OFDM/OQAM À UNE CADENCE SUPÉRIEURE À NYQUIST

1. Domaine de l'invention

Le domaine de l'invention est celui des communications mettant en œuvre une modulation multiporteuse.

Plus précisément, l'invention propose une technique de modulation permettant une transmission de données au-delà de la cadence de Nyquist (en anglais FTN pour « Faster Than Nyquist ») pour des systèmes multiporteuses.

L'invention trouve notamment des applications dans le domaine des communications sans fil (DAB, DVB-T, WLAN, optique non guidée, etc.) ou filaires (xDSL, PLC, optique, etc.). Par exemple, l'invention trouve des applications dans le domaine des communications cellulaires, sur voix montante ou descendante, des communications entre dispositifs (en anglais D2D pour « Device to Device »), des communications à partir d'un réseau de réacheminement (en anglais « backhauling »), etc.

2. Art antérieur

Le principe des transmissions au-delà de la cadence de Nyquist a été présenté en 1975 par E. Mazo, dans le document « Faster-than-Nyquist signaling » (Bell. Syst. Tech. Journal, 54 :1451- 1462).

Selon ce document, la transmission à la cadence de Nyquist peut s'illustrer en considérant la transmission d'une suite d'informations binaires indépendantes { _n ) telles que a _n = +1 par une impulsion de Nyquist :

Cette transmission peut s'effectuer sans interférences, et donc sans erreur, dans un canal de transmission de largeur B (bande unilatérale), avec f ie temps de transmission d'un symbole tel que T = 1/2B. Dans le cas d'une transmission perturbée par un bruit additif, blanc et Gaussien (en anglais AWGN pour « Additive White Gaussian Noise »), le détecteur optimal, qui va minimiser la probabilité d'erreur bit, est réalisé avec l'utilisation en réception d'un filtre adapté à l'impulsion de Nyquist, i.e. g(—t).

Ce système de transmission est orthogonal, c'est-à-dire qu'il vérifie la condition :

où δ désigne le symbole de Kronecker.

Pour aller au delà de la cadence de Nyquist (FTN), sans modifier la puissance de ission, il est possible de rapprocher les impulsions en les transmettant espacées d'une durée T' < Τ, autrement dit en compressant d'un facteur τ tel que T' = τΤ avec 0 < τ < 1. On vérifie alors qu'au lieu de BT = 1/2, on a BT' < 1/2.

Une telle transmission FTN permet donc de réduire le temps de transmission pour un volume d'information donné ou, en d'autres termes, d'augmenter le volume d'information pour un temps de transmission donné.

Cependant, la transmission FTN génère toutefois de fortes interférences, comme illustré ci-après.

La figure 1 illustre un exemple de système de transmission pour les transmissions de type FTN/OFDM/OQAM, encore notées FTN/OQAM.

A l'émission, les bits d'un signal source sont d'abord codés par un codeur de canal CC 11, qui représente un code convolutif, et entrelacés par un entrelaceur π 12. Les bits codés entrelacés sont ensuite mappés sur des symboles OQAM, dans un module de mappage 13, en utilisant par exemple la technique de mappage de Gray. Les porteuses du signal multiporteuses sont ensuite modulées avec les symboles OQAM dans un modulateur FTN-OQAM 14.

Le signal en sortie du modulateur FTN-OQAM 14 s'écrit :

avec :

g la forme d'onde utilisée ;

M le nombre de porteuses ;

Nf = [τ.—1 , avec τ le facteur de compression ;

L ² J arrondi

L la longueur du filtre prototype g ;

D = L— 1 un paramètre de retard introduit pour rendre le système causal ;

m _n les symboles à transmettre, à valeurs réelles pour une modulation OQAM ;

O _{m n} un terme de phase de la modulation FTN /OQAM, qui peut être égal à O _{m n} =

- (m + n)

2 ^J

Après passage dans un canal AWGN 15, le signal reçu est d'abord démodulé par un démodulateur FTN-OQAM 16.

Le symbole reçu à l'instant n sur la porteuse m peut s'exprimer sous la forme suivante : } + _W , soit encore : y _mo ,n ₀ = a _mo ,n ₀ + ¾{∑n≠n ₀ +

j2n[k-^j{m-m ₀ )

¾{∑ _m≠mo ∑n ^-" ¹⁰⁺ⁿ - ^no) ∑ _k g [k - nN _f ]g [k - n ₀ N _f ] e 5 } + ^W n ₀

Le premier terme de l'équation ( _{mQ no} ) est le symbole utile, le deuxième terme correspond aux interférences entre symboles (ISI), le troisième terme correspond aux interférences entre porteuses (ICI _no ) et w _no est le bruit Gaussien. Les ICI dépendent de l'instant temps.

ym ₀ ,n ₀ = ^a m ₀ ,n ₀ + + ICI _nQ + W _nQ

Les symboles issus du démodulateur FTN-OQAM 16 sont ensuite filtrés par un filtre SISO MMSE 17, désentrelacés par un désentrelaceur π ^-1 18, puis décodés par un décodeur 19.

On considère par exemple un récepteur basé sur le principe de la turbo-égalisation. Les informations issues du décodeur 19 sont donc utilisées pour mettre à jour le filtre SISO MMSE 17, en lui communiquant des informations de type logarithme du rapport de vraisemblance (LLRs) L _a (x).

Plus précisément, comme le montre la figure 2, le module de traitement SISO MMSE 17 échange des informations douces (en anglais « soft ») avec le décodeur 19. Le module de traitement SISO MMSE 17 comprend :

un égaliseur linéaire de type MMSE 171, recevant le signal démodulé y et des informations du décodeur 19, délivrant un signal égalisé z ;

un module de mappage SISO 172 délivrant des symboles estimés x avec une variance σ , à partir des LLRs a priori fournis par le décodeur à l'itération précédente, notés L _a (x) ; et - un module de démappage SISO 173 calculant des LLRs extrinsèques L _e (x), en prenant comme entrée le signal égalisé z.

Un schéma similaire peut être mis en œuvre pour les transmissions de type FTN/OFDM. Dans ce cas, le signal en sortie du modulateur FTN-OFDM s'écrit :

j2nm(k-nN f- ^M 2

s >M\ k \ == ^ _^ ^ 2_, ^a _m ™ _n" t ^{e M}

n=0 m=0

en reprenant les mêmes notations que précédemment, avec a _{m n} les symboles à transmettre à valeurs complexes pour une modulation OFDM, et Nf = [τ. M] _arrondi .

Le symbole reçu à l'instant n ₀ sur la porteuse m ₀ peut s'exprimer sous la forme suivante t M-l\

j2nm ₀ ( k-n ₀ Nf—— J

ym ₀ ,n ₀ = _, ^s W ^{e Ή} + ^w n ₀ soit encore

ym ₀ ,n ₀

Le premier terme de l'équation ( _{mQ no} ) est le symbole utile, le deuxième terme correspond aux interférences entre symboles (ISI), le troisième terme correspond aux interférences entre porteuses (ICI) et w _no est le bruit Gaussien.

Il existe donc un besoin pour une nouvelle technique de transmission FTN adaptée à un système multiporteuse ne présentant pas l'ensemble des inconvénients de l'art antérieur.

3. Exposé de l'invention

L'invention propose une solution nouvelle qui ne présente pas l'ensemble de ces inconvénients de l'art antérieur, sous la forme d'un procédé de génération d'un signal multiporteuse, à partir d'un ensemble de symboles comprenant :

une étape de pré-codage d'un premier sous-ensemble de symboles de l'ensemble de symboles, délivrant un premier sous-ensemble de symboles pré-codés,

ladite étape de pré-codage modifiant la valeur d'un symbole du premier sous-ensemble pour tenir compte d'une interférence générée par au moins un autre symbole de l'ensemble de symboles destiné à être transmis au même instant ou à une même fréquence selon un motif de transmission temps/fréquence prédéterminé (encore appelé « pattern »), et

une étape de modulation d'un ensemble de porteuses à partir du premier sous-ensemble de symboles pré-codés et d'un deuxième sous-ensemble de symboles, non pré-codés, de l'ensemble de symboles, délivrant ledit signal multiporteuse,

ladite étape de modulation modulant chaque porteuse de l'ensemble de porteuses par un symbole pré-codé du premier sous-ensemble ou par un symbole non pré-codé du deuxième sous-ensemble selon le motif de transmission prédéterminé.

