Die vorliegende Erfindung betrifft eine Radarvorrichtung zum Bestimmen des Abstands eines Objekts von einem Element der Radarvorrichtung mit einem phasenstabilisierten Referenzoszillator, der derart eingerichtet ist, dass er in dem Betrieb der Radarvorrichtung ein elektrisches Referenz- signal im Dauerstrichbetrieb mit einer Referenzfrequenz erzeugt und ausgibt, einem Frequenzsynthesizer, der derart eingerichtet ist, dass er in dem Betrieb der Radarvorrichtung ein phasenstabilisiertes Radarsignal mit einer sich innerhalb eines vorgegebenen Zeitintervalls zeitlich ändernden Radarfrequenz erzeugt, wobei der Frequenzsynthesizer einen Phasenkomparator, der derart eingerichtet und angeordnet ist, dass in dem Betrieb der Radarvorrichtung ein Referenzsignaleingang das Referenzsignal von dem Referenzoszillator aufnimmt, ein Eingangssignaleingang ein Eingangssignal aufnimmt und ein Fehlersignalausgang ein Fehlersignal ausgibt, wobei das Fehlersignal einen Anteil aufweist, der proportional zu einer Phasendifferenz zwischen dem Referenzsignal und dem Eingangssignal ist, ein Schleifenfilter, das derart eingerichtet und angeordnet ist, dass es in dem Betrieb der Radarvorrichtung das Fehlersignal von dem Phasenkomparator aufnimmt, durch Anwenden einer Filterfunktion auf das Fehlersignal ein Steuersignal erzeugt und das Steuersignal ausgibt, einen steuerbaren Oszillator, der derart eingerichtet und angeordnet ist, dass er in dem Betrieb der Radarvorrichtung als Steuergröße das Steuersignal von dem Schleifenfilter aufnimmt, das Radarsignal generiert und das Radarsignal ausgibt, wobei die Radarfrequenz von dem Steuersignal abhängt und wobei die Radarfrequenz ein Vielfaches der Referenzfrequenz ist, und einen Frequenzteiler, der derart eingerichtet und angeordnet ist, dass er in dem Betrieb der Radarvorrichtung das Radarsignal von dem steuerbaren Oszillator oder ein aus dem Radarsignal erzeugtes Signal mit einer Frequenz, die eine höhere Harmonische der Radarfrequenz ist, aufnimmt, aus dem Radarsignal oder aus dem aus dem Radarsignal erzeugten Signal das Eingangssignal mit einer Eingangssignalfrequenz, die gleich der in einem Teilungsverhältnis geteilten Radarfrequenz ist, erzeugt und das Eingangssignal ausgibt, aufweist, einer Senderandtenne, die derart eingerichtet und angeordnet ist, dass sie in dem Betrieb der Radarvorrichtung das Radarsignal von dem steuerbaren Oszillator oder ein aus dem Radarsignal erzeugtes Signal mit einer Frequenz, die eine höhere Harmonische der Radarfrequenz ist, aufnimmt und das Radarsignal oder das aus dem Radarsignal erzeugte Signal abstrahlt, einer Empfängerantenne , die derart eingerichtet und ange- ordnet ist, dass sie in dem Betrieb der Radarvorrichtung das von der Senderantenne abgestrahlte Radarsignal oder das von der Senderantenne abgestrahlte, aus dem Radarsignal erzeugte Signal empfängt und ausgibt, einem Mischer, der derart eingerichtet und angeordnet ist, dass er in dem Betrieb der Radarvorrichtung das Radarsignal von dem steuerbaren Oszillator und das von der Empfängerantenne empfangene Radarsignal oder ein Signal, das aus dem von der Empfängerantenne empfangenen Signal durch Frequenzteilung erzeugt wurde, aufnimmt, durch Mischen der Signale ein Zwischenfrequenzsignal erzeugt und das Zwischenfrequenzsignal ausgibt, und einer Auswerteeinrichtung, die derart eingerichtet und angeordnet ist, dass sie im Betrieb der Radarvorrichtung das Zwischenfrequenzsignal von dem Mischer aufnimmt, die Frequenz des Zwischenfre- quenzsignals bestimmt und aus der Frequenz des Zwischenfrequenzsignals einen Abstand zwischen einem in einem Strahlengang des Radarsignals oder des aus dem Radarsignal erzeugten Signals zwischen der Senderantenne und der Empfängerantenne anordenbaren, das Radarsignal oder das aus dem Radarsignal erzeugte Signal reflektierenden Objekt und der Senderantenne oder der Empfängerantenne berechnet, wobei entweder der Referenzoszillator abstimmbar ist, so dass er in dem Betrieb der Vorrichtung das Referenzsignal mit einer sich innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls zeitlich ändernden Referenzfrequenz erzeugt und ausgibt und der Frequenzteiler ein konstantes Teilungsverhältnis aufweist oder der Frequenzteiler derart eingerichtet ist, dass er im Betrieb der Vorrichtung ein sich innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls zeitlich änderndes Teilungsverhältnis aufweist und der Referenzoszillator derart eingerichtet ist, dass er im Betrieb der Vorrichtung ein Referenzsignal mit einer konstanten Referenzfrequenz erzeugt.

Aus dem Stand der Technik ist das Prinzip eines frequenzmodulierten Dauerstrich-Radars (engl. Frequency Modulated Continuous Wave Radar; kurz FMCW-Radar) bekannt. Dieses Prinzip ermöglicht einen Radarbetrieb mit einer Ermittlung der Richtung und des Abstands zwischen einem Objekt und einer Sender- oder Empfängerantenne der Radarvorrichtung bei überschaubarem apparativem Aufwand. Ziel des FMCW-Radars ist es, die Laufzeit eines von einer Senderantenne abgestrahlten und von einer Empfängerantenne empfangenen Radarsignals zu bestimmen und damit den Abstand zwischen dem Objekt und einer der Antennen. Grundlage für die Abstandsmessung ist, dass die Frequenz eines monofrequenten, schmalbandigen Radarsignals mit der Zeit variiert wird. Beispielsweise nimmt über ein Zeitintervall hinweg die Frequenz des abgestrahlten Signals kontinuierlich und linear gegenüber der Zeit, zu. Verwendet man nun einen Teil des generierten Radarsignals als Referenzsignal und leitet dieses Referenzsignal dem Empfänger unmittelbar zu, während das eigentliche Radarsignal von der Senderantenne über das Objekt zurück zur Empfängerantenne läuft und mischt man am Empfänger das von der Empfängerantenne empfangene Radarsignal mit dem Referenzsignal, so generiert der Mischprozess ein Zwischenfrequenzsignal. Die Frequenz des Zwischenfrequenzsignals ergibt sich aus den unterschiedlichen Laufzeiten von Referenzsignal und Radarsignal. Wichtig ist dabei, dass die Laufzeit des Radarsignals nicht größer ist als das vorbestimmte Zeitintervall, über welches die Frequenz des abgestrahlten Radarsignals geändert wird. Bestimmt man nun am Empfänger, d.h. hinter dem Mischer die generierte Zwischenfrequenz, so ist diese proportional zum Abstand zwischen der Senderantenne bzw. der Empfängerantenne und einem das Radarsignal reflektierenden Objekt.

Mit anderen Worten ausgedrückt wird der Zeitpunkt der Abstrahlung des Radarsignals innerhalb eines Intervalls, in dem die Frequenz des abgestrahlten Radarsignals variiert wird, frequenzcodiert.

Als nachteilig erweist es sich bei den FMCW-Radarsystemen aus dem Stand der Technik, dass diese sich entweder zur Abstandsmessung eines sich nicht oder nur langsam bewegenden Objekts mit hoher Auflösung eignen oder aber diese Systeme den Abstand eines schnell bewegten Objekts mit geringer Auflösung erfassen können.

