(第1の実施形態)
 図1は、本発明の第1の実施形態に係る無線� �路装置の構成を示す図である。第1の実施形� ��に係る無線回路装置では、送信ベースバン� ��回路12及び送信RF回路13が、デュプレクサ14� �介してアンテナ11と接続されている。送信ベ ースバンド回路12で生成された送信信号は、� ��信RF回路13で送信周波数(RF)を持った信号に� �換されてアンテナ11から送信される。アンテ ナ11、デュプレクサ14、送信ベースバンド回� �12、及び送信RF回路13によって、送信回路が� �成される。

 アンテナ11から受信された受信信号は、デ� �プレクサ14で差動信号に変換され、LNA15で増� ��される。LNA15で増幅された差動信号は、発� �器25で生成された局部発振信号を用いてダウ ンミキサ17でベースバンド信号に変換されて� ��受信ベースバンド回路18に入力される。ア� �テナ11、デュプレクサ14、LNA15、加算器16、発 振器25、ダウンミキサ17、及び受信ベースバ� �ド回路18によって、受信回路が構成される。
 なお、本発明の各実施形態では、アンテナ1 1で受信した受信信号をデュプレクサ14で差動 変換する構成を説明するが、デュプレクサ14� ��LNA15との間をシングルエンド接続し、LNA15で 受信信号を差動変換する構成であってもよい 。

 また、周波数制御回路19は、図1に示され� ��いないPLL回路のチャネル情報から送信信号� ��周波数及び受信信号の周波数の情報を入手� ��、送信RF回路13及び発振器25の制御を行う。� ��細は後で説明するが、周波数制御回路19は� �包絡線信号制御回路20に制御信号を出力し、 包絡線信号注入回路23は、LNA15が出力する差� �信号に注入する包絡線信号の振幅及び包絡� �信号の送信信号に対する遅延時間(位相)を制 御する。

 次に、本第1の実施形態に係る無線回路装置 の混変調抑圧のメカニズムを説明する。
 アンテナ11及びデュプレクサ14を介して受信 される所望波、GSM妨害波、及びリーク送信信 号は、LNA15で増幅され、ダウンミキサ17でベ� �スバンド信号に変換される。包絡線信号注� �回路23は、包絡線信号制御回路20の制御信号� ��応じて、包絡線信号生成回路24から出力さ� �る包絡線信号の振幅及び遅延時間の少なく� �も一方を補正し、補正した包絡線信号をダ� �ンミキサ17の入力にそれぞれに注入する。こ の注入は、加算器16を用いて、LNA15から出力� �れる差動信号のそれぞれに、包絡線信号注� �回路23が出力する同相の補正包絡線信号を加 算することで行われる。なお、デュプレクサ 14から出力される差動信号のそれぞれに、包� ��線信号注入回路23が出力する同相の補正包� �線信号を加算してもよい。

 包絡線信号生成回路24は、送信ベースバ� �ド回路12から出力される送信信号から、送信 信号の包絡線の2乗成分からなる包絡線信号� �生成する。ここで、包絡線信号制御回路20は 、包絡線信号の振幅と遅延時間との関連を示 した情報を格納するルックアップテーブル21� ��、周波数制御回路19から与えられる送信信� �の周波数及び受信信号の周波数と、温度/電� ��検出回路22で検出された半導体(ICチップ)の� ��度及び供給電圧とに応じて、注入する包絡� ��信号の振幅及び遅延時間を制御するための� ��御信号を出力する。

 具体的には、温度/電圧検出回路22は、半� ��体(ICチップ)の温度及び供給電圧を検出し、 ルックアップテーブル21から包絡線信号の振� ��と遅延時間との関連を示した情報を読み出� ��。これにより、無線回路装置の温度変化に� ��らずに混変調妨害の抑制を行うことができ� ��。このルックアップテーブル21には、例え� �図10に示すように、無線回路装置内の温度、 送信又は受信周波数、及び無線回路装置に供 給される電源電圧について、包絡線信号の振 幅と遅延時間との関連が記述されている。

 なお、温度情報については、温度/電圧検 出回路22は、混変調妨害の温度変化の主原因� ��なるLNA15又はダウンミキサ17の温度を検出す ることが望ましいが、LNA15及びダウンミキサ1 7以外のICチップ内の他のブロックで検知して も構わない。また、温度及び供給電圧につい ては、検出温度及び検出供給電圧に対して適 時閾値を設定し、「高温/常温/低温」や「高� ��力/通常出力/低出力」のように段階制御を� �っても良い。また、温度検出は、熱電対や� �ランジスタ等の温度センサを温度測定箇所� �装着して行うことができる。