L'invention propose ainsi une nouvelle solution pour la génération d'un signal multiporteuse permettant d'annuler au moins partiellement une interférence affectant au moins un symbole lors de la transmission du signal multiporteuse. De ce fait, on améliore aussi la détection des symboles en réception.

Pour ce faire, l'invention propose de pré-coder certains symboles, avant leur transmission, pour annuler au moins partiellement l'interférence entre symboles et/ou entre porteuses susceptible d'affecter ce symbole au cours de la transmission.

Ainsi, plutôt que transmettre un symbole a _{m n} , on propose de transmettre un symbole ^c m,n> ^tel q ^{ue :}

^τη,η ^τη,π CClSI βΙΟΙ _η

avec :

α, β e R, 0≤ α, β≤ 1,

a≠ 0 si on cherche à annuler au moins partiellement une interférence entre symboles ISI susceptible d'affecter ce symbole à la position (τη, ή), a = 0 sinon, et

β≠ 0 si on cherche à annuler au moins partiellement une interférence entre porteuses ICI susceptible d'affecter ce symbole à la position (m, ri), β = 0 sinon.

On affecte donc une valeur particulière à certains symboles, selon leur position (i.e. leur emplacement temps/fréquence) dans un motif de transmission (i.e. dans le bloc de symboles à transmettre), pour que le symbole reçu à cette position ne soit pas, ou peu, entaché d'interférence (i.e. perturbé par une interférence). On pré-annule donc au moins partiellement les interférences devant affecter un symbole, selon le motif de transmission utilisé.

En particulier, l'invention peut s'appliquer à des systèmes de modulations multiporteuses satisfaisant initialement soit la condition d'orthogonalité complexe (comme pour l'OFDM), soit la condition d'orthogonalité réelle (comme pour l'OFDM/OQAM). Les symboles peuvent donc être de type réels ou complexes.

Selon un mode de réalisation particulier, le signal multiporteuse est formé d'une succession temporelle de symboles multiporteuses destinés à être transmis à une cadence supérieure à la cadence de Nyquist.

L'invention propose ainsi de réduire les interférences générées par une transmission du signal multiporteuse au-delà de la cadence de Nyquist (FTN). Il est ainsi possible de réduire le temps de transmission pour un volume d'information donné.

De plus, la transmission FTN sous forme d'un multiplex fréquentiel permet de bénéficier des avantages des systèmes multiporteuses, comme la flexibilité du modulateur (par exemple la possibilité d'éteindre certaines porteuses) ou l'utilisation d'algorithmes efficaces pour l'implémentation du modem (par exemple à base de transformées de Fourier rapide : IFFT - en anglais « Inverse Fast Fourier Transform », ou FFT - en anglais « Fast Fourier Transform »).

La solution proposée offre ainsi une nouvelle technique de génération (ou construction) d'un signal multiporteuse permettant une augmentation du débit de transmission dans une bande de fréquence donnée, tout en permettant de réduire les interférences liées à la transmission FTN. Selon un aspect spécifique de l'invention, le nombre de symbole pré-codés dudit premier sous-ensemble est inférieur ou égal au nombre de symboles non pré-codés dudit deuxième sous- ensemble.

En d'autres termes, le motif de transmission comprend moins de symboles pré-codés que de symboles non pré-codés, ou autant de symboles pré-codés que de symboles non pré-codés.

En effet, comme pour un symbole a _{m n} , les symboles _{m n+p} et a _{m n} _ _p participent aux ISI, et les symboles _{m+q n} et _m _ _{q n} participent aux ICI, avec p, q 6 ¾ ⁺ , p 6 [— l, l] et q 6 [—V, V], on ne peut pas pré-annuler les interférences de tous les symboles.

Par exemple, on choisit de pré-coder la moitié du bloc de symboles transmis.

Selon un premier exemple, l'étape de modulation met en œuvre une modulation de type FTN-OQAM, et l'étape de pré-codage délivre, à partir d'un symbole c½ ₀ ,n ₀ de l'ensemble de symboles, un symbole pré-codé c _{m n} destiné à moduler une porteuse à l'emplacement (m ₀ , n ₀ ) dans le motif de transmission prédéterminé, tel que : = k mod (l + 2) et n ₀ = (k + V)mod (l + 2), (k 6 M et k≤ l + 1)) si ( a = 0 et m ₀ = k mod(V + 1), (k E M et k≤ Z'))) - β ^Ι<:ι si (m ₀ = k mod(l' + 1), (k e M et k≤ Z'))

2) et n ₀ = (k' + l)mod(l + 2), ( k ' e M et k'≤ l + 1)) avec :

mod l'opérateur modulo,

et β des facteurs de sélection d'un type d'interférence à traiter, α, β 6 , 0 < α, β≤ 1, ICI un terme d'interférence entre porteuses déterminé sur ladite porteuse à l'emplacement (m ₀ , n ₀ ) et

ISI un terme d'interférence entre symboles déterminé sur ladite porteuse à l'emplacement (m ₀ , n ₀ ).

Comme indiqué en relation avec l'art antérieur, pour une modulation FTN/OQAM, les termes d'interférences entre symboles ISI et entre porteuses ICI peuvent s'exprimer sous la

avec a _{m n} ledit au moins un autre symbole dudit ensemble de symboles générant une interférence sur ledit symbole c½ ₀ ,n ₀ -

Connaissant la forme des interférences affectant classiquement le symbole à l'emplacement (m ₀ , n ₀ ) dans le cadre d'une modulation FTN/OQAM, il est possible de pré-coder ce symbole en modifiant sa valeur à l'émission, pour pré-annuler au moins partiellement l'une et/ou l'autre de ces interférences, selon la position de ce symbole dans le motif de transmission, i.e. dans le bloc de symboles à transmettre.

On note que de telles expressions dépendent du paramètre Nf, et permettent donc de tenir compte du facteur de compression τ, puisque Nr = [τ.—

L ² 1 J arrondi

Selon un deuxième exemple, l'étape de modulation met en œuvre une modulation de type FTN-OFDM, et l'étape de pré-codage délivre, à partir d'un symbole c½ ₀ ,n ₀ de l'ensemble de symboles, un symbole pré-codé c _{m n} destiné à moduler une porteuse à l'emplacement (m ₀ , n ₀ ) dans ledit motif de transmission prédéterminé, tel que :

c m ₀ ,n ₀

( ^a m ₀ ,n ₀ ^{~ aISI} si (fi = 0 et n _Q = k mod (J! + 1) , (k E N et k≤ Z')))

= S ( ^a m ₀ ,n ₀ ^— /?ZC7 si ( = 0 et m ₀ = k mod(l + 1), (k E M et k≤ Z)))

t( ^a m ₀ ,n ₀ ^{_ aISI ~ ICI} si(m ₀ = k mod(l + 1), et n ₀ = k' mod (Z' + 1), (k, k' e M, k≤ l et k'≤ Z'))) avec :

mod l'opérateur modulo,

et β des facteurs de sélection d'un type d'interférence à traiter, α, β 6 , 0 < α, β≤ 1, ICI un terme d'interférence entre porteuses déterminé sur ladite porteuse à l'emplacement (m ₀ , n ₀ ) et

ISI un terme d'interférence entre symboles déterminé sur ladite porteuse à l'emplacement (m ₀ , n ₀ ).

Comme indiqué en relation avec l'art antérieur, pour une modulation FTN/OFDM, les termes d'interférences entre symboles ISI et entre porteuses ICI peuvent s'exprimer sous la forme suivante :

n _{0 +} ([^] -l)

∑ j2nN fm ₀ (n-n ₀ )

Me M a _mo>n

n ⁼ⁿ o- ⁽ [j^]- ⁱ⁾

n≠n ₀ avec _{m n} ledit au moins un autre symbole dudit ensemble de symboles générant une interférence sur le symbole c½ ₀ ,n ₀ -

A nouveau, de telles expressions dépendent du paramètre Nf, et permettent donc de tenir compte du facteur de compression τ, puisque Nf = [x- M] _arrondi pour une modulation FTN/OFDM.

