Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtun ^g zur Meßfehlerkompensation , -korrektur und/oder Signalformunσ analoger Meßsignale , insbesondere für Sensoren wie piezore¬ sistive Sensoren nach dem Oberbegriff des Anspruches l bzw . 11 , wobei eine Umsetzung der analogen Meßsignale in digitale Größen vorgenommen wird.

Sensoren und dabei wiederum auch piezoresi stive Sensoren haben sich in der heutigen Technik voll durchgesetzt, und bilden einen unabkömmlichen Bestandteil für einen Meß- , Steuer- und/oder Regelkreis . Über sie können konkrete Meßwerte er- faßt und dann weiter verarbeitet werden .

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Im Gegensatz zu früheren Jahrzehnten sind dabei heutige Sen¬ soren bereits relativ preisgünstig auf dem Markt erhältlich.

In der Praxis stellt sich allerdings das Problem, daß das beispielsweise an eine Meßbrücke abgegriffene Meßsignal mit vielfältigen Meßfehlern behaftet sein kann . Ferner können herkömmliche Sensoren nur mittels aufwendiger Schaltungen im Verbund mit Mikroprozessoren eingesetzt werden, wobei auf je¬ den Fall zunächst in dem analogen Meßkreis gewonnenen Meß- "signale einer Analog-Digital-Wandlung unterzogen werden müssen .

Um zumindest eine Temperaturkompensation zu ermöglichen , ist es aus der US-PS 3 654 545 bekannt, nach der Meßbrücke eine analoge Meßwertkompensationsschaltung vorzusehen , um bei dem analogen Meßsignal zumindest, den durch den Temperatur¬ einfluß bedingten Fehler zu kompensieren. Aber auch diese ana¬ loge Temperaturkompensation ist vom Ergebnis nur unvollkommen.

Demgegenüber ist es aus der US-PS 4 192 005 bekannt, das analoge Meßsignal eines piezoresistiven Sensors über einen Analog-/Digital-Wandler zu digitalisieren und digital zu ver¬ arbeiten. Dies führt zu einem extremen Verlust der Analog- Digital-Konverter-Auf lösung , da die Empfindlichkeit- und Off- setkompensation nicht vorab vorgenommen werden kann . Mit anderen Worten wird bei dieser bekannten Vorrichtung zunächst das gesamte Meßsignal incl. aller Fehler digitalisiert. Die Auflösung kann dabei maximal nur den einzelnen digitalen Schritten entsprechen . Ferner ist in der nachgeordneten Digi- talverarbeitungselektronik ein enormer Bauaufwand und vor allem eine Vielzahl von Speicherplätzen erforderlich, um das ursprünglich erhaltene analoge Meßsignal nach der Umsetzung über den Analog-Digital-Wandler zumindest ansatzweise so zu verarbeiten, daß zumindest ein Teil der aufgetretenen Meß- fehler zumindest ansatzweise kompensiert werden. Da der Bau¬ aufwand enorm ist , wird in diesem Zusammenhang in der vor¬ stehend erwähnten US-Patentschrift die Verwendung eines nach¬

Ein gegenüber dem zuletzt genannten Stand der Technik bei weitem verbessertes System zur Meßfehlerkompensation ist aus der EP-A 0 169 414 bekannt geworden . Das hieraus be¬ kannte Meßverfahren bzw . die entsprechende Vorrichtung zur Durchführung des Meßverfahrens umfaßt, einen in digitali¬ sierter Form arbeitenden Kompensationskreis . Di e analog er¬ haltenen Meßsi gnale werden dabei analog weiter verarbeitet , wobei lediglich in einem Regelkreis ein analoges Meßsignal digitalisiert wird, um dann entsprechend vorabgespeicherte , aufgrund einer Eichung erhaltene digitalisierte Kompensations¬ und Signalformungswerte abzurufen und der Meßschaltung zurückzuführen . Darüber kann beispielsweise di e Spannungs¬ versorgung für die Meßbrücke und/oder die Verstärkungskuu. ve in dem der Meßbrücke nachgeordneten Operationsverstärker beeinflußt werden . Mit dem zuletzt genannten Stand der Tech¬ nik lassen sich gegenüber früheren Methoden bei weitem bes¬ sere Ergebnisse erzielen , zumal hierbei mit einem rela¬ tiv geringen Aufwand nicht nur eine Temperaturkompensation , sondern vor allem auch eine Nullpunkt- und Linearitätskom- pensation des erhaltenen Meßsignals vorgenommen werden kann .

Auch bei verbesserter Schaltung bestehen auch bei dem zuletzt genannten Stand der Technik noch Nachteile , die zum einen in einer Langzeit-Instabilität und auch in einem relativ hohen

Energieverbrauch liegen . Denn die analoge Kompensation mit einem Operationsverstärker benötigt verhältnismäßig große Stromsignale im mA-Bereich , da ansonsten das Operationsver¬ stärker-Ausgangssignal im Rauschen untergeht . Schließlich ist das analoge Ausgangssignal auch nicht für eine unmittelbare

Weiterverarbeitung mittels eines Mikroprozessors geeignet , wes¬ halb in diesem Falle ein zusätzlicher Analog-Digital-Konverter vorgesehen sein muß . Schließlich ist auch der Eichaufwand be¬ achtlich , da viele einzelne Eichschritte notwendig sind , um eine gewünschte Meßfehlerkompensation durchführen zu können .

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Obgleich also der zuletzt genannte Stand der Technik gegen¬ über früheren Lösungen aufgrund der bei weitem verbesserten Kompensations- und Signal Verarbeitung sich bewährt hat, so verbleiben aber gleichwohl noch Nachteile.

Im wesentlichen gibt es die folgend zusammengestellten Sensor- Signal-Meßfehler, die beim optimalen Kombinations-Verfahren zu beachten sind:

a) Ein möglicher Meßfehler betrifft die "Nullpunktverschiebung und -Streuung der Meßwerte" , die durch die unterschied¬ lichen Widerstandswerte der Widerstände in den beiden Armen der Meßbrücke verursacht werden, so daß auch ohne angelegtem Druck am Drucksenssor ein Nullpunkt-Fehler- drucksi gnal auftritt .

b. Ein weiterer Fehler tritt durch "Temperatureinflüsse" auf , die Einfluß haben auf die Nullpunktverschiebung wie auch auf die Empfindlichkeit der Meßbrücke.

c) Ein weiterer Fehler betrifft den bereits erwähnten Linearitäts- fehler. Mit anderen Worten ist das erhaltene Druck-Meß- signal nicht völlig linear zum angelegten Druck. Insbeson¬ dere bei hoher Genauigkeit muß hier eine Korrektur vorge¬ nommen werden.

d) Einen weiteren Fehler bilden die "Empfindlichkeitsstreuun- gen" der Sensorzelle , die durch Herstellungstoleranzen bedingt sind, wodurch die einzelnen Druckzellen unterschiedliche Empfindlichkeiten aufweisen , weshalb es gilt , den Me߬ kreis entsprechend abzugleichen.

