Zur Staubrückhaltung in fossil befeuerten Kraftwerken sowie bei zahlreichen anderen industriellen Prozessen wie bei- spielsweise in der Papier-, Zement-und metallverarbeitenden Industrie werden elektrostatische Staubabscheider (Elektro- filter) eingesetzt, in denen der in einem Gasstrom befind- liche Staubanteil durch ein starkes elektrisches Feld auf- geladen, zu einer Elektrode transportiert und dort abge- schieden wird. Abhängig von Leitfähigkeit und GröBenvertei- lung der Staubpartikel treten dabei vorwiegend zwei Probleme auf : i) Feine Staubanteile werden oft schlechter abgeschieden als grobe ; dadurch werden zukünftig entweder aufwendige nach- geschaltete mechanische Filter notwendig, oder bestehende Filteranlagen müssen entsprechend nachgerüstet werden, um den steigenden gesetzlichen Anforderungen bezüglich der Staubimmissionsgrenzwerte zu genügen. ii) Durch elektrostatische Aufladung der bereits abgeschiede- nen Staubschichten kommt es häufig zu Überschlägen, bei denen ein Teil des abgeschiedenen Staubes wieder frei- gesetzt wird ; dadurch kann die Effizienz eines Elektro- filters beträchtlich absinken.

Zur Vermeidung der vorstehend genannten Probleme ist es bei- spielsweise aus der DE 196 14 195 Cl bekannt, elektrostati-

sche Staubabscheider zu verwenden, denen zur Erhöhung der elektrischen Feldstärke elektrische Hochleistungsimpulse aufgeprägt werden. Dadurch wird sowohl der Abscheidungsgrad speziell für Feinstäube erhöht als auch die Aufladung der abgeschiedenen Staubschichten im Filter herabgesetzt. Auf- grund technischer Grenzen bei der Erzeugung der notwendigen elektrischen Hochleistungsimpulse wurden bisher vergleichs- weise lange Impulsdauern von über 50 us bis zu einigen Milli- sekunden eingesetzt, die mit ausreichender Lebensdauer mit Hilfe von derzeit erhältlichen kommerziellen Leistungshalb- leitern erzeugt werden können.

Aus J. Miller, A. Schwab,"Feinstaubabschaltung in betriebs- optimierten Elektrofiltern", Forschungsbericht FZKA-PEF 140, Universität Karlsruhe 1966, ist es außerdem bekannt, daß die optimale Impulsdauer zur Anwendung dieser Methode abhängig von der Bauart des Staubabscheiders unter 10 us bei Span- nungsamplituden von einigen 10 kV bis zu 100 kV liegt. Die dabei zu schaltenden Impulsströme betragen einige Kiloampere.

Bisher existieren jedoch noch keine standardmäßigen, kommer- ziell angebotenen Bauelemente, mit denen solche Impulse mit der notwendigen Lebensdauer von bis zu 10 Milliarden Impulsen (entsprechend einer störungsfreien Betriebsdauer von 1 Jahr bei einer Pulswiederholrate von 300 Hz) erzeugt werden kön- nen.

In obiger Veröffentlichung wird deshalb vorgeschlagen, eine Kombination von langlebigen, jedoch vergleichsweise gering belasteten Halbleiterbauelementen mit nachfolgender Impuls- kompression durch einen magnetischen Schalter einzusetzen.

Der magnetische Schalter ist hierzu in Reihe mit einem Thyri- storschalter geschaltet, wobei zur Energiespeicherung und Impulsformung mindestens zwei Hochspannungs-Impulskondensa- toren verwendet werden. Als wesentliche Probleme bei diesem Schaltungskonzept ergeben sich die hohe Betriebsspannung von

bis zu 60 kV für den Thyristorschalter sowie die notwendige Entwärmung und möglicherweise begrenzte Lebensdauer des magnetischen Schalters. Problematisch ist zudem die Verwen- dung von Widerständen, die zu einem erheblichen Maß zur Ver- lustleistung des Gesamtsystems beitragen, da nur ein Teil der in der kapazitiven Last gespeicherten Energie zurückgewonnen werden kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Pulsgenerator zur Erzeugung eines Spannungspulses anzugeben, der die vor- stehend genannten Nachteile vermeidet und ohne wesentliche Veränderung bestehender Anlagen deren Wirkungsgrad verbes- sert. Außerdem liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde ein Verfahren zum Erzeugen eines Spannungspulses anzugeben.