Connaissant la forme des interférences affectant classiquement le symbole à l'emplacement (m ₀ , n ₀ ) dans le cadre d'une modulation FTN/OFDM, il est possible de pré-coder ce symbole en modifiant sa valeur à l'émission, pour pré-annuler au moins partiellement l'une et/ou l'autre de ces interférences, selon la position de ce symbole dans le motif de transmission, i.e. dans le bloc de symboles à transmettre.

Selon une caractéristique particulière, le motif de transmission prédéterminé est sélectionné en tenant compte d'au moins un élément appartenant au groupe comprenant :

un type de modulation mise en œuvre lors de ladite étape de modulation ;

un type de filtre prototype utilisé lors de ladite étape de modulation ;

- un type de canal utilisé pour la transmission dudit signal multiporteuse.

Par exemple, le motif de transmission est différent pour une modulation FTN/OFDM ou pour une modulation FTN/OQAM.

De même, si on utilise un filtre prototype bien localisé en fréquence, comme le filtre FS (en anglais « Fréquence Selectivity ») avec une longueur quatre fois plus grande que le nombre de porteuses M, il y aura principalement de l'interférence entre symboles au cours de la transmission, donc on sélectionne un motif de transmission adapté à la pré-annulation d'interférence entre symboles. Si à l'inverse on utilise un filtre prototype bien localisé en temps, comme le filtre TFL, avec une longueur égale au nombre de porteuses M, il y aura principalement de l'interférence entre porteuses au cours de la transmission, donc on sélectionne un motif de transmission adapté à la pré-annulation d'interférence entre porteuses.

Dans un autre mode de réalisation, l'invention concerne un dispositif de génération d'un signal multiporteuse, à partir d'un ensemble de symboles, comprenant :

un module de pré-codage (par exemple, un codeur) d'un premier sous-ensemble de symboles de l'ensemble de symboles, délivrant un premier sous-ensemble de symboles pré-codés,

ledit module de pré-codage modifiant la valeur d'un symbole dudit premier sous- ensemble pour tenir compte d'une interférence générée par au moins un autre symbole de l'ensemble de symboles destiné à être transmis au même instant ou à une même fréquence selon un motif de transmission temps/fréquence prédéterminé, et un module de modulation (par exemple, un modulateur) d'un ensemble de porteuses à partir du premier sous-ensemble de symboles pré-codés et d'un deuxième sous-ensemble de symboles, non pré-codés, dudit ensemble de symboles, délivrant le signal multiporteuse,

ledit module de modulation modulant chaque porteuse de l'ensemble de porteuses par un symbole pré-codé du premier sous-ensemble ou par un symbole non pré-codé du deuxième sous-ensemble selon ledit motif de transmission prédéterminé.

Un tel dispositif de génération d'un signal multiporteuse est notamment adapté à mettre en œuvre le procédé de génération décrit précédemment. Il s'agit par exemple d'un émetteur d'une station de base d'un réseau cellulaire pour une communication sur voie descendante, ou d'un émetteur d'un terminal de type ordinateur, téléphone, tablette, boîtier décodeur (en anglais « set-top box »), etc., pour une communication sur voie montante. Ce dispositif pourra bien sûr comporter les différentes caractéristiques relatives au procédé de génération selon l'invention, qui peuvent être combinées ou prises isolément. Ainsi, les caractéristiques et avantages de ce dispositif sont les mêmes que ceux du procédé décrit précédemment. Par conséquent, ils ne sont pas détaillés plus amplement.

L'invention concerne également un procédé de réception d'un signal multiporteuse, délivrant un ensemble de symboles estimés, comprenant :

une étape de démodulation d'un ensemble de porteuses formant ledit signal multiporteuse, délivrant un premier sous-ensemble de symboles pré-codés démodulés et un deuxième sous-ensemble de symboles non pré-codés démodulés,

une étape d'égalisation en temps et/ou en fréquence des symboles pré-codés démodulés, délivrant des symboles pré-codés démodulés égalisés, et

une étape d'égalisation en temps et/ou en fréquence des symboles non pré-codés démodulés, tenant compte de l'estimation d'une interférence affectant lesdits symboles non pré-codés démodulés, obtenue à partir desdits symboles pré-codés démodulés égalisés, délivrant des symboles non pré-codés démodulés égalisés.

Un tel procédé de réception est notamment adapté à recevoir un signal multiporteuse généré selon le procédé de génération décrit ci-dessus. En particulier, un tel procédé est apte à recevoir un signal multiporteuse émis à une cadence supérieure à la cadence de Nyquist.

Un tel signal multiporteuse comprend des symboles pré-codés, dont la valeur a été modifiée avant émission pour tenir compte d'une interférence générée par au moins un autre symbole de l'ensemble de symboles transmis au même instant ou à une même fréquence selon un motif de transmission temps/fréquence prédéterminé, et des symboles non pré-codés.

Les interférences affectant les symboles pré-codés en cours de transmission sont au moins partiellement annulées, grâce à la pré-annulation de ces interférences au pré-codage. Ces symboles pré-codés sont donc peu entachés d'interférence. En revanche, les symboles non précodés sont classiquement entachés d'interférence entre symboles et/ou entre porteuses.

Les symboles pré-codés peuvent donc être égalisés en premier, et les informations obtenues à partir de ces symboles pré-codés peuvent être utilisées pour égaliser les symboles non pré-codés.

Les caractéristiques et avantages de ce procédé de réception sont principalement les mêmes que ceux du procédé de génération d'un signal multiporteuse, et ne sont pas discutés plus en détails.

En particulier, le procédé de réception comprend également une étape de décodage des symboles pré-codés démodulés égalisés, délivrant un premier sous-ensemble de symboles estimés, et délivrant l'estimation d'une interférence affectant lesdits symboles non pré-codés démodulés, et une étape de décodage desdits symboles non pré-codés démodulés égalisés, délivrant un deuxième sous-ensemble de symboles estimés.

Selon un mode de réalisation particulier, l'étape de décodage desdits symboles non précodés démodulés égalisés délivre également une estimation d'une interférence affectant lesdits symboles pré-codés démodulés, et l'étape d'égalisation en temps et/ou en fréquence des symboles pré-codés démodulés tient compte de l'estimation de ladite interférence affectant lesdits symboles pré-codés démodulés.

On introduit ainsi une rétroaction entre l'égalisation des symboles pré-codés démodulés et des symboles non pré-codés démodulés, permettant d'améliorer l'estimation/reconstruction des symboles (QAM, OQAM) en réception.

Selon une autre caractéristique particulière, les étapes de décodage mettent en œuvre un algorithme de type Maximum a posteriori (MAP), MAP logarithmique (Log-MAP,) ou MAP logarithmique maximum (Max-Log-MAP).

Dans un autre mode de réalisation, l'invention concerne un dispositif de réception d'un signal multiporteuse, délivrant un ensemble de symboles estimés, comprenant :

un module de démodulation (ou démodulateur) d'un ensemble de porteuses formant ledit signal multiporteuse, délivrant un premier sous-ensemble de symboles pré-codés démodulés et un deuxième sous-ensemble de symboles non pré-codés démodulés, un module d'égalisation (ou égalisateur) en temps et/ou en fréquence des symboles précodés démodulés, délivrant des symboles pré-codés démodulés égalisés, et

une module d'égalisation (ou égalisateur) en temps et/ou en fréquence des symboles non pré-codés démodulés, tenant compte d'une estimation de l'interférence affectant lesdits symboles non pré-codés démodulés, obtenue à partir desdits symboles pré-codés démodulés égalisés, délivrant des symboles non pré-codés démodulés égalisés.