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e) Darüber hinaus können sog . "Hysteresefehler" und "Wieder¬ holbarkeitsfehler" auftreten ( nur schwer erfaßbar ) ;

f) Schließlich treten auch "Langzeit-Instabilitäten" auf , die grundsätzlich am Anfang nicht zu erfassen sind und die bei Langzeiteinsätzen zunehmend größer werden und den Nullpunkt verfälschen .

Von daher ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung , ei n Ver- fahren und eine Vorrichtung zur Meßfehlerkompensation , -korrek ¬ t u r und / ode r Si gnal formung , insbesondere für Sensoren wi e pi ezoresisti ve Sensoren zu schaffen , bei denen ei n Me߬ signal mit höchster Genauigkeit und Exaktheit erhalten und dann im gewünschten Sinne einer Si gnal formung unter Einschluß einer entsprechend gewünschten Signalfehler-Kompen¬ sation und -korrektion unterworfen werden kann , mit der ein¬ zelne oder mehrere der vorstehend genannten Fehlersignale kumulativ kompensiert und korrigiert werden können , und dies bei vergleichsweise einfachem Aufbau . Das analog gewon- nene Meßsignal soll dabei ferner digitalisiert werden , um da¬ durch auch eine zusätzliche Weiterverarbeitung mittels eines Mikroprozessors zu ermöglichen . Schließlich soll auch die Va¬ riationsmöglichkeit entsprechend den technischen Bedürfnissen und Anforderungen möglichst groß sein .

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß bezüglich des Verfahrens durch die im Anspruch 1 und bezüglich der Vorrichtung durch die im Anspruch 11 angegebenen Merkmale gelöst . Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben .

Durch die vorliegende Erfindung werden auf verblüffende Art und Weise drastische Vorteile gegenüber dem Stand der Tech¬ nik erzielt , die so bisher nicht denkbar waren .

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Dabei stellt die erfindungsgemäße Vorrichtung zusätzlich auch das Bindeglied zwischen der Sensorzelle und einem Mikroprozes¬ sor dar, da keine weiteren Bausteine zur Umsetzung der ana¬ logen in digitale Größen benötigt werden. Zudem reduziert sich das Problem der Kompensation auf die Programm-Ebene, so daß im Einzelfall spezifische Hardware-Anpassungen und Abwandlungen nicht notwendig sind.

Der Kern der Erfindung liegt darin begründet , daß die Kom¬ pensation bezüglich der in dem ^" Meßsignal enthaltenen Signal- fehler und die entsprechende Si nalformung weder vor nocft nach der Wandlung des analogen Meßsignales in ein digitales Signal, sondern während der Analog-Digital-Konversion vor¬ genommen wird. Dadurch läßt sich eine bisher nicht geahnte Genauigkeit bei höchster Auflösung erzielen, ohne daß durch vorher oder nachher durchgeführte Kompensationsmaßnahmen das ursprüngliche Meßsignal zunächst einmal "zugeschüttet" und damit später nicht mehr korrigierbar verfälscht wird.

Wird nämlich die Kompensation und die Signalformung vor der Analog-/Digital-Wandlung vorgenommen , so erfordert dies eine zusätzliche Verstärkung des ursprünglichen Meßsignals , weshalb ein hoher Stromverbrauch erforderlich ist. Dies führt zu einem zusätzlichen, nicht korrigierbaren Fehler, auch wenn zusätz¬ lich ein Widerstandsabgleich vorgenommen und teuere Kompen- sations verfahren und -einrichtungen eingesetzt werden.

Eine Kompensation des Meßsignals und eine entsprechende Signalformung nach der Analog-/Digital-Wandlung führt zu einer nicht mehr korrigierbaren Beschneidung des ursprüng- liehen Meßsignals mit einem Fehler- und Informationsverlust , der sich in besonders drastischer Weise im Niederdruckbereich von unter 10 bar , vor allem unter 1 bar auswirkt, so daß hier die auftretenden Fehler bis zu einem Faktor 3 größer sein können als das eigentliche ursprünglich Meßsignal.

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Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren kann von daher auch der Sensor und bei Verwendung eines piezoresistiven Sensors vor allem die Meßbrücke mit Stromwerten von ungefähr 200 μA betrieben werden . Dies ist beispielsweise um einen Faktor 10 kleiner als bei dem oben zuletzt genannten bekannten

Stand der Technik mit einer analogen Meßsignal-Aufbereitung mit digitalisiertem Korrekturverfahren , da auch hier wie beim sonstigen Stand der Technik Meßbrücken-Ströme von mindestens 2 mA notwendig sind , um ein ausreichend großes Signal zur Weiterverarbeitung durch den OP-Verstärker zu erhalten , was zu der erwähnten unerwünschten Meßfehlerverfälschung führt .

Die Erfindung kann also bei einem Analog-Digitial-Konverter angewandt werden , der nach dem sog . Zähl verfahren , d . h . vor allem dem "Sägezahnverfahren" aufgebaut ist und betrie¬ ben wird . Bekannte Sägezahnverfahren arbeiten nach dem sog . Einflanken- oder auch Zweiflanken-Verfahren (Single Slope , Dual Slope) . Auch Drei- und Vierflanken-Konversionsverfahren als Ableitung des Ein- und Zweiflanken-Verfahrens sind mög- lieh . Ebenso kann ein U( i) /f - Wandler sowie ein Quantized-

Feedback- sowie ein Charge- ballancing-Konverter eingesetzt werden .

In einer besonders bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird ein Doppelintegrationsverfahren (Dual Slope ) durchge¬ führt . Mit diesem Verfahren können problemlos eine Kompensation der Nullpunktverschiebung , eine Kompensation von indivi duel len Empfindlichkeitschwankungen der Sensoren , eine Kompen¬ sation der Temperatureinflüsse sowie Linearitätsfehler und auch Hysteresefehler kompensiert werden .

Das Doppelingetrationsverfahren eignet sich insbesondere des¬ halb , da hier in dreifacher Weise eine Kompensation durch¬ geführt werden kann , nämlich einmal in der Ruhephase durch eine Niveau- oder Pegelverschiebung , in der negativen

Flankenphase durch vorwählbare Einstellung und Verände-

rung der Phasendauer T der Eingangs-Signal-Integration, und in der daran angrenzenden positiven Flankenphase durch vor¬ wählbare Einstellung und Veränderung der aufzuintegrieren¬ den Referenzspannung.

