Radarmessvorrichtungen werden in Kraftfahrzeugen insbesondere zur Messung des Abstandes und der Relativgeschwindigkeit zu anderen Objek- ten eingesetzt. Die Detektion eines Nahbereichs bis etwa 10 m (Short Range Radar, SRR) erfolgt derzeit z. B. in Frequenzbereichen von 10 bis 70 GHz.

Bei Puls-Echo-Radarsystemen bzw. Puls-Echo-Mikrowellensensoren wird für eine Zeitdauer ein Mikrowellensignal als Träger mit einer ersten Frequenz in Form eines Bursts auf eine Sendeantenne gegeben. Hierzu wird das Träger- frequenzsignal des HF-Oszillators durch ein erstes Pulssignal moduliert, in- dem ein das Trägerfrequenzsignal durchlassender Schalter von dem ersten Pulssignal angesteuert wird. Das von einem möglichen Hindernis mit einer- im Allgemeinen aufgrund der Relativgeschwindigkeit zwischen Sensor und Hindernis von der Trägerfrequenz verschiedenen-zweiten Frequenz zum Sensor zurückreflektierte Signal wird von einer Empfangsantenne aufge- nommen.

Das Trägerfrequenzsignal wird weiterhin mit einem gegenüber dem ersten Pulssignal zeitlich verzögerten zweiten Pulssignal moduliert, wobei die zeitliche Verzögerung von einer internen Steuereinrichtung-im Allgemeinen einem Mikrocontroller oder digitalen Signalprozessor-eingestellt wird. Das durch die Modulation erzeugte verzögerte Radarpulssignal wird mit dem

empfangenen Radarpulssignal gemischt. Hierbei wird am Ausgang des Mi- schers aus beiden Signalen ein Inphasensignal (I-Signal) gebildet, das einen Signalanteil mit der Summe der Sende-und Empfangsfrequenz und einen Signalanteil mit der Differenz der Sende-und Empfangsfrequenz aufweist.

Der aus der Summe der Sende-und Empfangsfrequenz gebildete Signalanteil wird aufgrund des durch die Leiterplattenkapazitäten, Bahnwi- derstände und externer Bauelemente vorhandenen Tiefpasses unterdrückt.

Somit bleibt am Ausgang des Mischers nur der aus der Differenz der Sende- und Empfangsfrequenz gebildete Signalanteil übrig. Die Amplitude des durch Mischung erzeugten Inphasensignals (I-Signals) kann hierbei je nach Pha- senlage bei gleichbleibender bzw. statischer Entfernung einen zwischen ma- ximal positiver Amplitude und maximal negativer Amplitude liegenden Wert, z. B. auch Null, aufweisen. Amplitudenwerte von Null oder nahe bei Null sind bei dynamischen Verhältnissen, d. h. bei bewegtem Fahrzeug und/oder Hin- dernis, nicht so relevant, da sie bei etwas verändertem Abstandswert wieder verschwinden. Bei statischen Verhältnissen, z. B. bei Verwendung der Ra- darmessvorrichtung als Einparkhilfe, liegt jedoch zunächst kein weiterer Aus- gangswert vor.

Um eine Ermittlung eines Abstandswertes auch bei Vorliegen einer Nullstelle des l-Signals zu ermöglichen, wird bei der Verarbeitung der emp- fangenen Radarpulssignale und verzögerten Radarpulssignale im Allgemei- nen ein zweiter, um 90° phasenverschoben angesteuerter Modulator ver- wendet, der ein Quadratursignal (Q-Signal) ausgibt. Aus dem 1-und Q-Signal wird als geometrische Summe in der Steuereinrichtung ein Amplitudensignal errechnet gemäß der Formel : Amplitude = (12 + Q2) 5 Durch eine derartige Berechnung wird eine Ermittlung des Abstands- wertes auch bei Nullstellen des ohne Phasenverschiebung ermittelten Inpha- sensignals ermöglicht. Hierzu ist jedoch ein Hardwareaufwand mit zwei Mi-

schern zu Ermittlung des Inphasensignals und des Quadratursignals erforderlich.

Die erfindungsgemäße Radarmessvorrichtung nach Anspruch 1 und das erfindungsgemäße Verfahren nach Anspruch 8 weisen demgegenüber insbesondere den Vorteil auf, dass bei der Verarbeitung der empfangenen Radarsignale eine sichere Ermittlung des Abstandes mit nur einem Messka- nal möglich ist. Hierbei kann insbesondere der zweite Mischer zur Ermittlung des Quadratursignals entfallen, ohne dass eine Detektion eines Hindernisses bei einer durch Interferenz gebildeten Nullstelle des Mischsignals verhindert wird.