Demgegenüber ist es Aufgabe der der vorliegenden Erfindung, eine Radarvorrichtung bereitzustellen, die es ermöglicht, den Abstand zwischen Senderantenne oder Empfängerantenne und einem schnell bewegten Objekt mit hoher Auflösung zu bestimmen.

Zumindest eine dieser Aufgaben wird erfindungsgemäß durch eine Radarvorrichtung zum Bestimmen des Abstands eines Objekts von einem Element der Radarvorrichtung gelöst mit einem phasenstabilisierten Referenzoszillator, der derart eingerichtet ist, dass er in dem Betrieb der Radarvorrichtung ein elektrisches Referenzsignal im Dauerstrichbetrieb mit einer Referenzfrequenz er- zeugt und ausgibt, einem Frequenzsynthesizer, der derart eingerichtet ist, dass er in dem Betrieb der Radarvorrichtung ein phasenstabilisiertes Radarsignal mit einer sich innerhalb eines vorgegebenen Zeitintervalls zeitlich ändernden Radarfrequenz erzeugt, wobei der Frequenzsynthesizer einen Phasenkomparator, der derart eingerichtet und angeordnet ist, dass in dem Betrieb der Radarvorrichtung ein Referenzsignaleingang das Referenzsignal von dem Referenzoszillator auf- nimmt, ein Eingangssignaleingang ein Eingangssignal aufnimmt und ein Fehlersignalausgang ein Fehlersignal ausgibt, wobei das Fehlersignal einen Anteil aufweist, der proportional zu einer Phasendifferenz zwischen dem Referenzsignal und dem Eingangssignal ist, ein Schleifenfilter, das derart eingerichtet und angeordnet ist, dass es in dem Betrieb der Radarvorrichtung das Fehlersignal von dem Phasenkomparator aufnimmt, durch Anwenden einer Filterfunktion auf das Fehler- signal ein Steuersignal erzeugt und das Steuersignal ausgibt, einen steuerbaren Oszillator, der derart eingerichtet und angeordnet ist, dass er in dem Betrieb der Radarvorrichtung als Steuergröße das Steuersignal von dem Schleifenfilter aufnimmt, das Radarsignal generiert und das Radarsignal ausgibt, wobei die Radarfrequenz von dem Steuersignal abhängt und wobei die Radarfrequenz ein Vielfaches der Referenzfrequenz ist, und einen Frequenzteiler, der derart eingerichtet und angeordnet ist, dass er in dem Betrieb der Radarvorrichtung das Radarsignal von dem steuerbaren Oszillator oder ein aus dem Radarsignal erzeugtes Signal mit einer Frequenz, die eine höhere Harmonische der Radarfrequenz ist, aufnimmt, aus dem Radarsignal oder aus dem aus dem Radarsignal erzeugten Signal das Eingangssignal mit einer Eingangssignalfrequenz, die gleich der in einem Teilungsverhältnis geteilten Radarfrequenz ist, erzeugt und das Eingangssignal ausgibt, aufweist, einer Senderandtenne, die derart eingerichtet und angeordnet ist, dass sie in dem Betrieb der Radarvorrichtung das Radarsignal von dem steuerbaren Oszillator oder ein aus dem Radarsignal erzeugtes Signal mit einer Frequenz, die eine höhere Harmonische der Radar- frequenz ist, aufnimmt und das Radarsignal oder das aus dem Radarsignal erzeugte Signal abstrahlt, einer Empfängerantenne, die derart eingerichtet und angeordnet ist, dass sie in dem Betrieb der Radarvorrichtung das von der Senderantenne abgestrahlte Radarsignal oder das von der Senderantenne abgestrahlte aus dem Radarsignal erzeugte Signal empfängt und ausgibt, einem Mischer, der derart eingerichtet und angeordnet ist, dass er in dem Betrieb der Radarvorrichtung das Radarsignal von dem steuerbaren Oszillator und das von der Empfängerantenne empfangene Radarsignal oder ein Signal, das aus dem von der Empfängerantenne empfangenen Signal durch Frequenzteilung erzeugt wurde, aufnimmt, durch Mischen der Signale ein Zwischenfrequenzsignal erzeugt und das Zwischenfrequenzsignal ausgibt, und einer Auswerteeinrichtung, die derart eingerichtet und angeordnet ist, dass sie im Betrieb der Radarvorrichtung das Zwischenfrequenzsig- nal von dem Mischer aufnimmt, die Frequenz des Zwischenfrequenzsignals bestimmt und aus der Frequenz des Zwischenfrequenzsignals einen Abstand zwischen einem in einem Strahlengang des Radarsignals oder des aus dem Radarsignal erzeugten Signals zwischen der Senderantenne und der Empfängerantenne (5) anordenbaren, das Radarsignal oder das aus dem Radarsignal erzeugte Signal reflektierenden Objekt und der Senderantenne oder der Empfängerantenne berech- net, wobei entweder der Referenzoszillator abstimmbar ist, so dass er in dem Betrieb der Vorrichtung das Referenzsignal mit einer sich innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls zeitlich ändernden Referenzfrequenz erzeugt und ausgibt und der Frequenzteiler ein konstantes Teilungsverhältnis aufweist oder der Frequenzteiler derart eingerichtet ist, dass er im Betrieb der Vorrichtung ein sich innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls zeitlich änderndes Teilungsverhältnis aufweist und der Referenzoszillator derart eingerichtet ist, dass er im Betrieb der Vorrichtung ein Referenzsignal mit einer konstanten Referenzfrequenz erzeugt, wobei das vorgegebene Zeitintervall 100 oder weniger beträgt, der steuerbare Oszillator derart eingerichtet ist, dass im Betrieb der Radarvorrichtung die Radarfrequenz innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls über eine Abstimmungsbandbreite von mindestens 4 GHz abstimmbar ist und der Phasenkomparator derart eingerichtet ist, dass er eine Phasenstabilisierung des erzeugten Radarsignals bei mindestens 900 Frequenzen des Radarsignals innerhalb der Abstimmungsbandbreite des steuerbaren Oszillators und innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls bereitstellt.

Es ist eine grundsätzliche Anforderung von FMCW-Radarsystemen zur Abstandsmessung, dass das vorgegebene Zeitintervall, über welches die Frequenz des Radarsignals geändert wird, größer ist als die maximale Zeitdauer, welche das Radarsignal oder ein daraus erzeugtes Signal von dem generierenden Oszillator über die Senderantenne, das Objekt und die Empfängerantenne zum Mischer benötigt. Die zurückgelegte Strecke bzw. die Laufzeit des Radarsignals oder eines daraus erzeugten Signals zwischen der Senderantenne und der Empfängerantenne ist proportional zur Zwischenfrequenz zwischen einem direkt von dem steuerbaren Oszillator an den Mischer geleiteten Teil des Radar- Signals und einem von einer Antenne abgestrahlten, von einem Objekt reflektierten und von einer Antenne empfangenen und dann an den Mischer weitergeleiteten Teil des Radarsignals oder eines daraus generierten Signals. Die Differenzfrequenz, d.h. die Frequenz des Zwischenfrequenzsig- nals, ergibt sich, da sich während der Laufzeit des Radarsignals oder des daraus erzeugten Signals die Radarfrequenz des aktuell von dem steuerbaren Oszillator generierten und direkt an den Mi- scher geleiteten Radarsignals genau um die Zwischenfrequenz erhöht oder erniedrigt hat.