Da das ganze Verfahren in einer bevorzugten Ausführungsform mittels eines Mikroprozessors programmierbar aufgebaut ist, wird eine maximale Anpaßmöglichkeit an die aktuellen Gegeben¬ heiten sichergestellt. Dabei ist auch eine sog . Master-Slave-Be- triebsweise möglich , über welche auch ein angeschlossener

Mikroprozessor steuerbar ist. Die Vorrichtung kann aber auch in sog . S and-Allone-Mode oder aber sogar in einer "Kaskaden¬ anordnung" betrieben werden, bei der mehrere Vorrichtungen über einen Mikrobus miteinander verknüpft sind. Durch den programmierbaren Aufbau der Analog-Digital-Konversion-Signal- anpaßverarbeitung ist eine beliebige Anpassung an bestimmte technische Bedürfnisse möglich , wobei durch den integrierten Mikroprozessor auch beliebige Kompensationswerte zwischen zwei abgespeicherten Werten berechen- und umsetzbar sind, was vor allem bei der Messung der Eichwerte sehr vorteilhaft ist, da dadurch nur relativ wenige Eichpunkte gemessen und dazwi¬ schenliegende Werte rechnergesteuert interpoliert werden können. Auch die Auflösung kann in beliebigen Verhältnissen leicht programmierbar und damit eine gewünschte Kurvenanpassung (Signal fitting) vorgenommen werden.

Weitere beachtliche Vorteile ergeben sich durch Verwendung eines EEPROM als zuschaltbares Modul , das selbst bei nie¬ driger Spannung programmierbar ist und der Abspeicherung aller Einstellwerte und Parameter des Signalprozessors dient.

Ein bevorzugter Aufbau der Vorrichtung erfolgt nach Art eines Mikrochips , der über eine Mikrobus-Schnittstelle mit einem Com¬ puter verbindbar ist. Über den auf dem Chip enthaltenen Mikroprozessor können über den Internbus die im EEPROM pro¬ grammierten Kompensationswerte abgerufen , verarbeitet und

dann der programmierbaren Analog-Digital-Konverter-Anpaß- Vorrichtung (PADCAS) auf geschaltet werden , welche ihrerseits die Signalkompensation während der Analog-/Digital-Wandlung automatisch vornimmt .

Weitere Vorteile , Einzelheiten und Merkmale der Erfindung er¬ geben sich nachfolgend aus dem anhand von Zeichnungen dar¬ gestellten Ausführungsbeispiel . Dabei zeigen im einzelnen :

Figur 1 : ei n Anschlußdi agramm der Vorrichtung zur Me߬ fehlerkompensation , Signalformung und/oder -Ver¬ arbeitung ;

Figur 2 : ein Blockdiagramm der in Figur 1 gezeigten Vor- richtung ;

Figur 3a : ' ein beispielhaftes Temperatur-Zeit-Profil , und

Figur 3b : ein beispielhaftes Druck-Zeit-Profil zur Erstel- lung von Norm- und Eichwerten .

Nachfolgend wird insbesondere auf Figur 1 und 2 Bezug ge¬ nommen , in denen ein pri nzipielles Blockdiagramm mit den zu¬ gehörigen Anschlußdi agrammen gezeigt sind.

Die Vorrichtung besteht danach aus einer Signalverarbeitungs¬ schaltung 1 , die als Halbleiter-Chip ausgebildet ist . Hieran anschließbar ist über eine erste Schnittstelle 2 ein elektri^ scher lösch- und programmierbarer Festwertspeicher EEPROM 4. Die Signalverarbeitungs-Schaltung 1 ist ferner über eine weitere

Schnittstelle 3 an einen externen Mikroprozessor oder Mikrobus anschließbar . Die in Fig .1 mittels Buchstaben- und/ oder Zahlenkom¬ binationen benannten Anschlüsse bzw . betätigbaren Schalter sind durch die in der Anlage wiedergegebene Tabelle erläutert und auf¬ gelistet , auf die insoweit Bezug genommen wird .

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Mit der in Figur 1 gezeigten Schaltung können zwei Sensoren 5 und 7 angeschlossen werden. Die Sensoren können alternativ, beispielsweise sogar auch verschachtelt und somit zeitversetzt simultan betrieben werden , z. B. bei einem Referenzdruck - esser.

Die Versorgungsspannung V „ liegt an Eingängen VDDA/VDDD sowie an dem Masseanschluß GNDA/GNDD an. Die Sensorbrücken- Strom-Speisung kann über einen Vierbit-Registerdekoder 9 und eine nachgeordnete Stromquellen-Wahlstufe 11 in 16 programmier- baren Einzelschritten eingestellt und vorgewählt werden, die über die innere Stromquelle 12 und einen ersten Multiplexer 13 wahlweise an die jeweilige Meßbrücke des ersten oder zweiten Sensors 5 bzw. 7 anlegbar ist. Diese 16 unterschiedlich pro¬ grammierbaren Stromstufen werden auch genutzt, um den Sensor in einen Acht-Bit-Analog-Digitalbereich einzustellen , wenn durch

Digital-/ An alog-Ver leich an der Meßbrücke die Temperatur ge¬ messen wird. Die programmierbare Stromquelle wird darüber hinaus auch zur Einstellung des Sensorsignales im Hinblick auf den gewünschten Ausgangs-Spannungsbereich benutzt. Ferner ist eine Temperaturkompensation möglich , die später erläutert wird.

Wie allgemein üblich, werden die Spannungen am jeweiligen Sen¬ sor 5 bzw. 7 über die Anschlüsse TS1 bzw . TS2 (Top of Sensor) und dem gegenüberliegenden Masseanschluß an der Brücke an¬ gelegt. Das quer dazu an der Meßbrücke abgenommene Meßsig- nal wird über die Anschlüsse CH1H (Channel 1 High) und CH1L

(Channel 1 Low) dem ersten Multiplexer 13 und über einen wei¬ teren Multiplexer 15 einem Puffer 17 als Zwischenspeicher zuge¬ führt. An dem Ausgang des Pufferspeichers 17 wird eine Inte¬ grator-Stufe 21 und daran die Komparatorstufe_23 zur Bildung eines Analog-Digital-Konverters 19 , kurz auch ADC genannt , nachgeschaltet

Obgleich grundsätzlich unterschiedliche AD-Wandler verwandt werden können , wird ^r im gezeigten Ausführungsbeispiel ein AD-Konverter eingesetzt, der nach dem sog. Doppelintegrations- Verfahren (Dual Mode) arbeitet.