Un tel dispositif de réception est notamment adapté à mettre en œuvre le procédé de réception décrit précédemment. Il s'agit par exemple d'un récepteur d'une station de base d'un réseau cellulaire pour une communication sur voie montante, ou d'un récepteur d'un terminal de type ordinateur, téléphone, tablette, boîtier décodeur, etc., pour une communication sur voie descendante. Ce dispositif pourra bien sûr comporter les différentes caractéristiques relatives au procédé de génération d'un signal multiporteuse selon l'invention, qui peuvent être combinées ou prises isolément. Ainsi, les caractéristiques et avantages de ce dispositif sont les mêmes que ceux du procédé décrit précédemment. Par conséquent, ils ne sont pas détaillés plus amplement.

L'invention concerne encore un ou plusieurs programmes d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en œuvre d'un procédé de génération d'un signal multiporteuse tel que décrit ci-dessus lorsque ce ou ces programmes sont exécutés par au moins un processeur, et un ou plusieurs programme d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en œuvre d'un procédé de réception d'un signal multiporteuse tel que décrit ci-dessus lorsque ce ou ces programmes sont exécutés par au moins un processeur.

L'invention concerne aussi un support d'informations lisible par un ordinateur, et comportant des instructions d'un programme d'ordinateur tel que mentionné ci-dessus.

4. Liste des figures

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation particulier, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels :

les figures 1 et 2 présentent un exemple de système de transmission FTN selon l'art antérieur ;

la figure 3 illustre les principales étapes mises en œuvre par un procédé de génération d'un signal multiporteuse selon un mode de réalisation particulier de l'invention ;

la figure 4 illustre les principales étapes mises en œuvre par un procédé de réception d'un signal multiporteuse selon un mode de réalisation particulier de l'invention ;

la figure 5 présente un exemple de système de transmission FTN selon un mode de réalisation particulier de l'invention ;

les figures 6, 8, et 10 proposent des exemples de motifs de transmission permettant de réduire les interférences entre symboles, entre porteuses, ou entre symboles et entre porteuses respectivement, dans un système de transmission FTN/OQAM ;

les figures 7, 9 et 11 présentent des exemples de récepteurs permettant de recevoir un signal multiporteuse utilisant le motif de transmission des figures 6, 8 et 10 respectivement ; les figures 12 et 13 proposent des exemples de motifs de transmission permettant de réduire les interférences entre symboles, ou entre symboles et entre porteuses, respectivement, dans un système de transmission FTN/OFDM ;

les figures 14 et 15 illustrent respectivement la structure simplifiée d'un émetteur mettant en œuvre une technique de génération d'un signal multiporteuse, et un récepteur mettant en œuvre une technique de réception selon un mode de réalisation particulier de l'invention.

5. Description d'un mode de réalisation de l'invention

5.1 Principe général

Le principe général de l'invention repose sur le pré-codage d'au moins un symbole modulant une porteuse d'un signal multiporteuse, en modifiant sa valeur pour prendre en compte, à l'émission, une interférence entre symboles ISI et/ou entre porteuses ICI _n affectant normalement ce symbole. L'invention propose ainsi de pré-annuler au moins partiellement une interférence entre symboles et/ou entre porteuses pour au moins un symbole.

Une telle technique peut en particulier être mise en œuvre pour une transmission des données à une cadence supérieure à la cadence de Nyquist.

On propose donc selon l'invention de pré-annuler au moins partiellement, à l'émission, les interférences ISI et ICI _n , puisqu'elles sont connues par l'émetteur. Ainsi, au lieu de transmettre des symboles a _{m n} , on peut transmettre des symboles pré-codés c _{m n} tels que :

^m,n ^Q -m,n CiISI βΐϋ I _n

On note tout d'abord que pour un symbole _{m n} , les symboles _{m n+p} et _{m n} _ _p participent aux ISI, et les symboles _{m+q n} et _m _ _{q n} participent aux ICI, avec p, q 6 ¾ ⁺ , p 6 [—1, 1] et q 6 [—Ι', Ι']. On ne peut donc pas pré-coder l'ensemble des symboles, i.e. préannuler les interférences de tous les symboles.

Les valeurs de l et V peuvent être déterminées à partir d'au moins un élément appartenant au groupe comprenant : la longueur du filtre prototype utilisé, le facteur de compression τ et le type de modulation.

Afin de limiter la diminution de la puissance du symbole utile _{m n} , on introduit deux facteurs et β permettant de sélectionner le type d'interférence que l'on souhaite annuler au moins partiellement grâce au pré-codage, et on transmet un premier sous-ensemble de symboles pré-codés c _{m n} = a _{m n} — alSI— βΙΟΙ _η sur une première partie de la trame. Sur le reste de la trame, on transmet un deuxième sous-ensemble de symboles non pré-codés a _{m n} .

Cette technique de pré-annulation au moins partielle d'interférence peut être nommée technique de précodage SIPC, en anglais « Sparse Interférence Pre-Cancellation ». Cette technique présente de nombreux avantages.

En particulier, la comparaison des courbes du taux d'erreur binaire (BE ) en fonction du rapport signal à bruit (SNR) pour un système FTN/OQAM avec et sans pré-codage montre une convergence plus rapide du système avec pré-codage. Par exemple, dans le cas d'une modulation 64QAM, le système commence à converger dès l'itération 3.

La technique de pré-codage selon l'invention permet également de diminuer la valeur de τ à 0,7 pour une modulation 16QAM, ou à 0,8 pour une modulation 64QAM, ce qui permet une transmission d'un plus grand volume d'information sur une période donnée.

La figure 3 illustre les principales étapes mises en œuvre par un procédé de génération d'un signal multiporteuse selon un mode de réalisation de l'invention.

Un tel procédé reçoit en entrée un ensemble de symboles _{m n} , qui peuvent être à valeurs réelles ou à valeurs complexes.

Au cours d'une première étape 31, un premier sous-ensemble de symboles de l'ensemble de symboles est pré-codé. On obtient ainsi un premier sous-ensemble de K symboles pré-codés, notés c _{m n} . Comme déjà indiqué, l'étape de pré-codage modifie la valeur d'un symbole du premier sous-ensemble pour tenir compte d'une interférence générée par au moins un autre symbole de l'ensemble de symboles destiné à être transmis au même instant ou à une même fréquence selon un motif de transmission temps/fréquence prédéterminé.

Au cours d'une deuxième étape 32, on module l'ensemble de porteuses, par exemple sous la forme d'une trame de MxN porteuses, à partir du premier sous-ensemble de symboles pré-codés et d'un deuxième sous-ensemble de symboles, non pré-codés, de l'ensemble de symboles, délivrant ledit signal multiporteuse s. L'étape de modulation module chaque porteuse de l'ensemble de porteuses par un symbole pré-codé du premier sous-ensemble ou par un symbole non pré-codé du deuxième sous-ensemble, selon le motif de transmission prédéterminé.

La trame de MxN porteuses est donc composée de symboles pré-codés et de symboles non pré-codés respectant un motif de transmission particulier.

La figure 4 illustre les principales étapes mises en œuvre par un procédé de réception selon un mode de réalisation de l'invention.

Un tel procédé reçoit en entrée le signal multiporteuse, après passage dans un canal de transmission.

Au cours d'une première étape 41, le signal multiporteuse reçu r est démodulé, délivrant un premier sous-ensemble de symboles démodulés correspondant aux symboles pré-codés, appelés symboles pré-codés démodulés yïn,n> ^et un deuxième sous-ensemble de symboles démodulés correspondant aux symboles non pré-codés, appelés symboles non pré-codés démodulés y^ _n . Au cours d'une deuxième étape 42, on égalise en temps et/ou en fréquence les symboles pré-codés démodulés

Puis au cours d'une étape suivante 43, on égalise en temps et/ou en fréquence les symboles non pré-codés démodulés γ&,ηι ^en tenant compte d'une estimation d'une interférence affectant les symboles non pré-codés démodulés, obtenue à partir des symboles non pré-codés démodulés, délivrant des symboles non pré-codés démodulés égalisés.

On présente ci-après, en relation avec la figure 5 des exemples de mise en œuvre de l'invention, pour une modulation de type FTN/OQAM ou FTN/OFDM.

5.2 Premier exemple de réalisation : modulation de type FTN/OQAM

La figure 5 illustre un exemple de système de transmission pour une transmission

FTN/OQAM selon un mode de réalisation de l'invention.