Der Erfindung liegt der Gedanke zugrunde, dass die bei herkömmli- chen IQ-Mischern erreichte phasenverschobene Messung auch durch eine Verwendung von zwei verschiedenen Trägerfrequenzen möglich ist. Die zweite Trägerfrequenz kann hierbei vorteilhafterweise von dem gleichen Os- zillator zur Verfügung gestellt werden, indem dieser z. B. an eine variable Vorspannung angeschlossen ist. Alternativ hierzu ist grundsätzlich auch die Verwendung von mehreren, z. B. phasengekoppelten, Oszillatoren möglich, die jeweils ein Trägerfrequenzsignal ausgeben.

Erfindungsgemäß kann insbesondere die zweite Trägerfrequenz der- artig gewählt werden, dass-entsprechend dem IQ-Mischer des Standes der Technik-um 90'bzw. 7c/2 phasenverschobene Signale gemischt werden.

Hierdurch wird bei der Nullstelle des ersten Mischsignals ein maximaler Amp- litudenwert des zweiten Mischsignals erreicht. Grundsätzlich ist jedoch auch eine hiervon verschiedene Änderung der Phasendifferenz möglich.

Durch die beiden Trägerfrequenzen wird über den Zusammenhang der Wellenlänge X zur Frequenz f auch die Wellenlänge verändert. Es gilt : A1*1 = k2*2 = c

wobei , 1 und12die Wellenlängen des ersten bzw. zweiten Trägerfre- quenzsignals sind und c die Lichtgeschwindigkeit ist. Die Wellenlängen 11 und B2 werden derartig gewählt, dass für die vom Radarpulssignal zurückge- legte Distanz-d. h. den doppelten Wert des Abstandes zum Hindernis-bei einer Nullstelle für B1 gemäß : D= n * 11, mit D = Distanz, n = Anzahl der Wellenlängen für das zweite Träger- frequenzsignal mit der Wellenlänge 12 eine um 90° phasenverschobene Messung erreicht wird, d. h. : D= n * , 2 + 0,25 , 2 Aus den beiden Gleichungen für die Distanz D kann somit ein Zu- sammenhang der Wellenlängen B1 und 12 und entsprechend der Frequenzen fi und f2 gebildet werden, so dass für einen von der Radarmessvorrichtung überprüften Abstandsbereich die zweite Trägerfrequenz 2 ermittelt werden kann, die von der Steuereinrichtung der Radarmessvorrichtung eingestellt wird. Vorteilhafterweise werden die beiden Trägerfrequenzen alternierend eingestellt. Hierbei kann in an sich bekannter Weise ein Abstandbereich von z. B. 0 bis 30 m durch Veränderung der Zeitverzögerung des zweiten Puls- signals abgescannt werden, wobei jeder Zeitverzögerung eine der Laufzeit des Lichtes entsprechende Distanz zugeordnet ist. Zu den jeweiligen Ab- standswerten werden jeweils sukzessiv die beiden unterschiedlichen Träger- frequenzen ausgegeben.

Die Erfindung wird im Folgenden anhand der beiliegenden Zeichnung an einer Ausführungsform näher erläutert. Die Figur zeigt ein Blockschaltbild einer Radarmessvorrichtung.

Eine Radarmessvorrichtung 1 mit einem NF-Teil 2 und einem HF-Teil 3 ist mit einem externen Steuergerät 4 eines Kraftfahrzeuges über eine Da- tenschnittstelle, z. B. einen Datenbus 5 verbunden. Weiterhin wird von dem externen Steuergerät 4 eine Versorgungsspannung von z. B. 8 Volt an einen

Gleichspannungswandler 6 der Radarmessvorrichtung 1 ausgegeben, der für die Radarmessvorrichtung erforderliche Gleichspannungen erzeugt. Eine an den Datenbus 5 angeschlossene Steuereinrichtung 7 kann z. B. als Mikro- controller oder digitaler Signalprozessor (DSP) ausgebildet sein. Ein Taktsig- nal von z. B. 5 MHz eines Taktgebers 8 wird an eine Spannungsquelle 9,10 gegeben, die z. B. einen eine negative Gleichspannung ausgebenden AC/DC -Wandler 9 und einen die negative Gleichspannung aufnehmenden steuerba- ren Spannungsteiler 10 aufweist. Alternativ zu dem steuerbaren Spannungs- teiler 10 kann auch z. B. ein steuerbarer Gleichspannungsverstärker vorge- sehen sein. Durch ein Steuersignal der Steuereinrichtung 7 wird eine von dem steuerbaren Spannungsteiler 10 ausgegebene Vorspannung U1, 2 ein- gestellt und an einen HF-Oszillator 11 ausgegeben. Die Grundfrequenz des HF-Oszillators 11 hängt von der Vorspannung U1 bzw. U2 ab ; durch die Steuereinrichtung 7 werden zwei verschiedene Trägerfrequenzsignale F1, F2 bei etwa 24 GHz eingestellt.