Gemäß der Erfindung wird die erstgenannte Aufgabe mit den Merkmalen des Vorrichtungshauptanspruches und die zweit- genannte Aufgabe mit den Merkmalen des Verfahrenshaupt- anspruches gelöst.

Der Pulsgenerator gemäß Patentanspruch 1 enthält einen Spei- cherkondensator, der in Reihe mit einem im Nulldurchgang des zur Last fließenden Stromes selbstöffnenden steuerbaren Schalter in einen Serienschwingkreis geschaltet ist. Insbe- sondere wird gemäß Patentanspruch 13 eine solche Anordnung definiert, bei der -ein transformatorloser Pulsgenerator gebildet ist, -die Freiwerdezeit des Schalters kleiner ist als die Stromflußdauer in einer Stromhalbwelle, -ein parallel zum Schalter geschalteter Gleichrichter zum Führen des zur Last in umgekehrter Richtung nach dem Nulldurchgang fließenden Stromes vorhanden ist und -die Speicherladung des Gleichrichters klein ist im Ver- gleich zur Ladung, die während der ersten Stromhalbwelle zur Last transferier wird.

Bei dem Verfahren gemäß Patentanspruch 15 wird ein in einen Serienschwingkreis geschalteter Speicherkondensator durch Schließen und Öffnen eines steuerbaren Schalters in einem einmaligen Entladevorgang während nur einer halben Schwin- gungsperiode des Serienschwingkreises auf die Last entladen.

Durch die Maßnahmen gemäß Patentanspruch 1 bzw. 13 können kurze Hochspannungsimpulse von einigen 10 kV Amplitude und Pulsdauern von wenigen Mikrosekunden mit hoher Pulswiederhol- rate von einigen 100 Hz mit elektrischen Bauelementen erzeugt werden, die problemlos kommerziell bereits verfügbar sind, und bei der weder ein in seiner Lebensdauer und Verlustlei- stung begrenzter magnetischer Schalter noch verlustbehaftete Widerstände erforderlich sind.

Ein solcher erfindungsgemäßer Pulsgenerator bzw. ein solches erfindungsgemäßes Verfahren kann auch bei der Reinigung von Kraftwerksabgasen von Schwefel-und Stickoxiden eingesetzt werden. Auch hierfür werden Hochspannungsimpulse von mehreren 10 kV Amplitude, wenigen us Impulsdauer und Impulsströmen von mehreren kA benötigt. Neuere Arbeiten haben gezeigt, daß bei Verfügbarkeit einer entsprechenden Leistungsimpulstechnik solche Verfahren wirtschaftlich arbeiten, was beispielsweise in G. Dinelli,"An integrated approach for flue gas cleaning by impulse energization techniques", IEE Colloquium on"Cur- rent environmental applications of electrostatic precipita- tion", digest no. 118, p. 6/lff., London, UK 1991 ausgeführt ist.

Außerdem kann der erfindungsgemäße Pulsgenerator bzw. das er- findungsgemäße Verfahren bei entsprechender Anpassung der passive Bauelemente an die geforderten Pulsparameter, auch in anderen Anwendungen eingesetzt werden, wie beispielsweise bei der Pulserzeugung die Reinigung von Motorabgasen mit

Hilfe gepulster Entladungen oder für die Plasmaimmersions- Ionenimplantation.

Da ein im Nulldurchgang des zur Last fließenden Stromes selbstöffnender steuerbarer Schalter vorgesehen ist, wird die zur Steuerung des Schalters erforderliche Steuerelektronik erheblich vereinfacht, da nur das Schließen des Schalters getriggert werden muß.