A l'émission, les bits d'un signal source sont d'abord codés par un codeur de canal CC 51, qui représente par exemple un code convolutif, et entrelacés par un entrelaceur π 52. Les bits codés entrelacés sont ensuite mappés sur des symboles OQAM, dans un module de mappage 53, en utilisant par exemple la technique de mappage de Gray. On obtient ainsi un ensemble de symboles.

Selon un mode de réalisation de l'invention, une partie de ces symboles, encore appelée premier sous-ensemble, est pré-codée dans un module de pré-codage 54, l'autre partie, encore appelée deuxième sous-ensemble, n'est pas pré-codée.

Par exemple, le module de pré-codage 54 délivre, pour chaque symbole £½ ₀ , _η „ du premier sous-ensemble, un symbole pré-codé <½ ₀ , _η „ destiné à moduler une porteuse à l'emplacement (m ₀ , n ₀ ) dans le motif de transmission prédéterminé, tel que :

cm ₀ ,n ₀

am ₀ ,n ₀ ^{~ ISI} (si β = 0 et n ₀ = k mod (Z + 2) et n ₀ = (k + l)mod(l + 2), (fe 6 N et k≤ l + 1))

_ ( ^a m ₀ ,n ₀ ^_ βΐα _> si ( a = O et m ₀ = k mod(U + l), (k E N et k≤ U))

( ^a m ₀ ,n ₀ ~ ^{aISI ~} P ^{ICI si} ( ^m o = ^k mod(U + l\ (k E N et k≤ Z'))

et n ₀ = k' mod (Z + 2) et n ₀ = (k' + \)mod(l + 2), ( k' 6 Ζ et k'≤ l + 1))

Chacune de ces lignes correspond à un cas différent de précodage, permettant d'annuler partiellement 175/ (SIPC en temps, première ligne), YICI (SIPC en fréquence, deuxième ligne), ou bien 175/ et YICI (SIPC en temps-fréquence, troisième ligne).

Les autres symboles a _{m n} , appartenant au deuxième sous-ensemble, ne sont pas précodés.

Les porteuses du signal multiporteuse sont ensuite modulées avec les symboles OQAM pré-codés du premier sous-ensemble et les symboles OQAM non pré-codés du deuxième sous- ensemble dans un modulateur FTN-OQAM 55. Après passage dans un canal AWGN 56, le signal reçu est d'abord démodulé par un démodulateur FTN-OQAM 57.

Les symboles issus du démodulateur FTN-OQAM 57 sont ensuite filtrés par un filtre SISO MMSE 58 spécifique, désentrelacés par un désentrelaceur π ^-1 59, puis décodés par un décodeur 60.

On considère par exemple un récepteur basé sur le principe de la turbo-égalisation. Les informations issues du décodeur 60 sont donc utilisées pour mettre à jour le filtre SISO MMSE 58, en lui communiquant des informations de type logarithme du rapport de vraisemblance (LL s) L _a (x) comme détaillé ci-après.

A) Précodage en temps (a≠ Ο, β = 0)

Comme déjà indiqué, on constate que, pour un symbole _{m n} , les symboles _{m n+p} et ^a m,n-p participent aux ISI, et les symboles _{m+q n} et _m _ _{q n} participent aux ICI, avec p, q 6 ¾ ⁺ , p e [-1, l] et q e [-Ι', Ι'].

On cherche selon un premier exemple à annuler, ou à tout le moins réduire, uniquement les interférences entre symboles ISI, en pré-codant un premier sous-ensemble de symboles OQAM. On note cette technique pré-codage SIPC en temps. On note que, pour l'annulation ou la réduction de 1757, sur chaque porteuse m, on peut choisir les positions des symboles à pré-coder indépendamment des autres porteuses.

Comme illustré en figure 6, on considère selon ce premier exemple un motif de transmission correspondant à une alternance en temps de deux symboles pré-codés, hachurés, et de deux symboles non pré-codés, non hachurés, et une alternance en fréquence d'un symbole pré-codé, hachuré, et d'un symbole non pré-codé, non hachuré, pour réduire l'interférence entre symboles.

Plus précisément, on suppose que, pour un symbole £½ ₀ , _η „ à l'instant n ₀ et à la porteuse m ₀ , les ISI sont engendrées principalement par les deux symboles voisins Q-rn _n ,n _n +2 Q-rn _n ,n _n —2 - On choisit donc de placer deux symboles pré-codés consécutifs pour chaque valeur de m, en alternant deux symboles pré-codés et deux symboles non pré-codés. On choisit également d'alterner les positions des symboles pré-codés pour m paire et pour m impaire. En effet, pour un symbole c½ ₀ ,n ₀ à l'instant n ₀ et à la porteuse m ₀ , les interférences engendrées par la porteuse m ₀ + 1 et m ₀ — 1 décroissent en fonction de n.

On note que si l'on considère que les ISI sont engendrées principalement par les quatre symboles voisins a _mo>no+4 , a _{mo>no +2} , a _mo>no _ ₂ , et a _mo>no _ ₄ , on choisit de placer deux symboles pré-codés consécutifs pour chaque valeur de m, en alternant deux symboles pré-codés et quatre symboles non pré-codés. On conserve une alternance des positions des symboles pré-codés pour m paire et pour m impaire.

Comme indiqué ci-dessus, on pré-code un premier sous-ensemble de symboles au cours d'une étape de pré-codage 54 pour annuler, ou à tout le moins réduire, l'interférence entre symboles :

^τη,η ^τη,π al SI

avec, pour une modulation FTN/OQAM :

en reprenant les notations présentées avec les modulations FTN/OQAM selon l'art antérieur.

Si l'on suppose que, pour un symbole a _moi n ₀ , les ISI sont engendrées principalement par les deux symboles voisins a _moi n ₀ +2 ^et £½ ₀ ,η ₀ -2 _< ' ^e canal équivalent des ISI peut être représenté par h = [h_ ₁ 0 1 0 h^ , avec h_ ₁ = h _x pour un canal symétrique. Si l'on suppose que les ISI sont engendrés par quatre symboles voisins, le canal équivalent des ISI peut être représenté par h = [h ₂ 0 h Q 1 Q h Q h ₂ ]. On note que les symboles aux positions n impaires ne contribuent pas aux ISI car la modulation OQAM prend la partie réelle du signal reçu.

En reprenant l'exemple de la figure 6, le symbole CL _mo ,n ₀ à ' ^a position (m ₀ , n ₀ ) est pré- codé pour tenir compte des ISI. Considérant le modèle de canal équivalent des ISI, le symbole pré-codé c _{m n} à la position (m ₀ , n ₀ ) est tel que :

Cm ₀ ,n ₀ ^~ ®-m ₀ ,n ₀ ^~ ^-l^-m ₀ ,n ₀ -2 ^— ^ ^• l ^< ^m ₀ , ₀ +2

Le signal multiporteuse comprend donc des porteuses modulées par des symboles précodés, et des porteuses modulées par des symboles non pré-codés.

On remarque que la puissance des porteuses modulées par des symboles pré-codés est inférieure à la puissance des porteuses modulées par des symboles non pré-codés.

A la réception, sans prendre en compte les ICI et le bruit, le symbole pré-codé reçu à la position (m ₀ , n ₀ ) après démodulation, noté ym ₀ ,n _0> ^est tel que :

ym ₀ ,n ₀ ^~ Cm ₀ ,n ₀ ^ ^• l ^< ^m ₀ , ₀ -2 ^ ^• l ^< ^m ₀ , ₀ +2 ^{— Q} -m ₀ ,n ₀ Sans prendre en compte les ICI et le bruit, un symbole non pré-codé reçu à la position (ϊΠι, ηι) après démodulation noté y™^, ^est tel que :

rrij.nj ^—

yf i.rii = (1 ^— 2 * h a _m . _ni + -^a^ ^^ ^~ ^v ^a _i ,n _i - + hl ^a m _i ,n _i +2 ^~ ^l ^a rri _j ,n _j +4 On constate ici une diminution de la puissance du symbole utile a _{m n} représentée par le facteur (1— 2 * h ), partiellement compensée par l'introduction des facteurs de sélection a et β.