Es hat sich gezeigt, dass dann, wenn man schnell bewegte Objekte erfassen und ihren Abstand zur Senderantenne oder Empfängerantenne mit hinreichender Genauigkeit bestimmen möchte, darüber hinaus das vorgegebene Zeitintervall, innerhalb dessen die Radarfrequenz des Radarsig- nals über die Abstimmungsbandbreite hinweg geändert wird, sehr klein sein muss, sodass in diesem vorgegebenen Zeitintervall auch ein sich sehr schnell bewegendes Objekt als ruhend zu betrachten ist. Je kürzer das vorgegebene Zeitintervall ist, in dem die Radarfrequenz über die Abstimmungsbandbreite hinweg variiert wird, desto häufiger kann zudem diese Variation innerhalb einer Sekunde wiederholt werden und desto größer ist die maximale Abtastfrequenz, mit der der Abstand des Objekts erfasst werden kann. Bei einem vorgegebenen Zeitintervall, in dem die Radarfrequenz über die Abstimmungsbandbreite hinweg variiert wird, von 100 beträgt die maximale Abtastfrequenz 10 kHz.

Um die notwendige Ortsauflösung in Ausbreitungsrichtung des von der Senderantenne abgestrahl- ten Signals zur Bestimmung des Abstands eines solchen schnell bewegten Objekts von der Senderantenne oder der Empfängerantenne bereitstellen zu können, müssen zudem gleichzeitig eine Reihe von weiteren Randbedingungen eingehalten werden.

Zum einen ist eine Abstimmungsbandbreite des von dem steuerbaren Oszillator erzeugten Radar- Signals von mindestens 4 GHz innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls erforderlich.

Daraus folgt, dass in einer ersten Ausführungsform der Referenzoszillator derart eingerichtet sein muss, dass innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls die Referenzfrequenz über eine Abstimmungsbandbreite abstimmbar ist, die mindestens gleich einem n-ten Teil der Abstimmungsband- breite des steuerbaren Oszillators ist, wobei n dann der Faktor ist, um welchen die Radarfrequenz größer als die Referenzfrequenz ist. Das Teilungsverhältnis, in welchem die Radarfrequenz in dem Frequenzteiler geteilt wird, um das Eingangssignal zu erzeugen, ist in dieser Ausführungsform konstant und beträgt ebenfalls 1/n. Der Faktor n ist in einer Ausführungsform eine ganze Zahl. Dabei erfolgt in einer Ausführungsform die Änderung der von dem steuerbaren Oszillator erzeugten Radarfrequenz innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls über die Abstimmungsbandbreite hinweg linear mit der Zeit, d.h. mit zunehmender Zeit nimmt die Referenzfrequenz des Referenzsignals proportional zur innerhalb des Zeitintervalls verstrichenen Zeit zu oder ab.

In einer zweiten Ausführungsform ist alternativ zu der zuvor dargestellten Ausführungsform die Referenzfrequenz konstant. In einer solchen Ausführungsform wird stattdessen das Teilungsverhältnis des Frequenzteilers während des vorgegebenen Zeitintervalls mit der Zeit variiert. Die Fehlerspannung des Frequenzkomparators umfasst in dieser Ausführungsform neben dem Anteil, wel- eher proportional zu der Phasendifferenz zwischen Referenzsignal und Eingangssignal ist, einen konstanten Offset, welcher als Steuersignal des steuerbaren Oszillators dessen Radarfrequenz vorgibt. Dabei erfolgt in einer Ausführungsform die Änderung des Teilungsverhältnisses des Frequenzteilers innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls hinweg linear mit der Zeit. Um die hohen Anforderungen an die Abstimmbarkeit des steuerbaren Oszillators sowie die Einrastzeit bei den einzelnen Frequenzen innerhalb der Abstimmungsbandbreite des steuerbaren Oszillators zu erfüllen scheint diese Ausführungsform Vorteile zu bieten.

Zudem muss der Phasenkomparator in der Lage sein, beim Abstimmen der Frequenz des Radarsignals innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls, insbesondre innerhalb von 100 \s oder weniger, über die Abstimmungsbandbreite des steuerbaren Oszillators, insbesondere über eine Abstimmungsbandbreite von mindestens 4 GHz hinweg, das Radarsignal bei mindestens 1000 Frequenzen zu stabilisieren.

In einer Ausführungsform der Erfindung wird das Radarsignal beim Abstimmen der Frequenz des Radarsignals innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls über die Abstimmungsbandbreite hinweg, bei mindestens 2000 Frequenzen, vorzugsweise bei mindestens 4000 und besonders bevorzugt bei mindestens 5000 Frequenzen stabilisiert. Dabei sind diese Frequenzen bzw. Frequenzpunkte vorzugsweise äquidistant über die Abstimmungsbandbreite verteilt. Mit anderen Worten ausgedrückt muss der Phasenkomparator eine hinreichend kurze Einrastzeit aufweisen.

Es versteht sich, dass sich die erfindungsgemäße Radarvorrichtung in einer Ausführungsform in Analogtechnik realisieren lässt. Dabei sind die einzelnen Elemente als diskrete Bauelemente miteinander verschaltet bzw. elektrisch verbunden. Alternativ dazu kann in einer Ausführungsform die erfindungsgemäße Radarvorrichtung vollständig oder teilweise in Digitaltechnik realisiert sein. Dies setzt die Verwendung von entsprechenden Digital-Analog-Wandler und Analog-Digitalwand- lern an den entsprechenden Stellen der Vorrichtung voraus, so wie sie aus dem Stand der Technik in vielfältiger Weise bekannt ist. Es hat sich gezeigt, dass selbst dann, wenn die einzelnen Komponenten, d.h. der Referenzoszillator, der Phasenkomparator und der steuerbare Oszillator oder der Frequenzteiler, die notwendigen Parameter erfüllen können, das vorgegebene Zeitintervall für das Abstimmen des Radarsignals über die volle Abstimmbandbreite hinweg derart kurz ist, dass sich Messungen in einer Aus- führungsform der Erfindung nur dann mit der gewünschten Genauigkeit durchführen lassen, wenn die Leitungen für die Signale hinreichend kurz gehalten werden. Auf diese Weise kann unter anderem der Effekt parasitärer Kapazitäten auf die über die Leitungen übertragenen Signale minimiert werden. Anderenfalls lassen sich die erforderlichen Parameter der Radarvorrichtung ggf. nicht erfüllen.

In einer Ausführungsform weist daher eine Leitung für das Steuersignal zwischen dem Schleifenfilter und dem steuerbaren Oszillator eine Länge von weniger als 1 cm auf. In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist die Länge der Leitung für das Steuersignal zwischen dem Schleifenfilter und dem steuerbaren Oszillator kleiner als 8 mm, vorzugsweise kleiner als 5 mm und be- sonders bevorzugt kleiner als 3 mm. In einer in Digitaltechnik realisierten Ausführungsform der Erfindung, bei welcher das Schleifenfilter in einem ersten Mikrochip implementiert ist, während der steuerbare Oszillator in einem zweiten Mikrochip implementiert ist, wird die hier beanspruchte Länge der Leitung für das Steuersignal zwischen dem Schleifenfilter und dem steuerbaren Oszillator zwischen den Pins der beiden Chips gemessen.

In einer anderen Ausführungsform der Erfindung weisen eine Leitung für das Fehlersignal zwischen dem Phasenkomparator und dem Schleifenfilter und eine Leitung für das Steuersignal zwischen dem Schleifenfilter und dem steuerbaren Oszillator zusammen eine Länge von weniger als 1 cm auf. In einer Ausführungsform der Erfindung ist die Gesamtlänge aus der Leitung für das Fehlersignal zwischen dem Phasenkomparator und dem Schleifenfilter und der Leitung für das Steuersignal zwischen dem Schleifenfilter und dem steuerbaren Oszillator kleiner als 8 mm, vorzugsweise kleiner als 5 mm und besonders bevorzugt kleiner als 3 mm.