In einer weiteren bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung ist ein parallel zum Schalter geschalteter Gleichrichter zum Füh- ren des zur Last in entgegengesetzter Richtung nach dem Null- durchgang fließenden Stromes vorgesehen. Dadurch wird die Spannung über der Last schnell abgebaut und die Gesamtpuls- dauer begrenzt. Bei einer im wesentlichen kapazitiven Last kann außerdem zumindest ein Teil der auf eine kapazitive Last entladenen Ladung wieder zum Speicherkondensator zurückflie- ßen.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich gemäß der jeweiligen Unteransprüche.

Zur weiteren Erläuterung der Erfindung wird auf die Ausfüh- rungsbeispiele der Zeichnung verwiesen. Es zeigen : FIG 1 einen Pulsgenerator gemäß der Erfindung in einem schematischen Schaltbild, FIG 2 ein Diagramm, in dem zur Veranschaulichung der Funk- tionsweise des Pulsgenerators der durch den steuerba- ren Schalter fließende Strom, die anliegende Span- nung, die Spannung über der Last und der von der Last zum Speicherkondensator zurückführende Strom gegen die Zeit aufgetragen sind, FIG 3 ein Ausführungsbeispiel des steuerbaren Schalters mit mehreren in Reihe geschalteten Thyristoren,

FIG 4 ein Diagramm, in dem die sich in der bevorzugten Be- triebsart der Schaltung gemäß FIG 3 ergebenden Span- nungen über den Thyristoren gegen die Zeit aufgetra- gen sind, FIG 5 eine weitere vorteilhafte Ausführungsform eines zur Verwendung im Pulsgenerator geeigneten steuerbaren Schalters.

Gemäß FIG 1 enthält der Pulsgenerator einen Serienschwing- kreis, der aus einem Speicherkondensator Cl und dazu in Reihe geschaltete Spulen L2 und L4 besteht, die etwa jeweils 10 uH betragen. In den Serienschwingkreis ist in Reihe ein steuer- barer Schalter U geschaltet, der zur Veranschaulichung seiner Funktion symbolisch durch zwei in Reihe geschaltete Teil- schalter U1 und U2 dargestellt ist, wobei der Teilschalter U2 ein schließender Schalter und der Teilschalter Ul ein öffnen- der Schalter ist, wobei beide Funktionen auch in einem einzi- gen elektronischen Bauteil (Halbleiterventil), beispielsweise ein Thyristor, ein IGBT oder ein GTO, integriert sein können.

In der praktischen Ausführungsform ist der Schalter U aus ei- ner Schaltung aufgebaut, die jeweils eine Mehrzahl von steu- erbaren Halbleiterventilen enthalten, um die im jeweiligen Anwendungsfall erforderlichen Schaltleistungen zu bewältigen.

Der Schalter U kann auch durch einen in Rückwärtsrichtung sperrenden Gasentladungsschalter, beispielsweise ein Thyra- tron, realisiert werden.

Die Kapazität des Speicherkondensators Cl ist größer als die Kapazität der Last C3. Insbesondere beträgt sie mehr als das Dreifache, vorzugsweise mehr als das Zehnfache der Kapazität der Last C3. Im Ausführungsbeispiel hat der Speicherkondensa- tor Cl eine Kapazitat von etwa 1 uF und wird von einem ersten Gleichspannungsnetzteil V1 über Drosseln L1 und L3, deren In- duktivität im Ausführungsbeispiel jeweils 40 mH beträgt, auf eine Gleichspannung von etwa 25 kV bis 30 kV aufgeladen. Da-

bei wird der ausgangsseitige Anschluß des Speicherkondensa- tors Cl über die hochinduktive Drossel L3 während des Lade- vorganges auf Erdpotential gehalten.

Ein elektrostatischer Staubabscheider F ist im Ersatzschalt- bild der Schaltung elektrisch durch eine kapazitive Last C3 und einen Widerstand Rl charakterisiert, der den Koronastrom durch den Staubabscheider F berücksichtigt. Mit einem zweiten Gleichspannungsnetzteil V2 wird der Staubabscheider F auf ty- pisch etwa 50 kV Hochspannungspotential betrieben.

In die Zuleitung zum elektrostatischen Staubabscheider F ist ein Trennkondensator C2 geschaltet, der die Aufgabe hat, die vom zweiten Gleichspannungsnetzteil V2 erzeugte Grund-oder Filterspannung vom impulserzeugenden ersten Gleichspannungs- netzteil V1 fernzuhalten.