On égalise donc d'abord les symboles pré-codés démodulés, puis ensuite les symboles non pré-codés démodulés, en tenant compte d'une interférence affectant les symboles non pré- codés déterminée à partir de l'égalisation des symboles pré-codés.

La figure 7 illustre un exemple de récepteur selon un mode de réalisation de l'invention, mettant en œuvre au moins une itération de décodage.

Au cours d'une première itération de décodage, on égalise les symboles pré-codés démodulés y^ _n avec un égaliseur MMSE-t 581 en temps. Les symboles pré-codés démodulés égalisés sont entrelacés par l'entrelaceur 59, et décodés par le décodeur 60. Par exemple, un tel décodeur est de type Max-log-MAP fournissant des informations soft en termes de maximum de rapport de vraisemblance (LL ), que l'on utilise pour construire des symboles soft. On obtient donc une première estimation des symboles pré-codés ^,n ^en sortie de la première itération de décodage (= â _{m n} aux postions correspondant aux symboles pré-codés).

Ces informations en termes de LLR permettent à un premier module d'annulation d'interférence SIC 1 71 (« Soft Interférence Cancellation ») du récepteur de déterminer l'interférence entre symboles générée par les symboles pré-codés sur les symboles non pré-codés sur une même porteuse d'indice m. Ce module SIC 1 71 détermine aussi l'interférence entre porteuses générée par les symboles des autres porteuses sur la porteuse d'indice m. Le récepteur permet donc également d'annuler, ou de réduire, une partie de l'interférence.

Au cours de la première itération de décodage, on égalise ensuite les symboles non précodés démodulés y^ _n avec un égaliseur MMSE-t 581 en temps, en tenant compte de l'interférence déterminée par le premier module SIC 1 71. Les symboles non pré-codés démodulés égalisés sont entrelacés par l'entrelaceur 59, et décodés par le décodeur 60. Par exemple, un tel décodeur est de type Max-log-MAP. On obtient donc une première estimation des symboles non pré-codés m,n en sortie de la première itération de décodage (= â _{m n} aux postions correspondant aux symboles non pré-codés).

Ces informations en termes de LLR permettent à un deuxième module d'annulation d'interférence SIC 2 72 du récepteur de déterminer l'interférence entre porteuses générée par les symboles non pré-codés sur les symboles pré-codés.

Au cours d'une deuxième itération de décodage, on affine l'égalisation des symboles précodés estimés y^ _n ^avec l'égaliseur MMSE-t 581 en temps, qui tient compte de l'interférence déterminée par le deuxième module SIC 2 72. On itère les étapes d'entrelacement et de décodage, pour obtenir une estimation affinée des symboles pré-codés en sortie de la deuxième itération de décodage et une estimation affinée de l'interférence générée par les symboles précodés sur les symboles non pré-codés.

On affine également l'égalisation des symboles non pré-codés estimés y^ _n au cours d'une deuxième itération de décodage, avec l'égaliseur MMSE-t 581 en temps, en tenant compte de l'estimation affinée de l'interférence générée par les symboles pré-codés sur les symboles non pré-codés. On itère les étapes d'entrelacement et de décodage, pour obtenir une estimation affinée des symboles non pré-codés en sortie de la deuxième itération de décodage et une estimation affinée de l'interférence générée par les symboles non pré-codés sur les symboles précodés.

Plusieurs itérations peuvent être mises en œuvre, jusqu'à obtenir une convergence dans l'estimation des symboles pré-codés ^,n ^et non pré-codés y^ _n , encore notés â _{m n} .

On note que pour une égalisation MMSE-t en temps, le module SIC (premier ou deuxième module SIC) supprime, ou à tout le moins réduit, les interférences ICI en utilisant les symboles OQAM estimés â _{m n} :

ym ₀ ,n ₀ ^~ ym ₀ ,n

On note également que le filtre d'égalisation MMSE utilisé par l'égaliseur MMSE-t 581 diffère de celui utilisé pour une modulation FTN/OQAM classique. Les filtres d'égalisation des symboles pré-codés démodulés et des symboles non pré-codés démodulés doivent donc être recalculés.

B) Précodage en fréquence (a = Ο, β≠ 0)

On cherche selon un deuxième exemple à annuler, ou à tout le moins réduire, uniquement les interférences entre porteuses ICI _n , en pré-codant un premier sous-ensemble de symboles OQAM. On note cette technique pré-codage SIPC en fréquence.

Comme illustré en figure 8, on considère selon ce deuxième exemple un motif de transmission correspondant, en temps, soit à une suite de symboles pré-codés, hachurés, soit à une suite de symboles non pré-codés, non hachurés, et, en fréquence, à une alternance d'un symbole pré-codé, hachuré, et d'un symbole non pré-codé, non hachuré, pour réduire l'interférence entre porteuses. Plus précisément, on suppose que, pour un symbole Lm ₀ ,n ₀ à l'instant n ₀ et à la porteuse m ₀ , les ICI _n sont engendrées principalement par les deux symboles voisins _{m +ljTl} et _{m ljTl} . On choisit d'alterner les positions des symboles pré-codés pour m paire et pour m impaire, pour réduire l'interférence entre porteuses.

Comme indiqué ci-dessus, on pré-code un premier sous-ensemble de symboles au cours d'une étape de pré-codage 54 pour annuler, ou à tout le moins réduire, l'interférence entre porteuses :

avec, pour une modulation FTN/OQAM :

ICI _n = ¾{V V ^^-W ) V g[ _k - nN _f ]g[k

n k

j2n(k~^(m-m ₀ )

- n _Q N _f ] e M

en reprenant les notations présentées avec les modulations FTN/OQAM selon l'art antérieur.

Le signal multiporteuse comprend donc des porteuses modulées par des symboles précodés, et des porteuses modulées par des symboles non-précodés.

A la réception, une fois le signal multiporteuse démodulé, on égalise les symboles précodés démodulés, puis ensuite les symboles non pré-codés démodulés, en tenant compte d'une interférence affectant les symboles non pré-codés déterminée à partir de l'égalisation des symboles pré-codés.

La figure 9 illustre un exemple de récepteur selon un mode de réalisation de l'invention, mettant en œuvre au moins une itération de décodage.

Les modules mis en œuvre pour estimer les symboles pré-codés et les symboles non précodés sont similaires à ceux illustrés en figure 7, en remplaçant l'égaliseur MMSE-t en temps utilisé pour égaliser les symboles non pré-codés démodulés par un égaliseur MMSE-f 582 en fréquence. En effet, comme le terme d'interférence entre porteuses ICI _n dépend du temps, le canal équivalent en temps des symboles non pré-codés dépend du temps aussi. On choisit donc d'égaliser les symboles non pré-codés démodulés en fréquence (sur l'axe m). Le fonctionnement du récepteur n'est donc pas re-détaillé ici.

On note que pour une égalisation MMSE-f en fréquence, le module SIC 1 91 supprime, ou à tout le moins réduit, les interférences en utilisant les symboles OQAM estimés â _{m n} :

Le module SIC 2 92, comme le module SIC 2 72, supprime, ou à tout le moins réduit, les interférences entre porteuses générées par les porteuses modulées par des symboles non précodés sur les porteuses modulées par des symboles pré-codés.

C) Précodage en temps et en fréquence (a≠ Ο, β≠ 0)

On cherche selon un troisième exemple à annuler, ou à tout le moins réduire, les interférences entre symboles ISI et les interférences entre porteuses ICI _n , en pré-codant un premier sous-ensemble de symboles OQAM. On note cette technique pré-codage SIPC en temps- fréquence.

Comme illustré en figure 10, on considère selon ce troisième exemple un motif de transmission correspondant, en temps, à une alternance de deux symboles pré-codés de deux symboles non pré-codés, et, en fréquence, soit à une alternance d'un symbole pré-codé et d'un symbole non pré-codé, soit à une suite de symboles non pré-codés, pour réduire l'interférence entre symboles et entre porteuses.