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Zum grundsätzlichen Aufbau und der Funktionsweise eines der¬ artigen AD-Konverters wird u. a. auf den allgemeinen Stand der Technik, insbesondere auf das Buch DE-B "Halbleiter- Schaltungstechnik" U. Tietze und C. Schenk, 5. Auflage, 1980, S. 649 beginnend, vor allem S. 658 bis 664 sowie auf das

Buch "Digitale Schaltungen und Schaltkreise" Dr. Alfred Hüthig Verlag, Heidelberg, 1982, S. 431 bis 453 verwiesen, auf deren Offenbarungsgehalt in vollem Umfange Bezug genommen wird.

Wie daraus an sich bekannt ist, ist der Eingang des Inte¬ grators 21 über einen Ξingangswiderstand 22 (im Ausführungs- beispiel 27 KOhm) mit. dem Ausgang des Pufferspeichers 17 verbunden. Zwischen Eingang und Ausgang des OP Verstärkers 21 ist noch ein Kondensator 24 (im Ausführungsbeispiel 33 nF). Der Ausgang des Integrators führt auf einen Komparator 23, dessen Ausgang mit einer Master-Steuerlogik 25, im folgenden auch kurz MCL genannt, verbunden ist. Auf die prinzipielle Arbeitsweise dieses AD- Konverters wird später noch eingegangen.

Da der weitere Aufbau der Signalverarbeitungs-Schaltung 1 nicht fest verdrahtet, sondern zur Erzielung einer großen Anpassungsbreite programmierbar aufgebaut ist, ist im ge¬ zeigten Ausführungsbeispiel ein vier-bit-breiter bidirektionaler Bus vorgesehen, wobei über Vier-Bit-Register die Bits zyklisch verschoben werden können.

Über einen Mikroprozessor-Anschluß 27 als Eingabe-Ausgabe¬ anschluß ist. über einen D0-D3-Kanal 29 eine Verbindung von dem internen Bus der Signalverarbeitungs-Schaltung 1 über die Schnittstelle 3 ein Anschluß an einen externen Mikropro¬ zessor oder eine externe Datenweiterverarbeitung möglich. Der Schnittstelle 3 ist auch der Adressregister-Freigabeimpuls ALE (ALE-STROBE), der Lese-Eingangsimpuls RD (Read Strobe)

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zum Bus-Lesen und der Schreibeingabeimpuls WR (Write Strobe) zum Bus-Schreiben zugeordnet. Über den ALE-Impuls wird der anstehende 4-Bit-Eingangswert vom DO-D3-Kanal 29 in den Adress-Speicher 31 eingelesen , welcher seinerseits über die MCL-Logic den gewählten D-Speicher zum nachfolgenden Schrei¬ ben oder Lesen aktiviert. Über den RD-Strobe-Impuls liegt das durch die entsprechende Aktivierung des D-Speichers an dessen. Ausgang anstehende Ausgangssignal an dem DO-D3-Kanal 29 an . Als interne Logik sind in der Signalverarbeitungs-Schaltung 1 ferner zwei ier7Bit-I struktions e iste 31 vorgesehen. Diese

Register werden mit einem Vier-Bit-Logikkontrollwort LCW be¬ schrieben . Diese Vier-Bit-LCW-Worte werden dann durch zwei , 16 aus 4-Bit-Befehlswort -Dekodern dekodiert und in Ausgangs¬ signale konvertiert, die einzelne Steuerblöcke der MCL-Master-Ste logik 25 schalten. Jedes LCW-Befehlswort bleibt unverändert anstehend, bis eine nächste Änderung eintritt.

Um im gezeigten Ausführungsbeispiel den AC-Konverter pro¬ grammierbar betreiben zu können, ist ferner ein Acht-Bit-Di- gital/Analog-Konverter mit einer Widerstandskette zusätzlich zu der in 16 Schritten programmierbaren Spannungsversor- gungswahlstufe 11 vorgesehen. Der DA-Konverter 33 wird nicht nur zur Temperaturmessung , sonderen dazu ergän¬ zend auch zur Signal-Kompensation verwandt , nämlich einmal zur automatischen "Nullpunkt-Kompensation" und zur Grobeinstel¬ lung des vollen Skalenbereiches in der ersten Ruhe- und der positiven Flankenphase. Neben diesem Acht-Bit-DA^Konverter 33 wird ein zusätzlich programmierbarer ADC-Zähler 35 benutzt, um die Länge des Zeitsignales T während der Integration der negativen Flankenphase einzustellen , um darüber einen Fein-

Vollskalenabgleich mit 12 Bits vorzunehmen. Dabei sind der ADC- Zähler 35 und zwei Acht-Bit-Register 36 zur Nullpunkt- und Emp- findlichkeits -Grobeinstellung über drei Acht-Bit-Multiplexer 38 mit dem Eingang des DA-Konverters 33 verbunden.

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Während der positiven Flankenphase wird der programmierbare Zwölf-Bit-Zähler 35 genutzt , um zwischen einer Acht- , Zehn¬ oder Zwölf-Bit-ADC-Auflösung zu wählen , indem der Taktein- gang nach Art eines Frequenzteilers verarbeitet und die Länge der positiven Flankenzeit gezählt wird , die einem binären

Äquivalent zu dem A-D-kon vertierten Sensorsignal entspricht . Während des Di gital-Analog-Vergleiches des Temperatursignales der Meßbrücke wird der Zwölf-Bit-Zähler 35 dazu benutzt , um das Acht-Bit-Digital-Analog-Signal hinaufzutransformieren , bis der Komparator 23 ' bei Erreichen der Meßbrücken-Spannung den

Zählvorgang über die MCL-Logic 35 abschaltet . Zu diesem Augen ^¬ blick entspricht die Zählerposition dem Acht-Bit-binären Äquivalent der Temperatur . Der weitere Ablauf der Schaltung erfolgt automati sch . Die Konver- sionszustandswerte werden dabei einem logischen Zustands-Aus- gangsregister 37 eingeschrieben . Der Ausgang des erwähnten Zwölf-Bit-ADC-Zählers 35 wird in drei Vier-Bit-ADC-Ausgangs- register 39 übertragen . Danach werden all e ADC-Schaltkrei se abgeschaltet , wobei alle entsprechenden ADC-Werte und ihre logischen Zustände durch Ablesen an besagten Ausgangs-Regi¬ stern 37 und 39 zugänglich sind .