In einer Ausführungsform der Erfindung wird das von dem steuerbaren Oszillator erzeugte Radar- Signal mit der Radarfrequenz von der Senderantenne abgestrahlt und von der Empfängerantenne empfangen. Es versteht sich, dass zum Empfang und zur Auswertung in diesem Fall ein Teil des das Radarsignals unmittelbar von dem steuerbaren Oszillator auf den Mischer gegeben wird und das von der Empfängerantenne empfangene Radarsignal ebenfalls auf den Mischer gegeben wird. In einer alternativen Ausführungsform wird aus dem von dem steuerbaren Oszillator erzeugten Radarsignal mit der Radarfrequenz durch Frequenzvervielfachung in geeigneten nichtlinearen elektronischen Bauelementen ein Signal mit einer Frequenz, die gleich einer höheren Harmonischen der Radarfrequenz ist, erzeugt, dieses aus dem Radarsignal erzeugte Signal wird dann in die Senderantenne eingespeist, abgestrahlt und von der Empfängerantenne empfangen. Höhere abgestrahlte Frequenzen ermöglichen eine höhere Auflösung in einer Richtung senkrecht zur Ausbreitungsrichtung der abgestrahlten Strahlung. Es versteht sich, dass in einer solchen Ausführungsform, das von der Empfängerantenne empfangene Signal mit der höheren Harmonischen der Radarfrequenz durch herunterteilen der Frequenz in ein Signal mit der Radarfrequenz gewandelt wird, bevor dieses Signal auf den Mischer gegeben und mit dem Radarsignal von dem steuerbaren Oszillator gemischt wird.

Ausführungsformen, die ein aus dem Radarsignal generiertes Signal mit einer höheren Harmoni- sehen der Radarfrequenz abstrahlen und empfangen, können in einer Ausführungsform zusätzlich eine alternative Ausgestaltung des Regelkreises des Frequenzsynthesizers aufweisen. Statt das von dem steuerbaren Oszillator erzeugte Radarsignal über den Frequenzteiler als Eingangssignal in den Phasenkomparator einzuspeisen, kann in einer solchen Ausführungsform ein Teil des aus dem Radarsignal erzeugten Signals mit der höheren Harmonischen der Radarfrequenz in den Fre- quenzteiler eingespeist werden und so den Regelkreis schließen. Eine solche Ausführungsform weist den Vorteil auf, dass sie Amplitudenschwankungen, welche die durch die Frequenzvervielfachung hinter dem steuerbaren Oszillator eingefügt werden, herausregelt.

Bei dem Grundaufbau der Radarvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung handelt es sich um einen frequenzstabilisierten und frequenzabstimmbaren Frequenzsynthesizer, so wie er aus dem Stand der Technik in mannigfaltigen Ausführungsformen bekannt ist.

Ein phasenstabilisierter, abstimmbarer Referenzoszillator stellt ein elektrisches Referenzsignal im Dauerstrichbetrieb, d.h. ein monofrequentes Referenzsignal mit einer Referenzfrequenz bereit.

Der Referenzoszillator erzeugt das Referenzsignal bei einer Referenzfrequenz, bei welcher sich sehr stabil elektrische Signale erzeugen lassen. In einer Ausführungsform der Erfindung ist das Referenzsignal ein Sinussignal mit einer Frequenz in einem Frequenzbereich von 50 MHz bis 150 MHz, vorzugsweise bei 100 MHz. Dies gilt insbesondere für Ausführungsformen mit einer über die Zeit konstanten Referenzfrequenz.

In einer Ausführungsform der Erfindung erfolgt die zeitliche Änderung der Referenzfrequenz des Referenzsignals oder die zeitliche Änderung des Teilungsverhältnisses des Frequenzteilers und damit auch des Radarsignals periodisch, d.h. nach einem Durchlauf der Frequenzänderung inner- halb des vorgegebenen Zeitintervalls beginnt die Frequenzabstimmung erneut. Dabei sieht das Frequenzspektrum einer Ausführungsform aus wie ein Sägezahnsignal, wobei zwischen den periodisch wiederholten Anstiegen oder Modulationen der Frequenz gegenüber der Zeit Totzeiten vorgesehen sein können. In einer Ausführungsform der Erfindung ist der Referenzoszillator derart eingerichtet, dass ein Phasenrauschen des Referenzsignals weniger als -170 dBc/Hz, vorzugsweise weniger als -150 dBc/Hz und besonders bevorzugt von weniger als -100 dBc/Hz beträgt, dies vorzugsweise bei einer Refe- renzfrequenz von 100 MHz.

Der Frequenzsynthesizer selbst umfasst einen Phasenkomparator, welcher an seinem Referenzsignaleingang das Referenzsignal von dem Referenzoszillator aufnimmt, die Phase des Referenzsignals mit einem am Eingangssignaleingang des Phasenkomparators aufgenommenen Eingangs- signal vergleicht und ein Fehlersignal am Fehlersignalausgang ausgibt, welches proportional zu einer Phasendifferenz zwischen dem Referenzsignal und dem Eingangssignal ist. Auf diese Weise lässt sich das zu erzeugende Radarsignal auf das Referenzsignal einrasten bzw. phasenstabilisie- ren. Ein Schleifenfilter ist derart eingerichtet und angeordnet, dass das Fehlersignal des Phasenkomparators aufnimmt, durch Anwenden einer Filterunktion auf das Fehlersignal ein Steuersignal erzeugt und das Steuersignal ausgibt.

Ein zentrales Element des Frequenzsynthesizers ist der steuerbare Oszillator. Vorzugsweise ist der steuerbare Oszillator ein spannungsgesteuerter Oszillator (engl. Voltage Controlled Oscillator; VCO). Die Frequenz der von dem steuerbaren Oszillator erzeugten Radarstrahlung hängt von dem Steuersignal ab, wobei die Radarfrequenz des von dem steuerbaren Oszillator erzeugten Radarsignals ein Vielfaches der Referenzfrequenz ist. In einer Ausführungsform der Erfindung ist die Radarfrequenz ein ganzzahliges Vielfaches der Referenzfrequenz.

Zur Rückkopplung in den Phasenkomparator wird ein Teil des von dem steuerbaren Oszillator generierten Radarsignals oder eines aus dem Radarsignal durch Frequenzvervielfachung generierten Signals verwendet, wobei das Radarsignal oder das daraus generierte Signal zunächst durch einen Frequenzteiler geleitet wird, um aus dem Radarsignal das Eingangssignal mit einer Ein- gangssignalfrequenz für den Eingangssignaleingang des Phasenkomparators zu generieren.

Auf diese Weise wird ein Regelkreis zur Frequenz- bzw. Phasenstabilisierung des von dem steuerbaren Oszillator generierten Radarsignals bzw. des daraus abgeleiteten frequenzvervielfachten Signals bereitgestellt.

In einer Ausführungsform der Erfindung liegt die Radarfrequenz in einem Bereich von 5 GHz bis 600 GHz, vorzugsweise in einem Bereich von 20 GHz bis 100 GHz. In einer weiteren Ausführungsform sind der steuerbare Oszillator sowie der Referenzoszillator oder der Frequenzteiler derart eingerichtet und ausgestaltet, dass der steuerbare Oszillator in dem Betrieb der Radarvorrichtung die Radarfrequenz linear mit der Zeit innerhalb eines vorgegebenen Zeitintervalls von 80 \s oder weniger, vorzugsweise von 50 \s oder weniger und besonders bevor- zugt von 30 \s oder weniger über einen vergebenen Frequenzbereich, nämlich die Abstimmungsbandbreite, ändert. In einer Ausführungsform der Erfindung beträgt die Abstimmungsbandbreite des steuerbaren Oszillators mindestens 8 GHz, vorzugsweise mindestens 10 GHz und besonders bevorzugt mindestens 50 GHz. In einer Ausführungsform der Erfindung beträgt das vorgegebene Zeitintervall 100 oder weniger, wobei die Abstimmungsbandbreite mindestens 8 GHz, vorzugs- weise mindestens 10 GHz und besonders bevorzugt mindestens 50 GHz beträgt. In einer Ausführungsform der Erfindung beträgt das vorgegebene Zeitintervall 80 oder weniger, wobei die Abstimmungsbandbreite mindestens 8 GHz, vorzugsweise mindestens 10 GHz und besonders bevorzugt mindestens 50 GHz beträgt. In einer Ausführungsform der Erfindung beträgt das vorgegebene Zeitintervall 50 oder weniger, wobei die Abstimmungsbandbreite mindestens 8 GHz, vor- zugsweise mindestens 10 GHz und besonders bevorzugt mindestens 50 GHz beträgt. In einer Ausführungsform der Erfindung beträgt das vorgegebene Zeitintervall 30 oder weniger, wobei die Abstimmungsbandbreite mindestens 8 GHz, vorzugsweise mindestens 10 GHz und besonders bevorzugt mindestens 50 GHz beträgt. Während in einer Ausführungsform der Erfindung die Senderantenne, welche mit dem steuerbaren Oszillator oder einem Frequenzvervielfacher verbunden ist, sodass sie das Signal abstrahlt und die Empfängerantenne zwei voneinander getrennte Bauteile sein können (bistatisches Radar) sind in einer Ausführungsform der Erfindung die Senderantenne die Empfängerantenne identisch (monostatisches Radar).