Plus précisément, on suppose que, pour un symbole CL _mo ,n ₀ à l'instant n ₀ et à la porteuse m ₀ , les ISI sont engendrées principalement par les deux symboles voisins c½ ₀ , _{no +} 2 et c½ ₀ , _no _2 - On choisit donc de placer deux symboles pré-codés consécutifs pour chaque valeur de m, en alternant deux symboles pré-codés et deux symboles non pré-codés. On suppose également que les ICI _n sont engendrées principalement par les deux symboles voisins c½ + _ljTl et _{m ljTl} . On choisit donc d'alterner les positions des symboles pré-codés pour m paire et pour m impaire.

Comme indiqué ci-dessus, on pré-code un premier sous-ensemble de symboles au cours d'une étape de pré-codage 54 pour annuler, ou à tout le moins réduire, l'interférence entre symboles :

^m,n ^Q -m,n Cil SI β ICI _n

en reprenant les valeurs définies précédemment pour 175/ et \'ICI _n pour les transmissions FTN/OQAM.

Le signal multiporteuse comprend donc des porteuses modulées par des symboles précodés, et des porteuses modulées par des symboles non-précodés. A la réception, une fois le signal multiporteuse démodulé, on égalise les symboles précodés démodulés, puis ensuite les symboles non pré-codés démodulés, en tenant compte d'une interférence affectant les symboles non pré-codés déterminée à partir de l'égalisation des symboles pré-codés.

La figure 11 illustre un exemple de récepteur selon un mode de réalisation de l'invention, mettant en œuvre au moins une itération de décodage.

Au cours d'une première itération de décodage, on égalise les symboles pré-codés démodulés γ^ _η avec un égaliseur MMSE-t 581 en temps. Les symboles pré-codés démodulés égalisés sont entrelacés par l'entrelaceur 59, et décodés par le décodeur 60. Par exemple, un tel décodeur est de type Max-log-MAP fournissant des informations soft en termes de maximum de rapport de vraisemblance (LL ), que l'on utilise pour construire des symboles soft. On obtient donc une première estimation des symboles pré-codés ^,n ^en sortie de la première itération de décodage (= â _{m n} aux postions correspondant aux symboles pré-codés).

Ces informations en termes de LLR permettent à un premier module d'annulation d'interférence SIC 1 111 du récepteur de déterminer l'interférence entre symboles générée par les symboles pré-codés sur les symboles non pré-codés.

Au cours de la première itération de décodage, on égalise ensuite les symboles non précodés démodulés y^ _n portés par une même fréquence que les symboles pré-codés, par exemple m impair, avec un égaliseur MMSE-t 581 en temps, en tenant compte de l'interférence déterminée par le premier module SIC 1 111. Les symboles non pré-codés démodulés égalisés avec m impair sont entrelacés par l'entrelaceur 59, et décodés par le décodeur 60. Par exemple, un tel décodeur est de type Max-log-MAP, que l'on utilise pour construire des symboles soft. On obtient donc une première estimation des symboles non pré-codés y^n ^{avec m} impair en sortie de la première itération de décodage (= â _{m n} aux postions correspondant aux symboles non pré- codés avec m impair).

Ces informations en termes de LLR permettent à un deuxième module d'annulation d'interférence SIC 2 112 du récepteur de déterminer l'interférence entre porteuses générée par tous les symboles d'une porteuse d'indice m impair sur les symboles non pré-codés d'une porteuse d'indice k pair (le module SIC 2 utilise les symboles précodés estimés et les symboles non précodés estimés de la porteuse d'indice m impair pour annuler l'interférence qu'ils génèrent sur la porteuse d'indice k pair).

Au cours de la première itération de décodage, on égalise ensuite les symboles non précodés démodulés y _n portés par une autre fréquence que les symboles pré-codés, par exemple k pair, avec un égaliseur MMSE-f 582 en fréquence, en tenant compte de l'interférence déterminée par le deuxième module SIC 2 112. Les symboles non pré-codés démodulés égalisés avec k pair sont entrelacés par l'entrelaceur 59, et décodés par le décodeur 60. Par exemple, un tel décodeur est de type Max-log-MAP. On obtient donc une première estimation des symboles non pré-codés ¾ _n avec k pair en sortie de la première itération de décodage (= â _{m n} aux postions correspondant aux symboles non pré-codés avec m pair).

Eventuellement, ces informations en termes de LL permettent à un troisième module d'annulation d'interférence SIC 3 103 de déterminer l'interférence engendrée par les symboles non pré-codés de la porteuse d'indice k pair, sur les symboles pré-codés de la porteuse d'indice m impair.

Plusieurs itérations peuvent être mises en œuvre, jusqu'à obtenir une convergence dans l'estimation des symboles pré-codés ^ _n et non pré-codés y^ _n avec m pair et m impair, encore notés â _{m n} .

Comme indiqué ci-dessus, pour une égalisation MMSE-t en temps ou MMSE-f en fréquence, un module SIC supprime, ou à tout le moins réduit, les interférences en utilisant les symboles précédemment estimés â _{m n} .

5.3 Deuxième exemple de réalisation : modulation de type FTN/OFDM

Le système de transmission illustré en figure 5 peut être utilisé pour une transmission FTN/OFDM selon un mode de réalisation de l'invention, en remplaçant le modulateur OQAM 55 par un modulateur OFDM.

A l'émission, les bits d'un signal source sont d'abord codés par un codeur de canal CC, qui représente par exemple un code convolutif, et entrelacés par un entrelaceur π. Les bits codés entrelacés sont ensuite mappés sur des symboles QAM, dans un module de mappage, en utilisant par exemple la technique de mappage de Gray. On obtient ainsi un ensemble de symboles.

Selon un mode de réalisation de l'invention, une partie de ces symboles, encore appelée premier sous-ensemble, est pré-codée dans un module de pré-codage, l'autre partie, encore appelée deuxième sous-ensemble, n'est pas pré-codée.

Par exemple, le module de pré-codage délivre, pour chaque symbole £½ ₀ , _η „ du premier sous-ensemble, un symbole pré-codé c _mo>rLo destiné à moduler une porteuse à l'emplacement (m ₀ , n ₀ ) dans le motif de transmission prédéterminé, tel que :

m ₀ ,n ₀

( ^a m ₀ ,n ₀ ^{~ aISI} si (β = 0 et n ₀ = k mod (/' + 1) , (k E Net k≤ /')))

= ( ^a m ₀ ,n ₀ ^— ?/C/ si ( = 0 et m ₀ = k mod(l + 1), (k E M et k≤ Z))

^{_ aISI ~} β ^ια si(m ₀ = k mod(l + 1), et n ₀ = k' mod (/' + 1), (k, k' E N, k≤ l et k'≤ Z'))) Chacune de ces lignes correspond à un cas différent de précodage, permettant d'annuler partiellement 175/ (SIPC en temps, première ligne), YICI (SIPC en fréquence, deuxième ligne), ou bien 175/ et YICI (SIPC en temps-fréquence, troisième ligne).

Les autres symboles a _{m n} , appartenant au deuxième sous-ensemble, ne sont pas pré- codés.

Les porteuses du signal multiporteuse sont ensuite modulées avec les symboles QAM précodés du premier sous-ensemble et les symboles QAM non pré-codés du deuxième sous- ensemble dans un modulateur FTN-OFDM.

Après passage dans un canal AWGN, le signal reçu est d'abord démodulé par un démodulateur FTN-OFDM.

Les symboles issus du démodulateur FTN-OFDM sont ensuite filtrés par un filtre SISO MMSE spécifique, désentrelacés par un désentrelaceur π ^-1 , puis décodés par un décodeur.

On considère par exemple un récepteur basé sur le principe de la turbo-égalisation. Les informations issues du décodeur sont donc utilisées pour mettre à jour le filtre SISO MMSE, en lui communiquant des informations de type logarithme du rapport de vraisemblance (LL s) L _a (x) comme détaillé ci-après.

A) Précodage en temps (a≠ 0, β = 0)

Comme pour l'OFDM/OQAM, on cherche selon un premier exemple à annuler, ou à tout le moins réduire, uniquement les interférences entre symboles ISI, en pré-codant un premier sous-ensemble de symboles QAM. On note que, pour l'annulation ou la réduction de 175/, sur chaque porteuse m, on peut choisir les positions des symboles à pré-coder indépendamment des autres porteuses.