Die Spule L4 und ein in Serie dazu geschalteter Widerstand R2, in der Praxis etwa 0,1 E2 repräsentieren im wesentlichen die Induktivität und den Widerstand der Zuleitung vom Spei- cherkondensator Cl zum Staubabscheider F.

Die Erzeugung eines Spannungspulses über der kapazitiven Last C3 erfolgt nun durch Schließen des Schalters U, d. h. durch Schließen des Teilschalters Ul bei geschlossenem Teil- schalter U2. Dadurch wird die auf negativem Hochspannungspo- tential aufgeladene Seite des Speicherkondensators Cl auf Massepotential gezogen ; aus Ladungserhaltungsgründen wird da- durch der ausgangsseitige oder L3-seitige Anschluß des Spei- cherkondensators Cl auf ein gleichhohes positives Potential angehoben. Der so erzeugte Ladungsimpuls schwingt über die Elemente L4, C2 und R2 in die kapazitive Last C3 und führt dort zu einer impulsförmigen Spannungserhöhung. Mit anderen Worten : Vom Speicherkondensator Cl fließt nach dem Schließen

des Schalters U ein Strom I zur kapazitiven Last C3 und lädt diese auf.

Wenn die Kapazität des Speicherkondensators Cl sehr viel grö- ßer als die Kapazität der kapazitiven Last C3 gewählt wird, verdoppelt sich wegen der Erhaltung der Ladung die Amplitude des Spannungsimpulses an der kapazitiven Last C3 annähernd gegenüber der Ladespannung des Speicherkondensators Cl, wobei näherungsweise, d. h. ohne Berücksichtigung von Verlusten, die Beziehung Uc3 = 2*V1*C1/ (C1+C3) erfüllt ist.

Im Staubabscheider F wird ein Teil der Ladung des Speicher- kondensators Cl in Form einer Koronaentladung zur Aufladung und dem Abtransport von Staub verbraucht. Dies wird im Er- satzschaltbild durch den parallel zur kapazitiven Last C3 ge- schalteten Widerstand Rl berücksichtigt. Um eine kurze Ge- samtpulsdauer an der kapazitiven Last C3 zu erhalten, muß die bei der Koronaentladung nicht verbrauchte Ladung schnell wie- der abgebaut werden. Dabei soll die auf der kapazitiven Last C3 verbleibende Ladung möglichst verlustfrei in den Spei- cherkondensator Cl zurückfließen können, um so die Gesamt- verluste insbesondere bei hohen Impulswiederholraten zu mini- mieren. Dies wird bei Verwendung eines im Stromnulldurchgang selbstöffnenden Schalters U, beispielsweise eine Thyristor- schaltung, insbesondere eine Reihenschaltung mehrerer Thyri- storen, ermöglicht durch einen antiparallel zum Schalter U geschalteten Gleichrichter, im Beispiel N in Reihe geschal- tete schnelle Hochspannungsdioden oder Hochspannungsgleich- richter D1,..., DN (Diodenkette). Im Falle der Verwendung eines nicht selbstöffnenden (selbstlöschenden) elektronischen Schalters, beispielsweise eine aus IGBT's, aus antiparallel geschalteten Thyristoren oder aus GTO-Thyristoren aufgebaute Schaltung, muß im gewunschten Offnungszeitpunkt ein das Löschen verursachendes Steuersignal zugeführt werden.

Die im Ausführungsbeispiel für den Schalter U verwendeten Thyristoren sehen nach Beendigung des Umladevorganges vom Speicherkondensator Cl in die kapazitive Last C3 einen Strom- nulldurchgang und beginnen den Stromfluß von selbst zu sper- ren, so daß die Diodenkette D1,... DN den Ladungsrückfluß übernehmen muß. Die Diodenkette D1,... DN verhindert damit gleichzeitig das Auftreten schädlicher negativer Spannungsim- pulse am Schalter U, indem sie diese auf die der Durchlaß- spannung der Diodenkette D1,... DN entsprechenden Werte begrenzt.