Die Realisierung eines monostatischen Radar, setzt voraus, dass es möglich ist, das von dem steuerbaren Oszillator generierte Radarsignal in die Antenne zur Abstrahlung einzukoppeln und das von der Antenne als Empfängerantenne empfangene Radarsignal an den Mischer weiterzuleiten. Dabei gilt es, ein direktes Übersprechen, d.h. direkte eine Signalleitung, des Radarsignals von dem steuerbaren Oszillator ohne Abstrahlung und Empfang durch die Antenne auf den Mischer zu verhindern. Zudem muss gewährleistet werden, dass das von der Antenne empfangene Radarsignal vollständig an den Mischer weitergeleitet wird. Zu diesem Zweck ist in einer Ausführungsform der Erfindung ein Zirkulator vorgesehen, der derart eingerichtet und angeordnet ist, dass er in dem Betrieb der Radarvorrichtung das Radarsignal von dem steuerbaren Oszillator aufnimmt und zur Abstrahlung an die Antenne ausgibt, das von der Antenne empfangene Radarsignal aufnimmt und an den Mischer ausgibt und eine direkte Ausgabe, d.h. ein Übersprechen, des Radarsignals von dem steuerbaren Oszillator an den Mischer verhindert. Die extrem hohen Anforderungen an die Abstimmbandbreite des Radarsignals in dem sehr kurzen vorgegebenen Zeitintervall verlangt nach einer erheblichen Optimierung sowohl der Signalweiterleitung hinter dem steuerbaren Oszillator, aber auch bei der Signalverarbeitung.

Daher weist in einer Ausführungsform der Erfindung der Zirkulator zwischen einem das Radarsignal von dem steuerbaren Oszillator aufnehmenden Eingang und einem Ausgang für das von der Antenne empfangene Radarsignal eine Isolation von mindestens -38 dB und vorzugsweise von mindestens -40 dB auf.

In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist der Zirkulator ein Doppelzirkulator.

In einer Ausführungsform der Erfindung sind die Senderantenne oder die Empfängerantenne derart ausgestaltet, dass sie eine minimale Reflexion aufweisen, d.h. der Signalverlust beim Übergang des Radarsignals in die Antenne oder aus der Antenne möglichst klein ist. Dazu weist in einer Ausführungsform der Erfindung die Senderantenne oder die Empfängerantenne einen S1 1 -Parameter von -10 dB oder weniger, vorzugsweise von -15 dB oder weniger über die Abstimmungsbandbreite des steuerbaren Oszillators bzw. der Abstimmungsbandbreite eines daraus durch Frequenzvervielfachung erzeugten Signals hinweg auf.

Besonders zweckmäßig ist es, wenn in einer Ausführungsform der Radarvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung gleichzeitig beide Quadraturkomponenten des Radarsignals gemessen und ausgewertet werden können. Dazu weist in einer Ausführungsform der Erfindung die Radarvorrichtung einen ersten und einen zweiten Mischer und einen Phasenschieber auf, wobei der erste Mischer derart eingerichtet und angeordnet ist, dass er in dem Betrieb der Radarvorrichtung das Radarsignal von dem Oszillator und das von der Empfängerantenne empfangene Radarsignal oder das Signal, das aus dem von der Empfängerantenne empfangenen Signal durch Frequenzteilung erzeugt wurde, aufnimmt, durch Mischen der Signale miteinander ein erstes Zwischenfrequenzsignal erzeugt und ausgibt, wobei der Phasenschieber derart eingerichtet und angeordnet ist, dass er in dem Betrieb der Radarvorrichtung das Radarsignal von dem Oszillator aufnimmt, eine Phasenverschiebung von 90° in das Radarsignal von dem Oszillator verglichen mit dem von dem ersten Mischer aufgenommenen Radarsignal von dem Oszillator einfügt und ein phasenverschobenes Radarsignal ausgibt, und wobei der zweite Mischer derart eingerichtet und angeordnet ist, dass er in dem Betrieb der Radarvorrichtung das phasenverschobene Radarsignal von dem Phasenschieber und das von der Empfängerantenne empfangene Radarsignal oder das Signal, das aus dem von der Empfängerantenne empfangenen Signal durch Frequenzteilung erzeugt wurde, aufnimmt, durch Mischen der Signale miteinander ein zweites Zwischenfrequenzsignal erzeugt und ausgibt, und wobei die Auswerteeinrichtung derart eingerichtet und angeordnet ist, dass sie im Betrieb der Radarvorrichtung das erste und das zweite Zwischenfrequenzsignal von dem ersten und dem zweiten Mischer aufnimmt, auswertet und einen Abstand zwischen einem in einem Strahlengang des Radarsignals zwischen der Senderantenne und der Empfängerantenne anordenbaren, die Radarstrahlung reflektierenden Objekt und der Senderantenne und/oder der Empfängerantenne bestimmt.

Die Signalverarbeitung des Zwischenfrequenzsignals bzw. der Zwischenfrequenzsignale hinter dem oder den Mischern erfordert aufgrund der strengen Anforderungen an die Abstimmbarkeit des Radarsignals erhebliche Aufmerksamkeit.

Daher weist die Radarvorrichtung in einer Ausführungsform ein Filter auf, wobei das Filter derart eingerichtet und angeordnet ist, dass es die Zwischenfrequenzstrahlung von dem Mischer aufnimmt und eine gefilterte Zwischenfrequenzstrahlung ausgibt. In einer Ausführungsform der Erfin- dung ist dieses Filter ein Bandpassfilter. Das Bandpassfilter ist in einer Ausführungsform derart eingerichtet, dass es einen Gleichspannungsanteil sowie höherfrequente Wiederholspektren aus dem Zwischenfrequenzsignal herausfiltert. In einer Ausführungsform ist die obere Grenzfrequenz des Bandpassfilters gleich der halben Abtastfrequenz und die untere Grenzfrequenz ist gleich oder kleiner als das 0,1 -fache der halben Abtastfrequenz.

In einer Ausführungsform der Erfindung weist die Radarvorrichtung zudem einen Verstärker auf, wobei der Verstärker derart eingerichtet und angeordnet ist, dass der Verstärker das Zwischenfrequenzsignal von dem Mischer aufnimmt und ein verstärktes Zwischenfrequenzsignal ausgibt. Auf diese Weise wird der Signalpegel an die Anforderungen der nachfolgenden Auswerteeinrichtung angepasst. Insbesondere erfolgt eine Anpassung der Signalpegel auf einen darauf folgenden Ana- log-Digital-Wandler.

Die Auswerteeinrichtung umfasst in einer Ausführungsform eine Datenverarbeitungseinrichtung mit einem Prozessor.