Zur Versorgung des EEPROM ' s 4 ist eine Fünf-Volt-Spannungs¬ versorgung 50 vorgesehen , welche die Pegelanpassung des Schnittstellenbausteines 26 vorgibt . Der Lese- und Schreibvor¬ gang des EEPROM 4 ist über LCWs , welche in das Instruktions¬ register 31 geladen werden , und über den internen Bus der Signalverarbeitungs-Schaltung 1 betreibbar und angeschlossen . Das EEPROM umfaßt beispielsweise zwei interne Acht-Bit-Regi- ster . Jedes Register kann dabei beispielsweise zwei Satz von

Vier-Bit-Registern umfassen , die über den Vier-Bitbus zugäng¬ lich sind . Durch Drücken des Stiftes EEMUX wird ermöglicht , daß die Adressen und Daten zu dem EEPROM 4 gemultiplext werden können . Da die Signalverarbeitungs-Schaltung 1 pro- grammierbar aufgebaut ist , ist das externe EEPROM 4 über eine

Schnittstellenkartei 26 , einen Adress-Daten-Multiplexer 28 , zwei

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4-Bit-Eingangs- und 8-Bit-Ausgangsregister 30 und ein weiteres 8-Bit-Ein- sowie zwei 4-Bit-Ausgangsregister 32 mit dem in ^¬ ternen Bus verbunden.

Schließlich kann auch noch der Kontrast einer LCD-Anzeige auch unabhängig von Temperatur- und Batterieschwankungen optimiert werden. Dazu ist eine Temperaturkompensation 41 für die Mikroprozessorschnittstelle 3 vorgesehen. Hierüber wird beispielsweise -20° bis 70°C eine selbsttätige Anpassung vor- genommen, wozu die Temperaturkompensationsschaltung 41 einen

Temperaturkoeffizienten von 14 mV/°C aufweist. Bei 25 °G ergi i-^ sich beispielsweise eine 3 Volt Versorgung. Dazu müssen ledig¬ lich das externe Massepotential GMD sowie der Mikroprozessor LCD-Treiber usw . an den V-UP-Stift angeschlossen und der Stift TMPC hineingedrückt werden. Das Herausziehen des Stiftes

TMPC bewirkt ein Abschalten des Temperatur-Kompensations- Schaltkreises .

Schließlich können auch mehrere LED-Treiberkreise 49 vorge- sehen sein , um verschiedene LED ' s entsprechend verschiedener

Funktion mit unterschiedlichen Blitzfrequenzen zu betäti gen , auf die aber im folgenden nicht näher eingegangen wird.

Ferner ist noch ein Sensor-An-Schaltkreis 45 vorgesehen , der den anstehenden Wert am externen ONS-Stift mit einem internen

600 KOhm-Widerstand vergleicht. Jeder Widerstandswert unter 550 KOhm schaltet den Sensor-An-Schaltkreis 45 auf seinen Sollwert. Dieser Schaltkreis 45 kann programmierbar durch ein entsprechendes LCW-Befehlswort an- oder abgeschaltet werden. Durch Drücken des M/S-Stiftes wird die Signalverar¬ beitungs-Schaltung 1 im sog. Masterbetrieb betrieben . Darüber hinaus kann eine Umschaltung auf Niedrigleistung vorgenom¬ men werden , bei der beispielsweise der Schaltkreis nur 0 , 5 μA verbraucht. Reaktiviert werden kann die Schaltung über den erwähnten Sensor-An-Schaltkreis 45. Ferner wird der Schwin og- quarz 47 , kurz XTAL genannt, gestoppt und der Mikroprozes-

sor-Massenanschluß und alle anderen Ausgänge auf Spannungs- versorgungsniveau gesetzt , mit Ausnahme des Sensor-An-Schalt- kreises 45 , der aktiviert bleibt .

Bei einem Widerstand von weniger als 500 KOhm wird - wie erwähnt - der Schaltkreis 45 wieder aktiviert , so daß auch der Schwingkristall 47 wieder zu schwingen beginnt . Auch die anderen Änderungen werden wieder rückgängig gemacht .

Der Sensor-An-Schaltkreis 45 hat eine Hysterese von 50 KOhm .

Hierdurch wird ein Anschalten durch Überbrücken des ONS- Stiftes und des GND-Stiftes ( Masse-Stift ) durch feuchte Finger oder bei Verwendung als Wassersensor ermöglicht .

In Fi gur 2 ist ein Spannungsverdoppler 49 gezei gt , über den eine negative entgegengsetzt zur Versorgungsspannung liegen¬ de Spannung erzeugt ist . Di e Effekti vität liegt bei 95 ° oder besser . Der negative Anschluß V-EE für die EEPROM-Versorgung nützt diese negative Spannung , um letztlich eine 5-Volt- spannungsversorgung zwischen dem Plu s- und Negativan¬ schluß VDD und V-EE zu ermöglichen ( EEPROM-Spannungsversor- gung 50 ) .

Ein Vorspannungsschaltkreis 51 umfaßt mehrere Stromspiegel¬ schaltungen . Durch jeden Vorspannungskreis können alle während des Betriebes notwendigen Stromniveaus erzeugt und die groben Stromschritte zur Sensorversorgung durchgeführt werden .

Der bereits erwähnte Schwingquarz 47 i st über zwei Anschlüsse XTALI und XTALO an einem Schwingkreis 53 angeschlossen .

In üblicher und an dieser Stelle nicht näher geschilderten Weise wird hierüber ein Abtastimpuls-Generator 55 und ei n Taktfrequenzgenerator 57 angesteuert .

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Ein externer geerdeter Kondensator 59 sorgt in Verbindung mit einem internen IMOhm 60 (PONR-Kreis 58) für einen bestimmten Ausgangs zu¬ stand aller Register, Ausgänge interner logischer Kreise und der in¬ neren Leistungsversorgung und entspricht der automatischen Reset- Funktion bei erstmaliger Spannungsbeaufschlagung.

Darüber hinaus ist - wie bereits erwähnt - eine Niedriglei¬ stung-Schaltung möglich, bei der mit Ausnahme des Sensor- An- Schaltkreises 45 alles abgeschaltet ist und die Signal¬ verarbeitungs-Schaltung 1 weniger als 1 μA Leistung ver- braucht, in Abhängigkeit von dem mit dem PONS-Stif in Ver¬ bindung stehenden Widerstand 60. Ein Widerstand von 10 MOhm führt zu 0 , 6 μA, 20 MOhm zu 0 , 3 μA Stromverbrauch .