Der Entladevorgang des Speicherkondensators Cl ist somit auf die Zeitdauer einer halben Schwingungsperiode des Serien- schwingkreises begrenzt, um ein Schwingen des Serienschwing- kreises zu verhindern. Werden nicht selbstöffnende sondern den Stromfluß bidirektional leitende Halbleiterventile für den steuerbaren Schalter U verwendet, so kann der Entladevor- gang des Speicherkondensators Cl auch auf eine Zeitdauer be- grenzt werden, die kleiner ist als die Halbperiode der Schwingung. Außerdem kann ein aus solchen Halbleiterventilen aufgebauter Schalter U durch entsprechende Steuerung (Schlie- ßen) der Halbleiterventile in der folgenden Halbperiode auch den Strom beim Entladen der kapazitiven Last C3 oder all- gemein beim Abbau der Spannung über der Last führen, so daß ein parallelgeschalteter Gleichrichter nicht erforderlich ist. Der Vorteil in der Verwendung einer Kombination aus ei- ner Thyristorschaltung mit einem Gleichrichter liegt somit im wesentlichen in der Einfachheit der hierzu erforderlichen Steuerelektronik, da außer einem Zündimpuls für den Beginn des Entladevorgangs keine weiteren Steuersignale benötigt werden.

FIG 2 veranschaulicht die Funktionsweise des Pulsgenerators anhand der auftretenden Strom-und Spannungssignale. Nach Schließen des Schalters U beginnt ein Strom I (Schalter- oder

Ladestrom I1) durch den Schalter U zu fließen ("switch cur- rent", Kurve a). Gleichzeitig steigt die Spannung an der ka- pazitiven Last C3 an ("filter voltage", Kurve b) und erreicht nach ca. 4 us ein Maximum von etwa 43 kV über der anliegenden Grundspannung von 50 kV, d. h. eine gesamte Spannung von 93 kV. Ab dem Zeitpunkt des Stromnulldurchganges im Schalter U beginnt der Schalter U zu sperren, und der Schalterstrom Il (Ladestrom) geht auf Null zurück. In Gegenrichtung werden je- doch die Dioden der Diodenkette D1,..., DN leitfähig und führen die Ladung von der kapazitiven Last C3 zum Speicher- kondensator Cl zurück ("diode current", Kurve c). Der Strom I fließt somit als Entlade-oder Diodenstrom I2 in die dem La- destrom I1 entgegengesetzte Richtung. Dementsprechend sinkt auch die Spannung über der kapazitiven Last C3 wieder rasch auf etwa die Grundspannung zurück. Es resultiert somit ein Spannungspuls am Staubabscheider F von etwa 43 kV Amplitude und etwa 4,5 us Halbwertsbreite. Im Diagramm ist außerdem noch der Spannungsabfall über dem Schalter U eingetragen ("switch voltage", Kurve d). Dieser ist bei insgesamt ge- schlossenem Schalter U praktisch gleich Null und sinkt bei geöffnetem Schalter U auf einen negativen Wert, der der Durchlaßspannung der Diodenkette D1,..., DN entspricht.

Durch geeignete Wahl der passiven Komponenten, insbesondere von Cl, C2, L2 und L4, kann die Pulsdauer in weiten Grenzen von etwa 1 us bis zu einigen 10 us variiert werden. Die Wahl von Cl im Verhältnis zu C3 bestimmt sowohl das Verhältnis von Pulsamplitude zu Ladespannung von Cl, als auch die in Cl ge- speicherte Energie. Bei dem gewählten Verhältnis von C1/C3 = 10 erhält man ein Verhältnis von Úc3/Uc-= 1, 72 unter Berücksichtigung der Dämpfung durch Verluste in R2. (Ohne Dämpfung wäre ein Wert von 1,82 zu erwarten.) Die gewählte Form der Spannungsverdopplungsschaltung ermög- licht die Erzeugung von Hochspannungsimpulsen mit Amplituden