Die Auswertung des oder der Zwischenfrequenzsignale erfolgt sinnvollerweise in einer Ausführungsform digital. Dazu umfasst in einer Ausführungsform der Erfindung die Auswerteeinrichtung einen Analog-Digital-Wandler, der so eingerichtet und angeordnet ist, dass er das Zwischenfrequenzsignal in ein digitales Signal zur digitalen Weiterverarbeitung wandelt. Um den hohen Anfor- derungen an die erforderliche Ortsauflösung der Radarvorrichtung gerecht zu werden, verfügt der Analog-Digital-Wandler in einer Ausführungsform über eine Bittiefe von mindestens 14 Bit, vorzugsweise von mindestens 16 Bit. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird zum Bestimmen der Frequenz des Zwi- schenfrequenzsignals in der Auswerteeinrichtung eine Fourier-Transformation auf das Zwischen- frequenzsignal angewendet. Kennt man die Frequenz des Zwischenfrequenzsignals, so lässt sich daraus und aus der Kenntnis der Frequenzänderung gegenüber der Zeit bei der Abstrahlung des Radarsignals der Abstand zwischen einem Objekt und der Senderantenne oder der Empfängerantenne berechnen.

In einer Ausführungsform der Erfindung wird jeweils das Maximum des Amplitudenspektrums bestimmt, wobei die zu dem Maximum der Amplitude gehörende Frequenz als Zwischenfrequenz in der Rechnung zum Bestimmen des Abstands des Objekts von der Senderantenne oder der Empfängerantenne verwendet wird.

In einer Ausführungsform der Erfindung wird statt dem durch die Fourier-Transformation des Zwischenfrequenzsignals erhaltenen Amplitudenspektrum oder zusätzlich dazu das Phasenspektrum ausgewertet und daraus der Abstand zwischen einem Objekt und der Senderantenne oder der Empfängerantenne berechnet.

Das durch Fourier-Transformation erhaltene Phasenspektrum des Zwischenfrequenzsignals erweist sich als deutlich robuster gegenüber Rauschen und unerwünschten Reflexionen als dies das Amplitudenspektrum ist. Die Phase verändert sich periodisch und in linearer Weise von -2 π bis +2 π mit dem Abstand des Objekts von der Senderantenne bzw. der Empfängerantenne zwischen einem Abstand 0 und einem maximalen Abstand.

Wie eingangs erwähnt eignet sich die Radarvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung insbe- sondere zur Erfassung eines Abstands zwischen einem sich schnell bewegenden Objekt und einem Element der Radarvorrichtung mit hoher Genauigkeit. Daher wird in einer Ausführungsform der Erfindung eine Radarvorrichtung, so wie sie zuvor anhand von Ausführungsformen davon beschrieben wurde, dazu verwendet, einen Abstand eines sich bewegenden Teils von einem feststehenden Gehäuse, wobei das sich bewegende Teil in dem Gehäuse aufgenommen ist und wobei ein Element der Radarvorrichtung in dem Gehäuse angeordnet ist, zu bestimmen.

Für derartige Abstandsmessungen gibt es eine Reihe von Anwendungen. Z.B. lässt sich die Bewegung eines bewegten Kolbens in einem Zylinder überwachen. In einer solchen Ausführungsform ist der Kolben das bewegte Teil und der Zylinder ist das Gehäuse im Sinne der vorliegenden An- meidung. Auch lassen sich mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung Vibrationen eines Teils in einem Gehäuse erfassen. Hohe Geschwindigkeiten werden insbesondere aber in Anordnungen mit sich drehenden Rotoren erreicht. Dabei bildet der Rotor ein bewegtes teil im Sinne der vorliegenden Anmeldung. Dabei gilt es, einen definierten Abstand zwischen dem Rotor oder einem Element davon und einem, vorzugsweise den Rotor ringartig umgebenden, Gehäuse einzuhalten. Beispiele für derartige Anordnungen aus einem Rotor und einem Gehäuse sind Pumpen und Elektromotoren.

Daher wird in einer Ausführungsform der Erfindung eine Radarvorrichtung, so wie sie zuvor anhand von Ausführungsformen davon beschrieben wurde, dazu verwendet, einen Abstand eines sich drehenden Rotors von einem feststehenden Gehäuse zu bestimmen.

Dabei ist zweckmäßigerweise ein Element der Radarvorrichtung in dem Gehäuse angeordnet, so dass sich der Abstand zwischen dem Rotor und dem Gehäuse aus dem Abstand zwischen dem Rotor und dem Element der Radarvorrichtung ableiten lässt. Auch wenn dies konstruktiv deutlich aufwändiger ist, so kann alternativ in einer Ausführungsform ein Element der Radarvorrichtung in dem Rotor angeordnet sein, so dass sich der Abstand zwischen Rotor und Gehäuse aus dem Abstand zwischen einem Element der Radarvorrichtung in dem Rotor und dem Gehäuse ableiten lässt.

Dabei ist in einer Ausführungsform der zu bestimmende Abstand zwischen dem Rotor und dem Gehäuse die radiale Erstreckung eines Spalts zwischen dem Rotor und dem Gehäuse.

Weitere Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der vorliegenden Erfindung werden anhand der beigefügten Figuren einer Ausführungsform und der dazu gehörigen Beschreibung verdeutlicht.

Figur 1 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Radarvorrichtung.

Figur 2 zeigt ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform des Frequenzsynth

der Radarvorrichtung aus Figur 1.

Figur 3 zeigt ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform des Frequenzsynth

der Radarvorrichtung aus Figur 1.

In den Figuren sind identische Elemente mit identischen Bezugszeichen bezeichnet. Figur 1 zeigt schematisch eine erfindungsgemäße Radarvorrichtung in Form eines FMCW- Radars, welche im Echtzeitbetrieb die Erfassung des Abstands eines Objekts zu einem Element der Radarvorrichtung, nämlich der Antenne, und von Abstandsänderungen dieses Objekts ermöglicht. Das hier verwendete Prinzip des FMCW-Radars ermöglicht die Ermittlung der Distanz eines Ob- jekts von der Radarvorrichtung mit Hilfe der Auswertung eines zurückreflektierten Echos des abgestrahlten Radarsignals mit einem vergleichsweise geringen Hardwareaufwand .

Der Vorteil der erfindungsgemäßen hier gezeigten Radarvorrichtung liegt darin, dass sie der Ermittlung des Abstands des Objekts von der Radarvorrichtung im Bereich von Mikrometern ermög- licht, wobei sich die Position des Objekts auf einer Zeitskala von weniger als einer Millisekunde ändern und dennoch erfasst werden kann. Das dargestellte System weist einen mittleren Fehler von ± 4 μιτι auf.

Um diesen Anforderungen an die Präzision der Messung sowie an die Möglichkeit eine schnelle Abstandsänderung des Objekts in Echtzeit zu messen, gerecht werden zu können, weist die Radarvorrichtung aus Figur 1 die folgende Architektur auf.

Der Referenzoszillator 1 erzeugt ein Referenzsignal 2, dessen Referenzfrequenz je nach Wahl des Frequenzsynthesizers 3 entweder innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls von 50 in 5000 äquidistanten Schritten zwischen 3 GHz und 3,5 GHz variiert wird (Ausführungsform des Frequenzsynthesizers gemäß Figur 2) oder die konstant 100 MHz beträgt (Ausführungsform des Frequenzsynthesizers gemäß Figur 3). Das Referenzsignal weist ein Phasenrauschen von weniger als -150 dBc/Hz auf. Dieses fluktuationsarme Referenzsignal 2 wird auf einen phasenstabilisierten, rauscharmen Frequenzsynthesizer 3, 3' gegeben.

Der Aufbau einer ersten Ausführungsform des frequenzstabilisierten Frequenzsynthesizers 3 ist detailliert in Figur 2 gezeigt.