Schließlich sind noch unterschiedliche Betriebsweisen bei der Signalverarbeitungs-Schaltung 1 möglich , nämlich einmal der sog. Master- oder Slave-Betrieb . Die untergeordnete Slave-Betriebsweise wird durch Herausziehen des M/S-Stiftes ermöglicht. Über die Leitungen CE-Freigabe wird dann die Sig _r nalverarbeitungs-Schaltung 1 gesteuert . Solange der CE-Stift. eingedrückt ist, verbleibt der Ausgangsbus D0-D3 29 in den drei Zuständen und reagiert nicht auf ALE-, RD- oder WR- Impulse. Durch Hintereinander- und Zusammenschaltung mehre¬ rer Signal Verarbeitungsschaltungen 1 kann dann die sog. Slave-Betriebsweise durchgeführt werden.

Durch Herausziehen des CE-Stiftes kann über die Mikrobus- Schnittstelle 3 der uneingeschränkte Betrieb vorgenommen wer¬ den. Der Master-Betrieb dient vor allem dazu, den Energiever¬ brauch eines Mikroprozessor-Instruments zu minimieren. Die beschriebene Vorrichtung schaltet dafür die Spannungsversor¬ gung der übrigen Bauelemente auf Software-Kommando , wobei externe Schaltkreise zwischen der allgemeinen VDD-Stromversor- gung und dem V-UP-Stift als allgemeines GND-Massepotential geschaltet werden . Der interne FET-Schalter für die Leistungs¬ aussteuerung bei der V-UP-Spannungsversorgung hat einen

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internen On-Widerstand mit weniger als 100 Ohm und kann externe Schaltkreise bis zu 5 mA bei 3 V ansteuern .

Die sog . Master-Betriebsweise wird durch Niederdrücken des M/S-Stiftes und durch Herausziehen des CE-Stiftes ermöglicht ,

Die Fehlerkompensation mit der vorstehend beschriebenen Signal-Verarbeitungs-Schaltung 1 erfolgt im wesentlichen in zwei Schritten .

Der erste Schritt betrifft die sog . Kalibrierphase , in der die entsprechenden Kompensations- und Signalverarbeitungs¬ werte erfaßt und eingespeichert werden . Die zweite Phase be¬ trifft dann die aktuelle Drucksignalmessung und ^Verarbeitung unter Berücksichtigung der Fehlerkompensation .

Unter Bezugnahme auf die Figuren 3a und 3b wird zunächst die Kalibrierphase erläutert .

Dazu wird an der Meßschaltung mit dem angeschlossenen Sen¬ sor , beispielsweise dem ersten Sensor 5 , der einer Druck-Zeit- Kurve ausgesetzt , wie sie in Figur 3b dargestellt ist. Gleich¬ zeitig wird eine Temperatur-Zeit-Kurve durchfahren , wie sie in Figur 3a dargestellt ist . Natürlich sind auch andere Tem- peratur/Druck/Zeit-Profil-Kurven möglich , um z. B. auch

Linearitätskorrekturen und Kurvenanpassungen vorzunehmen .

Bezug nehmend auf die Figuren 3a und 3b werden an den einzelnen Stellen 1 bis 10 folgende Werte erfaßt , verrech- net und als Einstellwerte eingespeichert , wobei über die Soft¬ ware sichergestellt ist , daß der Beginn der Kalibrier- und Eich¬ phase bei "1 " erkannt und die einzelnen Meßpunkte dann durch die Software gesteuert automatisch erfaßt und durchlaufen werden , um dann an den Stellen 0 bis 10 z . B . in einem EEPROM mit 31 x 8 Bit die entsprechenden Werte einzuschreiben , mit denen

beispielsweise ein 10 bar Drucksignal mit einer 10-Bit-Auf- lösung (1 Bit = 0 , 01 bar oder 0 , 1 % des maximalen Skalensig- nales) kompensiert werden kann . Beim ersten , d.h . niedrig¬ sten Temperaturniveau wird zunächst der Strom eingestellt, und zwar bei "0" in Figur 3b . Nach Erkennen des Startsignales

SS, welches spätestens an der Stelle "1 "' erkannt wird, wird dann bei "1" die erste Temperatur gemessen und gespeichert . Darauf erfolgt bei "2" die Offset-Grobsignaleinstellung und Ab¬ speicherung. Dann wird bei erhöhtem Druck HS auf das ge- wünschte Vollskalen-Grobsignal FS eingestellt und dessen Ξin- stellparameter zur Temperatur Tl gespeichert . Von da an er¬ folgt periodisch bei dieser und allen weiteren Temperaturen eine FS-Fein Justierung ("3" , "6" , "9") , wobei bei den folgen¬ den Temperaturen jeweils bei niedrigem Druckniveau LS ("5" , "8") die Temperatur gemessen und eingespeichert, bei nach¬ folgendem hohen Druckniveau HS für die jeweils zugehörige Tempe¬ ratur die Vollskalen-Fein Justierung FS vorgenommen und ein¬ gespeichert und anschließend wieder bei niedrigem Druckni¬ veau LS ( "4" , "7" , "10") der Offset-Druck gemessen und ein- gespeichert wird.

Die Schaltung wird den unterschiedlichen benötigten Tempe¬ ratur- und Druckwerten ausgesetzt, wobei die Profilabfolge für Temperatur und Druck als Normwerte im Mikroprozessor- programm vorgegeben sein müssen , so daß das Programm dem

Eichprofil folgen kann.

Der Vorteil in diesem Zusammenhang liegt auch darin begrün¬ det, daß für die Temperaturkompensation für die Meßbrücke kein separater Temperatursensor benötigt wird. Es wird lediglich die Brückenspeisespannung gemessen, die der Tem¬ peratur äquivalent ist . Wie aus dem geschilderten Profil er¬ sichtlich ist, können beispielsweise für drei Temperaturen die entsprechenden Werte festgestellt und gespeichert werden , wo-

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bei die dazwischen liegenden Temperaturen bzw . Temperatur¬ kompensationswerte durch Interpolation ermittelbar sind .

Ferner ist eine Speisespannungskompensation vorgesehen . Wäh- rend des Betriebes der Vorrichtung wäre es ja möglich , daß aus welchen Gründen auch immer , die Speisespannung schwankt . Derartige Schwankungen der Speisespannungsversorgung würden aber eine entsprechende Verfälschung der Meßergebnisse verur¬ sachen . Von daher bewirkt die automatische Versorgungsspan- nungskompensation , daß Spannungsschwankungen von bis zu

+ 1 Volt automatisch durch den IC kompensiert werden . Eine noch größere Spannungsfluktuaton könnte analog zur Tempera¬ turkompensation kompensiert werden .

Dazu ist an dem zweiten Multiplexer 15 sowohl ein Eingang

V als auch ein Masse-Anschluß vorgesehen . Die Kompensation erfolgt analog zur Temperaturkompensation , wobei die Speisespannun während der Kalibrierphase in binäre Äquivalente umgesetzt und dann während der Meßphase rechnerisch beispielsweise durch Interpolation zur Erzielung der Kompensation mitberücksichtigt wird .

