tension et que le courant de sortie a la même forme que la tension, si l'on considère une charge en sortie (non représentée) purement résistive.

Un exemple de réalisation d'un convertisseur numérique-analogique de puissance

48 est présenté sur la figure 4.

Ce convertisseur 48 comprend trois ports d'entrée 12 aptes à recevoir un signal numérique, trois cellules de commutation 10 disposées en parallèle et une sortie analogique commune 54.

Chaque cellule de commutation 10 comprend une source d'alimentation 22 dont la valeur est représentée respectivement par VDDI , VDD2 et VDD3. L'architecture de chaque cellule de commutation 10 est basée sur celle illustrée par la figure 1 . En outre, elle comprend une diode d'anti-retour D2 42 connectée selon le même mode de connexion que celui représenté sur la figure 2.

A titre d'exemple, les valeurs des tensions d'alimentation sont VDDI =15V,

VDD2=22V et VDD3=29V. Ainsi, pour une charge d'utilisation, non représentée, de 5 ohms connectée en sortie du circuit, la puissance maximale fournie à la charge est alors d'environ 160 W.

La figure 5 illustre le fonctionnement d'un tel convertisseur 48 dans une application de commutateur d'alimentation à trois niveaux, à une vitesse de commutation de 10 Mhz. La courbe IN représente la mesure de la tension d'entrée, relative au signal Ai , réalisée à 10 Mhz. Les signaux A2 et A3, non représentés sur la figure 5, sont similaires au signai Ai avec un décalage dans le temps afin d'obtenir les codes binaires souhaités en entrée. La courbe OUT représente les mesures de la tension de sortie réalisées à 10 Mhz.

Pour cette application, comme seulement trois niveaux de tension sont requis en sortie, seuls trois codes binaires de trois bits sont utilisés en entrée, au lieu des huit possibles. Ainsi, pour obtenir une tension VDDI en sortie, un code AiA2A3=100 est appliqué en entrée. Suivant le même principe, pour obtenir une tension VDD2 en sortie, un code AiA2A3=010 est appliqué en entrée et, pour obtenir une tension VDD3 en sortie, un code AiA2A3=001 est appliqué en entrée. Ainsi, la cellule de commutation de puissance selon l'invention présente l'avantage d'avoir une architecture simple sans utilisation de circuits de commande complexes pour gérer le fait que la source du transistor T2 est flottante. De plus, l'utilisation de telles cellules avec des transistors HEMT permet d'obtenir des vitesses de commutation de 10 à 100 fois supérieure aux systèmes actuels classiques basés sur des transistors MOSFET.