Das Referenzsignal 2 des Referenzoszillators 1 wird auf einen Phasenkomparator 20 gegeben. Dieser dient der Phasenstabilisierung des von dem Frequenzsynthesizer erzeugten und abgestrahlten Radarsignals 4, 4'. Daher folgt die von dem Frequenzsynthesizer 3 generierte Radarfrequenz 4 auch unmittelbar Änderungen der Referenzfrequenz des von dem Referenzoszillator 1 generierten Referenzsignals 2. In der dargestellten Ausführungsform ändert sich die Radarfrequenz des Radarsignals 4, 4' innerhalb eines Zeitintervalls von 50 is über eine Abstimmungsbandbreite von 4 GHz, d.h. von 24 GHz bis 28 GHz. Die Frequenzmodulation hat die Form eines Sägezahns, sodass sich an einen Anstieg der Frequenz von 24 GHz bis 28 GHz der nächste Anstieg unmittelbar anschließt. Damit bestimmt das vorbestimmte Zeitintervall, über welches sich die Frequenz des Radarsignals 4 ändert auch die maximale Abtastfrequenz (auch als maximale Abtastrate oder Pulswiederholfrequenz bezeichnet), mit der aufeinanderfolgende Messungen erfolgen können. Der Phasenkomparator 20 nimmt an seinem Referenzsignaleingang 21 das Referenzsignal 2 und an seinem Eingangssignaleingang 22 ein Eingangssignal 23 auf. Die Herkunft des Eingangssignals 23 wird nachfolgend im Detail beschrieben wird.

Der Phasenkomparator 20 gibt an seinem Fehlersignalausgang 24 ein Fehlersignal 25 aus, das proportional zur Phasendifferenz zwischen dem Referenzsignal 2 und dem Eingangssignal 23 ist. Dieses Fehlersignal 25 wird in einem Schleifenfilter 26 gefiltert. Dabei erzeugt das Schleifenfilter 26 in Form eines Tiefpasses aus dem Fehlersignal 25 ein Steuersignal 27. Das Steuersignal 27 wird auf den Spannungseingang eines steuerbaren Oszillators, hier eines spannungsgesteuerten Oszillators bzw. VCO 28, gegeben.

Der steuerbare Oszillator 28 generiert das Radarsignal 4, 4' und gibt dieses aus, wobei die Radarfrequenz von dem Pegel des Steuersignals 27 abhängt und wobei die Radarfrequenz die achtfache Frequenz des Referenzsignals 2 hat. Ein Teil des von dem VCO 28 generierten Radarsignals 4' wird über einen Frequenzteiler 29, welcher die Frequenz des Radarsignals 4' durch n teilt in das Eingangssignal 23 des Phasenkomparators 20 gewandelt.

Um die Anforderungen der Frequenzabstimmung über eine Abstimmbandbreite von 4 GHz innerhalb des vorgegebenen Frequenzintervalls von 50 is erfüllen zu können, muss der Phasenkomparator 20 eine extrem kurze Einrastzeit aufweisen. In der dargestellten Ausführungsform hat der Phasenkomparator 20 eine Einrastzeit, die derart kurz ist, dass er innerhalb des vorbestimmten Zeitintervalls von 50 [is den VCO 27 bei 5000 verschiedenen und äquidistanten Frequenzen aus dem Frequenzintervall bzw. der Abstimmungsbandbreite zwischen 24 GHz und 28 GHz stabilisiert.

Der Aufbau einer alternativen Ausführungsform des frequenzstabilisierten Frequenzsynthesizers 3' ist detailliert in Figur 2 gezeigt.

Das Referenzsignal 2 des Referenzoszillators 1 mit einer konstanten Referenzfrequenz von 100 M Hz wird auf einen Phasenkomparator 20 gegeben. Dieser dient der Phasenstabilisierung des von dem Frequenzsynthesizer erzeugten und abgestrahlten Radarsignals 4, 4'. Wie zuvor ändert sich auch bei der Ausführungsform aus Figur 3 die Radarfrequenz des Radarsignals 4, 4' innerhalb eines Zeitintervalls von 50 [is über eine Abstimmungsbandbreite von 4 GHz, d.h. von 24 G Hz bis 28 GHz. Die Frequenzmodulation hat die Form eines Sägezahns, sodass sich an einen Anstieg der Frequenz von 24 GHz bis 28 G Hz der nächste Anstieg unmittelbar anschließt. Der Phasenkomparator 20 nimmt an seinem Referenzsignaleingang 21 das Referenzsignal 2 und an seinem Eingangssignaleingang 22 ein Eingangssignal 23' auf. Die Herkunft des Eingangssignals 23' wird nachfolgend im Detail beschrieben wird.

Der Phasenkomparator 20 gibt an seinem Fehlersignalausgang 24 ein Fehlersignal 25 aus, das einen Anteil aufweist, der proportional zur Phasendifferenz zwischen dem Referenzsignal 2 und dem Eingangssignal 23' ist. Das Fehlersignal weist zudem jedoch einen festen Spannungsoffset auf, der die Radarfrequenz des VCO 28 eingestellt. Dieses Fehlersignal 25 wird in einem Schlei- fenfilter 26 gefiltert. Dabei erzeugt das Schleifenfilter 26 in Form eines Tiefpasses aus dem Fehlersignal 25 ein Steuersignal 27.

Ein Teil des von dem VCO 28 generierten Radarsignals 4' wird über einen Frequenzteiler 29', welcher die Frequenz des Radarsignals 4' in einem Teilungsverhältnis teilt, in das Eingangssignal 23' des Phasenkomparators 20 gewandelt. Im Gegensatz zu dem Frequenzteiler 29 der Ausführungsform aus Figur 2 variiert das Teilungsverhältnis des Frequenzteilers 29' aus Figur 3 linear mit der Zeit über das vorbestimmte Zeitintervall von hinweg. Dabei kann grundsätzlich der Frequenzteiler 29' auch auf zwei diskrete Elemente aufgeteilt sein, von denen das eine ein festes Teilungsverhältnis aufweist und das andere ein variables.

Das Teilungsverhältnis nimmt dabei 5000 verschiedene und äquidistant zwischen einem minimalen und einem maximalen Teilungsverhältnis verteilte diskrete Werte an. Auf diese Weise ändert sich die Frequenz des von dem Frequenzteiler 29' ausgegebenen Eingangssignals 22' ebenfalls linear mit der Zeit über das vorbestimmte Zeitintervall hinweg. Das von dem Phasenkomparator 20 er- zeugte Fehlersignal 26 weist in Abhängigkeit von der Frequenzdifferenz zwischen dem Referenzsignal 2 und dem Eingangssignal 23' linear zunehmende Werte auf, die dazu führen, dass die Radarfrequenz des Radarsignals 4 ebenfalls über das vorbestimmte Zeitintervall zunimmt.

In beiden Ausführungsformen der Frequenzsynthesizer 3, 3' aus den Figuren 2 und 3 beträgt die Gesamtlänge der Leitung für das Fehlersignal 25 zwischen dem Phasenkomparator 20 und dem Schleifenfilter 26 und der Leitung für das Steuersignal 27 zwischen dem Schleifenfilter 26 und dem steuerbaren Oszillator 28 zusammen 5 mm.

Das Ausgangssignal der Frequenzsynthesizer 3, 3' ist in beiden Ausführungsformen der Figuren 2 und 3 das Radarsignal 4 so wie es auch in Figur 1 bezeichnet ist. Dieses Radarsignal 4 wird zum größten Teil von der Antenne 5 abgestrahlt. Ein kleinerer Teil 6 des Radarsignals 4 wird jedoch als Referenz auf die Mischer 7a, 7b des Empfängers gegeben. Der nicht direkt an die Mischer 7a, 7b geleitete Teil des Radarsignals 4 durchläuft einen Doppel- zirkulator 8. Dieser ermöglicht eine Signalleitung des Radarsignals 4 von dem Eingangsport 9 des Zirkulators 8 an dessen ersten Ausgangsport 10 und verhindert gleichzeitig mit einer Isolation von mehr als -38 dB ein Übersprechen des Radarsignals 4 von dem Eingangsport 9 auf einen zweiten Ausgangsport 1 1 des Zirkulators 8.