Nachdem die entsprechenden Eich-Kompensations- und Signal¬ verarbeitungswerte in dem EEPROM 4 abgespei chert sind, kann mit. der Signalverarbeitungsschaltung 1 eine Druckmessung und entsprechende Drucksignalverarbeitung vorgenommen wer¬ den . Dabei erfolgt die Signalkompensation und Si gnalverar¬ beitung während der Digitalisierung des analogen Meßsignals .

Die Signalkompensation und Signalformung wird dabei bei dem Analog-Di gital-Konverter 19 in drei Phasen vorgenommen .

In der ersten , der sog . Nullpunkt- oder Ruhephase werden nicht, nur innere Spannungsverschiebungen , Langzeit-Unstabili- täten oder andere Fehler oder Abweichungen interner Schalt- kreise korrigiert , sondern vor allem der Startpunkt des Inte-

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grators auf einem zuvor gemessenen und programmierten Span¬ nungslevel gehoben , wodurch die Sensor-Brückenabweichspan- nung (S _n ) eleminiert wird. Die geeignete positive oder nega¬ tive Kompensationsspannung wird mittels eines Programmes durch den internen Acht-Bit-DAC 33 erzeugt. Bevor die zweite

Phase gestartet wird, wird die Summe aller Abweichungen in den automatischen Nullpunkt-Korrektur-Kondensator 61 geladen und liegt somit an dem positiven Eingang des ADC-Integra- tors 21 als virtuelle Nullpunktspannung U an . Ergänzend wird dabei noch angemerkt, daß ein Umschalter 71 , der zwischen dem Plus-Eingangsindikator 21 und dem Ausgang des Kompara- tors 23 geschaltet ist, benötigt wird, um den Integrator 21 in der ersten Phase auf "null" zu setzen. Dazu ist die vor¬ stehend erwähnte Verbindungsleitung zwischen auf/zu mittels des Umschalters 71 umschaltbar. Während der ersten Indika¬ tionsphase steht dabei der Schalter auf "zu" , während bei der nachfolgenden Indikationsphase auf "auf" geschaltet wird.

In der zweiten Phase, d.h der Phase mit einer negativen Flan- ke wird nunmehr die Spannungsdifferenz U zwischen dem unber kannten Sensor-Eingangssignal S und dem Sensor-Brücken- abweichsignal S„ für eine vorprogrammierte Zeitlänge T inte¬ griert. Die geeignete Zeitlänge T wird durch den programmier¬ baren Zwölf -Bit-Zähler 35 erzeugt. Wenn z. B. der Zwölf-Bit- Zähler 35 durch ein Zehn-Bit-Wort festgelegt wird, so wird dadurch eine negativen Flankenphase mit einer Zeitlängen- Variation zwischen 4.096 und 3.072 Taktperioden möglich. Dadurch wird der Zählzyklus N variiert.

Die Programmierung der Zeitlänge der negativen Phasenflanke ist gleichbedeutend mit einer Feinabstimmung des vollen Ska- ϊenbereiches , in dem 25 % (bei diesem Ausführungsbeispiel) der maximalen negativen Phasenlänge eingestellt und verändert wird.

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An die zweite Phase schließt sich die dritte Phase mit positi¬ ver Flanke an , deren Länge variabel ist . Hierbei liegt am Ein¬ gang des Integrators 21 anstelle der Sensor-Eingangssignal- Differenz U wieder eine Referenzspannung U an . Die positive Phasenlänge hängt, von der Größe des im Skalen¬ bereich voreingestellten vorintegrierten Spannungsdifferenzsig¬ nal zwischen dem Sensorsignal und dem Sensor-Abweichsignal ab ⁽ U _g = S _g - S _fl ⁾ . Die variable positive Flankenphase bestimmt, das endgültige ADC-Ausgangssignal auch im Hinblick auf eine Grobeinstellung des Skalenbereiches zur Einstellung eines gewünschten Meßbereiches .

Während dieser positiven Flankenphase wird die vorprogram¬ mierte Referenzspannung U _r entgegengesetzter Polarität zu der Eingangsspannung U _g aufwärts integriert . Di e geeignete

Referenzspannung U wird unter der Kontrolle des Programmes über den internen Acht-Bit-DAC 33 erzeugt mrd'. ^' automatisch in den +Eingang des Integrators während der positiven Phase angelegt .

Über den Komparator 23 wird der interne Zähler gestoppt , wenn der Ausgang des Integrators die virtuelle Nullspannung U wieder erreicht . Der Zählerausgang wird in das ADC-Ausgangs-Register 39 eingelesen und das End-Konversion-Signal (CC-Conversion Com- plete) abgegeben . Sollte der Zähler 100 % des vorprogrammier¬ ten vollen Skalenbereiches ( maximale Taktperiodenzahl ) errei¬ chen , bevor der Integrator U erreicht , dann wird das Kon¬ version-Überlauf-Signal COV (Conversion Overflow) erzeugt und die Integration gestoppt . Die COV- und CC-Signale sind aus dem Zustandsausgangregister 39 abrufbar . An dem Zustandsausgangs- register 39 liegt auch der Status des ON-Sensor-Siernals an , wel ^¬ ches aus dem Zustandsausgangsregister 39 auch abrufbar ist .

Da die Signalanpassung und Signal-Skalenbereichseinstellung iterative Funktionen sind , muß das letztlich erhaltene ADC- Signal einer mathematischen Anpassung unterzogen werden ,

bevor es als binäres Sensorausgangssignal verarbeitet werden kann.

HS — T S CLCADC = (ADCOUT - OFSSRD) * + LS

FS - OS

Die vorstehend genannten Abkürzungen bedeuten dabei

CLCADC : berechneter ADC-Wert

ADCOUT : ADC-Ausgabewert HS : nominaler High-Signal-Eingabewert

LS : nominaler Low-Signal-Eingabewert

FS : Nennwert für den ADC-Ausgang bei FS (nominaler

Voll-Skalen-Wert)

OS : Nennwert für ADC-Ausgang bei LS (nominaler Wert für die Offset-Überprüfung)

OFSSRD : ADC-Ausgabewert bei LS (Offset-Signal-Ausgabe zur mathematischen Adaption) .

Die Umrechnung ist denkbar einfach, da es sich dabei doch _l e _d ig _l ic _h um die Bestimmung einer Geradengleichung handelt.