Das Taktsignal wird weiterhin an eine erste Pulsformeinrichtung 12 gegeben, die ein Pulssignal P1 zur Ansteuerung eines ersten Diodenschal- ters 14 mit einer SRD (Step Recovery Diode) ausgibt. Der erste Diodenschal- ter 14 schaltet das von dem HF-Oszillator 11 ausgegebene erste Trägerfre- quenzsignal F1 in Abhängigkeit von dem ersten Pulssignal P1 durch. Das hierdurch gebildete Radarpulssignal T1 wird über eine Sendeantenne 16 als Burst ausgegeben.

Ein von einem Hindernis reflektiertes Radarpulssignal wird-ggf. auf- grund Dopplerverschiebung mit veränderter Frequenz-als Radarsignal R1 von einer Empfangsantenne 18 empfangen. Die Empfangsantenne 18 und die Sendeantenne 16 können auch kombiniert ausgebildet sein und mehrere einzelne Antennenbereiche bzw. Antennen-Patches aufweisen. Das aufge- nommene Radarsignal R1 wird über einen Eingangsverstärker 19 einem Mi- scher 21 zugeführt.

Das Taktsignal wird weiterhin über eine Zeitverzögerungseinrichtung 22, deren Zeitverzögerung At über einen analogen Ausgang der Steuer- einrichtung 7 eingestellt wird, einer zweiten Pulsformeinrichtung 23 zuge- führt. Die zweite Pulsformeinrichtung 23 generiert analog der ersten Puls- formeinrichtung 12 ein zweites Pulssignal P2 zur Ansteuerung eines zweiten Diodenschalters 24. Der zweite Diodenschalter 24 wird somit mit dem zwei- ten Pulssignal P2 um die Zeitverzögerung At gegenüber dem ersten Dioden- schalter 14 angesteuert. Das von dem HF-Oszillator 11 ausgegebene erste Trägerfrequenzsignal F1 wird in einem als zweite Schalteinrichtung dienen- den Diodenschalter 24 moduliert. Das hierdurch gebildete, gegenüber dem Radarpulssignal T1 zeitlich verzögerte Radarpulssignal S1 wird über den Diodenschalter 24 ebenfalls dem Mischer 21 eingegeben, der das Signal S1 und das verstärkte Signal RI faltet, d. h. multipliziert und integriert. Das durch die Faltung gebildete Mischsignal M1 wird über einen Impedanzwand- ler 25 und eine variable Verstärkungseinrichtung 26, deren Verstärkung über einen analogen Ausgang der Steuereinrichtung 7 eingestellt wird, wiederum der Steuereinrichtung 7 eingegeben.

Nachfolgend wird eine entsprechende Messung mit einer gegenüber der ersten Trägerfrequenz verschiedenen zweiten Trägerfrequenz durchge- führt : Hierzu gibt die Steuereinrichtung 7 ein entsprechendes Steuersignal an den Spannungsteiler 10, so dass eine zweite Vorspannung U2 an den HF- Oszillator 11 ausgegeben wird. Der HF-Oszillator 11 gibt ein zweites Träger- frequenzsignal F2 aus. Mit dem ersten Pulssignal P1 wird der erste Dioden- schalter 14 geschlossen, wodurch ein erstes Radarpulssignal P1 erzeugt und über die Sendeantenne 16 ausgesendet wird. Die Empfangsantenne 19 nimmt entsprechend das zweite Radarempfangssignal R2 auf, das in dem Mischer 21 mit einem zweiten verzögerten Radarpulssignal S2 gemischt wird, wodurch ein zweites Mischsignal M2 gebildet und an die Steuereinrich- tung 7 ausgegeben wird.

Die Steuereinrichtung scannt sukzessive einen vorgegebenen Ab- standsbereich von z. B. 0 bis 30 m durch Änderung der zeitlichen Verzöge- rung At an der Zeitverzögerungseinrichtung 22 ab, wobei die eingestellten zeitlichen Verzögerungen entsprechend der Lichtgeschwindigkeit unter- schiedlichen Laufzeiten des ausgesendeten Radarpulssignals T entspre- chen. Für jeden Abstandswert wird nachfolgend jeweils die erste Trägerfre- quenz F1 und zweite Trägerfrequenz F2 des HF-Oszillators 11 durch das von der Steuereinrichtung 7 an den Spannungsteiler 10 ausgegebene analoge Signal eingestellt.

Die Steuereinrichtung 7 ermittelt aus den Messsignalen M1 und M2 einen Amplitudenwert. Bei einer eingestellten Phasenverschiebung von Ts/2 wird hierzu eine geometrische Summe als Wurzel der Summe der Quadrate des Messsignals ermittelt. Eine vereinfachte Ermittlung ist z. B. aus einer Messung der maximalen Amplitudenwerte der Mischsignale M1 und M2 oder durch Ermittlung der Summe der Beträge von MI und M2 möglich.