Zudem sorgt der Zirkulator 8 für eine Weiterleitung des von einem Objekt zurück zur Antenne 5 reflektierten Radarsignals in den zweiten Ausgangsport 1 1 des Isolators 8. Dieses rückreflektierte Radarsignal ist in Figur 1 mit dem Bezugszeichen 12 versehen. Die Antenne 5 übermittelt das Radarsignal auf das Szenario, d.h. sie beleuchtet das Objekt. Um störende Reflexionen beim Übergang des Radarsignals 4 auf die Antenne 5 zu minimieren hat die Antenne 5 einen S1 1 -Parameter von weniger als -15 dB über die gesamte Abstimmungsbandbreite des steuerbaren Oszillators 28 hinweg. Zudem ist der Verlauf des S1 1 -Parameters über die gesamte Abstimmungsbandbreite des steuerbaren Oszillators 28 hinweg flach, um Resonanzen in der Antenne 5 zu vermeiden.

Das von einem Objekt zurückreflektierte Radarsignal 12 wird durch die Antenne 5 wieder in das System eingekoppelt und über den Doppelzirkulator 8 an die Mischer 7a, 7b weitergeleitet. Die beiden Mischer 7a, 7b dienen der gleichzeitigen Erfassung der Quadraturkomponenten des von einem Objekt reflektierten Radarsignals 12. Dazu wird das Referenzsignal 6, welches auf den zwei- ten Mischer 7b gegeben wird, mit Hilfe eines Phasenschiebers 18 um 90° gegenüber dem Referenzsignal 6, welches auf den ersten Mischer 7a gegeben wird, phasenverschoben.

Die Mischer 7a, 7b erzeugen ein erstes und ein zweites Zwischenfrequenzsignal 13a bzw. 13b. Die Frequenz des ersten und des zweiten Zwischenfrequenzsignals 13a bzw. 13b ist gleich der Frequenzverschiebung zwischen den gleichzeitig auf den jeweiligen Mischer 7a, 7b treffenden reflektierten Radarsignalen 12 und dem Referenzsignal 6.

Die in den beiden Mischern 7a, 7b erzeugten Zwischenfrequenzsignale 13a, 13b werden mit Hilfe zweier Filter 14a, 14b jeweils gefiltert, wobei die höherfrequenten Wiederholspektren sowie Gleich- spannungsanteile unterdrückt werden. Die den Filtern nachgeschalteten Verstärker 15a, 15b passen die Signalpegel der gefilterten Zwischenfrequenzsignale 16a, 16b an die Anforderungen der darauf folgenden Analog-Digital-Wandler 17a, 17b der Auswerteeinrichtung 19 an. Die Auswerteeinrichtung 19 umfasst zudem einen Mikroprozessor. Hinter den beiden Analog-Digital-Wandlern 17a, 17b erfolgt die weitere Signalauswertung in digitaler Form rechnerbasiert. Um einen hohen Dynamikbereich abdecken zu können weisen die Analog-Digital-Wandler 17a, 17b eine Bittiefe von 14 Bit auf. Die digitalisierten zeitabhängigen Quadraturkomponenten (1(f)- und Q(f)) der Zwischenfrequenz- signale 16a, 16b werden zu einem komplexen zeitabhängigen Signal s(f)=l(f)+j ^* Q(f) zusammenge- fasst. Der Weg R von der Antenne zum reflektierenden Objekt und zurück kann grundsätzliche nach der folgenden Beziehung ermittelt werden:

wobei Co die Lichtgeschwindigkeit, Af die gemessene Zwischenfrequenz und df/dt der Frequenzhub pro Zeiteinheit, d.h. die Abstimmungsbandbreite geteilt durch das vorgegebene Zeitintervall ist.

Zur Signalauswertung wird in der gezeigten Ausführungsform eine Fourier-Transformation mit 16 Bit auf das komplexe zeitabhängige Signal s(f)angewendet, so dass die Amplituden- und Phasen- Spektren nach der Fourier-Transformation eine maximale Anzahl von Stützstellen mit einem mini- malen Frequenzabstand der Stützstellen voneinander aufweisen. In der vorliegenden Ausführungsform wird das Phasenspektrum der Fourier-Transformierten ausgewertet. Aufgrund der hohen Auflösung der verwendeten Fourier-Transformation verschiebt sich schon bei minimalen Distanzänderungen die maximale Phase im Spektrum. Die zu einem Maximum der Phase gehörende Frequenz wird als die Frequenz des Zwischenfre- quenzsignals 13a, 13b bestimmt und aus dieser Zwischenfrequenz wird der Abstand des Objekts von der Antenne 5 berechnet. Die Phase variiert über das vorgegebene Zeitintervall von -pi bis +pi. Die Auswertung des Phasenspektrums ist aufgrund der hier realisierten Phasenstabilisierung sehr viel robuster und sehr viel genauer als eine Auswertung des Amplitudenspektrums.

Für Zwecke der ursprünglichen Offenbarung wird darauf hingewiesen, dass sämtliche Merkmale, wie sie sich aus der vorliegenden Beschreibung, den Zeichnungen oder den Ansprüchen für einen Fachmann erschließen, auch wenn sie konkret nur im Zusammenhang mit bestimmten weiteren Merkmalen beschrieben wurden, sowohl einzeln als auch in beliebigen Zusammenstellungen mit anderen der hier offenbarten Merkmalen oder Merkmalsgruppen kombinierbar sind, soweit dies nicht ausdrücklich ausgeschlossen wurde oder technische Gegebenheiten derartige Kombinationen unmöglich oder sinnlos machen. Auf die umfassende, genaue Darstellung sämtlicher denkbarer Merkmalskombinationen wird hier nur der Kürze und der Lesbarkeit der Beschreibung wegen verzichtet.

Während die Erfindung im Detail in den Zeichnungen und der vorangehenden Beschreibung dargestellt und beschrieben wurde, erfolgt diese Darstellung und Beschreibung lediglich beispielhaft und ist nicht als Beschränkung des Schutzbereichs gedacht, der durch Ansprüche definiert wird. Die Erfindung ist nicht auf die offenbarten Ausführungsformen beschränkt.

Abwandlungen der offenbarten Ausführungsformen sind für den Fachmann aus den Zeichnungen, der Beschreibung und den beigefügten Ansprüchen offensichtlich. In den Ansprüchen schließt das Wort„aufweisen" nicht andere Elemente oder Schritte aus, und der unbestimmte Artikel„eine" oder „ein" schließt eine Mehrzahl nicht aus. Die bloße Tatsache, dass bestimmte Merkmale in unterschiedlichen Ansprüchen beansprucht sind, schließt ihre Kombination nicht aus. Bezugszeichen in den Ansprüchen sind nicht als Beschränkung des Schutzbereichs gedacht.

B E Z U G S Z E I C H E N

1 Referenzoszillator

2 Referenzsignal

3, 3' Frequenzsynthesizer

4 Radarsignal

5 Antenne

6 kleinerer Teil des Radarsignals als Referenzsignal 7a, 7b Mischer

8 Zirkulator

9 Eingangsport des Zirkulators 8

10 erster Ausgangsport des Zirkulators 8

1 1 zweiter Ausgangsport des Zirkulators 8

12 von einem Objekt zurückreflektiertes Radarsignal 13a, 13b Zwischenfrequenzsignal

14a, 14b Filter

15a, 15b Verstärker

16a, 16b gefiltertes Zwischenfrequenzsignal

17a, 17b Analog-Digital-Wandler

18 Phasenschieber

19 Auswerteeinrichtung

20 Phasenkomparator

21 Referenzsignaleingang

22 Eingangssignaleingang

23, 23' Eingangssignal

24 Fehlersignalausgang

25 Fehlersignal

26 Schleifenfilter

27 Steuersignal

28 VCO

29, 29' Frequenzteiler