von ca. 40 kV bei zu schaltenden Spannungen von nur etwa 25 kV. Dadurch können für den Schalter U hochspannungsfeste Thyristoren eingesetzt werden. Bei Verwendung von beispiels- weise lichtzündbaren Thyristoren TH1,.., TH4 mit einer Sperr- spannung von mehr als 7 kV (z. B. EUPEC Typ T1503N75T, [4]) wird gemäß FIG 3 bereits mit einer Stapelgröße von nur 4 in Serie geschalteten Thyristoren TH1,.., TH4 eine ausreichende Gesamtsperrspannung des Schalters U erreicht, ohne daß die Stromanstiegsrate dieser Thyristoren TH1,.., TH4 von maximal 2 kA/us überschritten wird. Durch die Lichtzündbarkeit ist außerdem eine potentialfreie Ansteuerung tuber Lichtwellenlei- ter möglich, so daß der Schaltungsaufwand für die Triggerung der Thyristoren TH1,.., TH4 erheblich verringert und das Be- triebsverhalten wesentlich sicherer ist als bei einer elek- trischen Triggerung mehrerer in Serie geschalteter Thyristo- ren TH1,.., TH4.

Eine besonders vorteilhafte Vereinfachung der Steuerung er- hält man, wenn man die sogenannte Über-Kopf-Triggerbarkeit der lichtzündbaren Thyristoren TH1,.., TH4 ausnutzt. In diesem Falle muß nur noch ein einziger der in Serie geschalteten Thyristoren TH1,.., TH4, beispielsweise der Thyristor TH1 mit Hilfe einer Zündsteuerung Z, getriggert werden. Zündet dieser Thyristor TH1 durch, so teilt sich die am Thyristorstapel TH1,.., TH4 anstehende Spannung über die restlichen, noch sperrenden Thyristoren TH2,.., TH4 auf. Sobald die Spannung an diesen restlichen Thyristoren TH2,.., TH4 die jeweilige Uber- Kopf-Spannungsfestigkeit des einzelnen Thyristors TH2,.., TH4 uberschreitet, zundet dieser Thyristor TH2,.., TH4 auch ohne Triggerung durch, so daß innerhalb kurzer Zeit der gesamte Thyristorstapel TH1,.., TH4 durchzündet und den Impulserzeu- gungsvorgang einleitet.

Jedem Thyristor TH1,.., TH4 ist außerdem eine Schutzbeschal- tung gegen hochfrequente Spannungsspitzen zugeordnet, die aus

den Kondensatoren C und den Widerständen R besteht. In einer besonders vorteilhaften Schaltung werden für die Widerstände R Metalloxid-Varistoren eingesetzt, die die Thyristoren TH1, ..., TH4 vor unzulässigen Uberspannungen schützen.

FIG 4 zeigt das Schaltverhalten eines solchen Thyristorsta- pels TH1,.., TH4, bei dem der erste Thyristor TH1 ("triggered thyristor", TH1) elektrisch oder optisch über Lichtleiter getriggert wird. Durch die an den weiteren Thyristoren TH2,.., TH4 ("overvolted thyristors", TH2, TH3, TH4) anstehenden Uberspannungen zünden diese mit geringer Verzögerung durch, so daß am Ende die Gesamtspannung über dem Thyristor- stapel TH1,.., TH4 ("total stack voltage", TH1,.., TH4) zusam- menbricht. Zur Verdeutlichung wurde in diesem Beispiel ange- nommen, daß die Über-Kopf-gezündeten Thyristoren bei etwas unterschiedlichen Spannungen zünden.

Eine Erhöhung der Stromtragfähigkeit und der Stromanstiegs- rate kann außerdem dadurch erreicht werden, daß die Thyristo- ren TH1,.., TH4 aus FIG 4 jeweils durch eine Thyristorschal- tung ersetzt werden, die ihrerseits aus Parallelschaltung von zwei oder mehr Einzelthyristoren besteht.

Anstelle der Thyristoren TH2,..., TH4 können auch andere über- Kopf-zündbare Ventile, beispielsweise Dioden mit Lawinen- durchbruchs-Kennlinie, eingesetzt werden.