Comme illustré en figure 12, on considère selon ce premier exemple un motif de transmission correspondant à une alternance en temps d'un symbole pré-codé, hachurés, et d'un symbole non pré-codé, non hachuré, et une alternance en fréquence d'un symbole pré-codé, hachurés, et d'un symbole non pré-codé, non hachuré, pour réduire l'interférence entre symboles.

Comme indiqué ci-dessus, on pré-code un premier sous-ensemble de symboles au cours d'une étape de pré-codage pour annuler, ou à tout le moins réduire, l'interférence entre symboles :

c- m, , n a. rn,n - lSI

avec, pour une modulation FTN/OFDM : en reprenant les notations présentées avec les modulations FTN/OFDM selon l'art antérieur.

Si l'on suppose que, pour un symbole a _moi n ₀ , les ISI sont engendrées principalement par les 21 symboles voisins a _{m n} _ _v , pour p 6 [— l, l], ou i = — et [.1 représente l'opérateur partie entière et L est la longueur du filtre prototype utilisé, le canal équivalent des ISI peut être représenté par h = [h_i, ... , h_ ₁ , l, h ₁ , ... , hi]. En considérant le modèle de canal équivalent des ISI, le symbole pré-codé c _mo>rLo à la position (m ₀ , n ₀ ) est tel que :

i

Cm ₀ ,n ₀ ^~ ®"m ₀ ,n ₀ ^~ ^ ^ ^-i ^m ₀ ,n ₀ -i

i=-i,i≠0

On considère par exemple, comme illustré en figure 12, que l = 1.

Le signal multiporteuse comprend donc des porteuses modulées par des symboles précodés, et des porteuses modulées par des symboles non pré-codés.

A la réception, sans prendre en compte les ICI et le bruit, le symbole pré-codé reçu à la position (m ₀ , n ₀ ) après démodulation, noté ym ₀ ,n _{0 >} ^est tel que : ym ₀ ,n ₀ ^~ Cm ₀ ,n ₀ ^ ^ ^-i ^m ₀ ,n ₀ -i ^~ &m ₀ i,,rn, ₀

i=-i,i≠0

On égalise donc d'abord les symboles pré-codés démodulés, puis ensuite les symboles non pré-codés démodulés, en tenant compte d'une interférence affectant les symboles non pré- codés déterminée à partir de l'égalisation des symboles pré-codés.

Le récepteur mis en œuvre pour recevoir et décoder le signal multiporteuse est similaire à celui de la figure 7. Son fonctionnement n'est donc pas re-décrit.

B) Précodage en fréquence (a = Ο, β≠ 0)

On cherche selon un deuxième exemple à annuler, ou à tout le moins réduire, uniquement les interférences entre porteuses ICI _n , en pré-codant un premier sous-ensemble de symboles QAM.

Le motif de transmission est dans ce cas similaire à celui illustré en figure 8, correspondant à une suite en temps de symboles pré-codés ou de symboles non pré-codés, et une alternance en fréquence d'un symbole pré-codé et d'un symbole non pré-codé, pour réduire l'interférence entre porteuses. On suppose également que, pour un symbole c½ ₀ ,n ₀ à l'instant n ₀ et à la porteuse m ₀ , les ICI _n sont engendrées principalement par les deux symboles voisins ^a m ₀ + l,n ₀ ^e t ^a m ₀ -l,n ₀ -

Comme indiqué ci-dessus, on pré-code un premier sous-ensemble de symboles au cours d'une étape de pré-codage pour annuler, ou à tout le moins réduire, l'interférence entre porteuses : avec, pour une modulati

Z en reprenant les notations présentées avec les modulations FTN/OFDM selon l'art antérieur.

Le signal multiporteuse comprend donc des porteuses modulées par des symboles pré- codés, et des porteuses modulées par des symboles non pré-codés.

A la réception, une fois le signal multiporteuse démodulé, on égalise les symboles précodés démodulés, puis ensuite les symboles non pré-codés démodulés, en tenant compte d'une interférence affectant les symboles non pré-codés déterminée à partir de l'égalisation des symboles pré-codés.

Le récepteur mis en œuvre pour recevoir et décoder le signal multiporteuse est similaire à celui de la figure 9. Son fonctionnement n'est donc pas re-décrit.

C) Précodage en temps et en fréquence (a≠ Ο, β≠ 0)

On cherche selon un troisième exemple à annuler, ou à tout le moins réduire, les interférences entre symboles ISI et les interférences entre porteuses ICI _n , en pré-codant un premier sous-ensemble de symboles QAM.

Comme illustré en figure 13, on considère selon ce troisième exemple un motif de transmission correspondant, en temps, soit à une alternance d'un symbole pré-codé et d'un symbole non pré-codé, soit à une suite de symboles non pré-codés, et, en fréquence, soit à une alternance d'un symbole pré-codé et d'un symbole non pré-codé, soit à une suite de symboles non pré-codés, pour réduire l'interférence entre symboles et entre porteuses.

Plus précisément, on suppose que, pour un symbole CL _mo ,n ₀ à l'instant n ₀ et à la porteuse m ₀ , les ISI sont engendrées principalement par les deux symboles voisins a _moi n ₀ -i et a _moi n ₀ +i- On suppose également que les ICI _n sont engendrées principalement par les deux symboles voisins a _mo+li7lo et a _mo _ _li7lo . Comme indiqué ci-dessus, on pré-code un premier sous-ensemble de symboles au cours d'une étape de pré-codage pour annuler, ou à tout le moins réduire, l'interférence entre symboles :

^m,n ^Q -m,n Cil SI β ICI _n

en reprenant les valeurs définies précédemment pour 175/ et \'ICI _n pour les transmissions FTN/OFDM.

Le signal multiporteuse comprend donc des porteuses modulées par des symboles précodés, et des porteuses modulées par des symboles non pré-codés.

A la réception, une fois le signal multiporteuse démodulé, on égalise les symboles précodés démodulés, puis ensuite les symboles non pré-codés démodulés, en tenant compte d'une interférence affectant les symboles non pré-codés déterminée à partir de l'égalisation des symboles pré-codés.

Le récepteur mis en œuvre pour recevoir et décoder le signal multiporteuse est similaire à celui de la figure 11. Son fonctionnement n'est donc pas re-décrit.

5.4 Dispositifs

On présente finalement, en relation avec les figures 14 et 15 respectivement, la structure simplifiée d'un émetteur mettant en œuvre une technique de génération d'un signal multiporteuse selon un mode de réalisation de l'invention et la structure d'un récepteur mettant en œuvre une technique de réception d'un signal multiporteuse selon un mode de réalisation de l'invention.

Comme illustré en figure 14, un tel émetteur, ou dispositif de génération d'un signal multiporteuse, comprend une mémoire 141 comprenant une mémoire tampon, une unité de traitement 142, équipée par exemple d'un microprocesseur μΡ, et pilotée par une application ou un programme d'ordinateur 143, mettant en œuvre les étapes du procédé de génération selon un mode de réalisation de l'invention.

A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 143 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 142. L'unité de traitement 142 reçoit en entrée des symboles a _{m n} , réels ou complexes. Le microprocesseur de l'unité de traitement 142 met en œuvre les étapes du procédé de génération décrit précédemment, selon les instructions du programme d'ordinateur 143, pour générer un signal multiporteuse s.

Comme illustré en figure 15, un récepteur, ou dispositif de réception, comprend quant à lui une mémoire 151 comprenant une mémoire tampon, une unité de traitement 152, équipée par exemple d'un microprocesseur μΡ, et pilotée par une application ou un programme d'ordinateur 153, mettant en œuvre les étapes du procédé de réception selon un mode de réalisation de l'invention.

A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 153 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 152. L'unité de traitement 152 reçoit en entrée un signal multiporteuse reçu r. Le microprocesseur de l'unité de traitement 152 met en œuvre les étapes du procédé de réception décrit précédemment, selon les instructions du programme d'ordinateur 153, pour estimer les symboles transmis.