Aus dem geschilderten Aufbau und der Arbeitsweise wird deut¬ lich , daß die Signalverarbeitungs-Schaltung 1 allein durch eine Programmänderung an die unterschiedlichsten , vielfäl¬ tigsten Aufgaben anpaßbar ist. Durch die Signalverarbeitung und -kompensation während der Analog-Digital-Umsetzung wird eine bisher ungeahnte Genauigkeit bei minimalem Energieauf¬ wand für die Signalformung erreicht. Durch die Verwendung eines internen Busaufbaus kann zudem eine problemlsoe wei¬ tere Signalverarbeitung über einen externen , an einer Schnitt¬ stelle anschließbaren Mikroprozessor oder Mikro-Bus erfolgen .

In Figur 2 ist durch an Querstrichen hinzugefügten Zahlen die Anzahl der getrennten Leitungen bzw . bei einem Bus die Anzahl der den Bus umfassenden Leitungen angegeben.

Tabelle der Anschluß-Kurzbezeichnungen :

GNDA Massenpotential ( GND ) des Ananlogkreises GNDD Massenpotential ( GND ) des Digitalkreises

VDDA Hauptstromversorgung für den Analogkreis VDDD Hauptstromversorgung für den Digitalkreis

V- Minus VDD Ausgang , an dem der Spannungs- doppler-Schaltkreis anliegt (verbindet lμF mit GND )

V-EE Negativer Spannungsversorgungsausgang des EEPRO ' s . Verbindung des GND-Steckers des EEPRO ' s und l μF mit GND-Potential an diesem Stecker . Alle EEPROM-Verbindungen sind auf V-EE bei L und VDDD bei H niveauverschoben , wenn sie gebraucht werden .

V-UP Mikroprozessor-GND-Potentialausgang . Verbindet den GND-Ausgang des Mikroprozessors oder an¬ derer leistungsgesteuerter Schaltkreise mit 0 , 1 μF mit der Hauptstromversorgung an diesem Stecker . Wenn TMPC = H , dann arbeiten alle Mikropro¬ zessor-Verbindungen und deren Schnittstelle auf GND-Potential und bei TMPC = L auf dem nega¬ tiven niveauverschobenen virtuellen GND-Po¬ tential .

DO-D3 Wahrer bidirektionaler Mikroprozessor-Anschluß ( BUS ) zum gleichzeitigen Schreiben oder Lesen mittels RD- , WR- bzw . ALE-Strobe-Impuls . Die Steue¬ rung erfolgt über die negative Flanke des RD- , WR- oder ALE-Strobe-Impulses , Daten , Komman¬ dos und Registeradresse zum und vom Bus .

RD Anschluß zum Lesen des Strobe-Impulses zum Bus-Einlesen

WR Anschluß des Schreib-Strobe-Impulses zum Bus- Einlesen

ALE Adress-Latch-Enable-Eingang . Dieses Signal erscheint während jedes Zyklusses der Adres¬ sierung der internen Register der Elektronik¬ vorrichtung .

CKUP Taktausgang ( Clock ) zum Betrieb und zur Syn¬ chronisation des Mikroprozessors .

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-2-

STBY Standby Strobe-Ausgang für die Standby-Schal- tung des Mikroprozessors ( act.H) und zur Frei¬ gabe nach einer vorgewählten Zeit. Die Länge wird durch die Wahl des SB*4 und durch die Taktfrequenz gesteuert.

RES Reset Strobe-Ausgang , um den Mikroprozessor zu reseten ( act.L) und erneut zu starten. SB*4 Standby Länge *4 _r Eingangsstift (act.H) . Zum Beispiel: bei 32, 7 kHz Taktfrequenz, SB*4 = H — Standby-Länge = 2s. SB* = L S?O , 5s.

TMPC Eingangsstift für eine wahlweise temperatur¬ kompensierte Mikroprozessor-Schnittstelle { act.L} .

EEMUX Eingangsstift für die wahlweise Multiplex- EEPROM-Daten/Adress-Schnittstelle . ( act . L . ) M/S Eingangsstift zur wahlweisen Umschaltung Master /Slave-Mode (M/S: = L — > Master-Betrieb , sonst Slave-Betrieb) .

CE wahlweiser Eingangsstift für Chip Enable (act.H) .

ONS On-Sensor Eingangsstift, Niedrig-Impedanz-Ein- gangsverstärker, On-Signal liegt an , wenn durch externe Berührung der Widerstand <^ als 550 kohm ist.

TS1-TS2 Meßbrückenverbindungsstift des Sensors 1 und 2

CH1H-CH2H Sensor-Kanal 1 und 2 für High-Signal-IN

CH1L-CH2L Sensorkanal 1 und 2 für Low-Signal-IN

DBLRI Doppler-Eingangsstift verbindet 0 , μF mit DBLRO DBLRO Doppler-Ausgangsstift

AZ+ automatische Nullpunktbestimmung +Eingangs- stift, verbindet 0 , 47μF mit AZ-

AZ- automatische Nullpunktbestimmung -Eingangsstift

RINTO RO-Integrator-Eingangsstift , verbindet 47 kohm mit CINT1 ,

CINT1 Cl-Integrator-Eingangsstift, verbindet 0 , 033 μF mit CINT2

CINT2 C2-Integrator-Ausgangsstift

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XTALI Kristall-Eingangsstift für den internen Oszillator , Auch Eingang für externen Taktgenerator . XTALO Andere Seite des Kristallsteckers PONS Leistungs-Einsparungs-Eingangsstif . Verbindet 10 bis 20 Mohm mit der Hauptleistungsversor¬ gung ( VDDD ) für eine maximale Leistungsein¬ sparung während der Leistungs-Niedrig-Be- triebsweise .

PONR Reset-Eingangsstecker für die Stromversorgungs- Zuschaltung . Verbindet 0 , lμF mit dem GND-Po¬ tential den richtigen Schaltkreis-Reset zu Beginn der Leistungszuschaltung .

LED1-LED3 LED-Treiber-Ausgangsstifte für erstes , zweites und drittes LED . Verbindet jeden Stecker eines LED mit dem GND-Potential .

A0-A7 8-Bit-EEPROM Adress-Anschluß für Adressregi¬ ster zum externen EEPROM .

I/O0-I/O7 Bidirektionaler Acht-Bit-EEPROM-I/O-Anschluß zum Daten-Schreiben und -Lesen . Wenn EEMUX = L , dann können Daten und Adressen gemulti- plext gesandt werden .

CEE Chip-Enable-Ausgangsstecker , wird als CE- Strobe-Impuls zum externen EEPROM benutzt .

WEE Schreib-Enable-Ausgangsstecker , wird als WE- Strobe-Impuls zum externen EEPROM benutzt . OEE Ausgangs-Enable-Stecker , wird als RD oder OE- Strobe-Impuls zum externen EEPROM benutzt .