Für manche Anwendungszwecke werden so hohe Spannungen, Ströme und Stromanstiegsraten gefordert, daß die zulässigen Parame- cerbereiche der erhältlichen Thyristoren extrem überschritten werden. Eine Kombination aus Serien-und Parallelschaltung verfügbarer Einzelthyristoren ist in diesem Fall oft nicht wirtschaftlich und auch technisch nicht zuverlässig zu be- treiben. In diesem Fall ist es vorteilhaft, die Schließfunk- tion des Teilschalters U2 gemäß FIG 5 durch einen Gasentla-

dungsschalter G zu ersetzen, der die geforderten Parameter erfüllt. Die in Stromumkehrrichtung erforderliche Offnungs- funktion des Schalters Ul wird in diesem Fall durch einen entsprechend dimensionierten in Reihe zu dem Gasentladungs- schalter G geschalteten und analog zur Diodenkette D1,..., DN aufgebauten Gleichrichter D1',..., DN' erfüllt.

Da in der Phase, in der die Diodenkette Dl',..., DN' den Strom trägt, der Gasentladungsschalter G stromlos ist, kann er bis zum Ende dieser Phase seine Spannungsfestigkeit wiedergewin- nen und anschließend die am Speicherkondensator Cl wieder an- stehende Hochspannung halten. Diese Schaltungsvariante ist möglich, da es technisch einfacher ist, hochspannungsfeste Halbleiterdioden mit kurzen Schaltzeiten und hoher Strombe- lastbarkeit zu fertigen, als dies bei Thyristoren möglich ist.

Für diese Variante besonders geeignete Schalter sind trigger- bare Gasentladungsschalter mit Wasserstoffüllung, speziell im Niederdruckbereich, wie beispielsweise Thyratrons, Pseudofun- kenschalter, Crossatrons, getriggerte Vakuumfunkenstrecken, und schnelle wasserstoffgefüllte Druckfunkenstrecken. Diesen Schaltern ist gemeinsam, daß sie eine besonders schnelle Wiederverfestigung bezüglich der Spannungsfestigkeit nach erfolgtem Schaltvorgang aufweisen ; diese Eigenschaft ist notwendig, um sicherzustellen, daß während der kurzen Leit- phase der Diodenkette D1,..., DN von typischerweise einigen Mikrosekunden Dauer der Schalter seine volle Spannungsfestig- keit wiedererlangt.

Die beschriebene Schaltung zur Impulsformung eignet sich be- sonders für den Einsatz bei stark oder vorwiegend kapazitiver Belastung. Durch entsprechende Wahl der Parameter der passi- ven Bauelemente ist eine Optimierung auch für induktive La- sten mOglich. Besonders vorteilhaft ist dabei, daß sich die

in der Last nicht verbrauchte elektrische Energie nahezu ver- lustfrei in den Speicherkondensator Cl zurückführen läßt bei vergleichsweise niedrigem Spannungsniveau und einer minimalen Anzahl an Bauelementen. Auf Widerstände und (stets verlustbe- haftete) magnetische Schalter kann bei dieser Schaltung voll- standing verzichtet werden, wodurch der Wirkungsgrad extrem hoch wird. Dadurch eignet sich diese Schaltung vor allem zur Erzeugung von Hochspannungsimpulsen mit hoher Pulswiederhol- rate, d. h. bei Anwendungen mit hoher mittlerer Gesamtlei- stung.

Bei der anhand der einzelnen Beispiele beschriebenen Erfin- dung kann im Kauf genommen werden, daß keine Halbleiter- schaltelemente mit ausreichender Freiwerdezeit existieren.

Durch die spezifische Kombination aus schnellem Schaltelement und parallelem schnellem Gleichrichter wird ermöglicht, daß sich das Schaltelement während der zweiten Stromhalbwelle er- holen kann. Das Schaltelement wird also frei, da der Gleich- richter den Stromfluß übernimmt und somit das Schaltelement entlastet, womit hier die Freiwerdezeit definiert wird. Die gewünschte Funktion wird aber nur dann erreicht, wenn einer- seits das Schaltelement eine Freiwerdezeit hat, die kleiner ist als die Dauer einer Stromhalbwelle, und anderer-seits der Gleichrichter eine Speicherladung hat, die klein ist im Vergleich zu der nach C3 transferierten Ladung.