 上述したように、LNA15及びダウンミキサ17 は、共に差動回路であって差動信号を入出力 する。一方、ダウンミキサ17に注入される2つ の包絡線信号は、同相信号となる。3GPPが定� �るスタンダードでは、送信信号の包絡線成� �が混変調によりGSM妨害波近傍に重畳される� �合が想定されている。本実施形態に係る無� �回路装置は、注入される包絡線信号の振幅� �び遅延時間を制御することにより、混変調� �音とアップコンバートされた信号とを互い� �打ち消すことができる。なお、注入される2� ��の包絡線信号は、同相信号のため、コモン� ��ードフィードバック等の同相除去回路によ� ��て容易に除去できる。

 以下、混変調抑圧のメカニズムについて、� ��式を用いてさらに詳しく説明する。
 図2に、入力される信号の周波数スペクトラ ムを示す。送信信号として簡単のためAM変調� ��を想定する。アンテナ11で受信される信号� �、所望波(desire)とCW妨害波(jammer)と受信回路� �リークする送信信号(TX leakage)とする。この� ��き、LNA15及びダウンミキサ17の非線形性によ り、ダウンミキサ17の出力ではCW妨害波に送� �信号の包絡線の2乗成分が重畳される。ここ� ��、ダウンミキサ17の入力にこの送信信号の� �絡線の2乗成分を同相信号で入力したとき、� ��の妨害成分がどの程度抑圧されるかを計算� ��る。

 まず、LNA15について説明する。
 図3に、LNA15の等価回路モデルの一例を示す� ��LNA15は、差動アンプとする。デュプレクサ14 から入力されるCW妨害波電圧ν _ja 及び送信信号リーク電圧ν _tx (片側)は、[数1]で表される。ここで、送信信� ��周波数をf _tx 、CW妨害波周波数をf _ja 、変調波周波数をf _m とすると、f _m <<f _tx <f _ja である。また、A _ja 及びA _tx は定数である。

 また、LNA15の出力電圧ν' _LNA (出力電圧の同相電圧をν' _LNA+ と、逆相電圧をν' _LNA- とする)は、出力信号の周波数f _LNA 、LNA15の出力インピーダンスR _{o_LNA} 、ミキサ17の入力インピーダンスR _{i_MIX} 、及び出力インピーダンスR _{o_MIX} を用いて、[数2]で表される。なお、f _LNA (bias+x)=a _{1_LNA} x+a _{2_LNA} x ² +a _{3_LNA} x ³ (a _{1_LNA} 、a _{2_LNA} 及び、a _{3_LNA} は定数)である。また、A _LNA 及びB _LNA は定数である。また、biasはLNA15のバイアス電 圧である。

 ここで、ダウンミキサ17へ入力する前に、LN A15の出力電圧ν' _LNA のDCをカットする必要がある。簡単のため、� ��れを同相キャンセルで代用した。ダウンミ� ��サ17に入力される電圧ν _LNA は、[数3]で表される。

 [数3]において、LNA15が出力するCW妨害波成分 ν _{ja_LNA} (CW妨害波成分の同相成分をν _{ja_LNA+} と、逆相成分をν _{ja_LNA-} とする)は、(R _{o_LNA} //R _{i_MIX} )A _LNA ・a _{1_LNA} ・B _LNA ・ν _ja  によって計算され、[数4]で表される。

 同様に、[数3]において、送信信号リーク成� ��ν _{tx_LNA} (送信信号リーク成分の同相成分をν _{tx_LNA+} と、逆相成分をν _{tx_LNA-} とする)は、(R _{o_LNA} //R _{i_MIX} )A _LNA ・a _{1_LNA} ・B _LNA ・ν _tx  によって計算され、[数5]で表される。

 混変調成分ν _{cm_LNA} (混変調成分の同相成分をν _{cm_LNA+} と、逆相成分をν _{cm_LNA-} とする)は、3(R _{o_LNA} //R _{i_MIX} )A _LNA ・a _{3_LNA} ・B _LNA ³ ・ν _ja ・ν _tx ² によって計算され、[数6]で表される。

 次に、ダウンミキサ17について説明する。
 図4に、ダウンミキサ17の等価回路モデルの� ��例を示す。ダウンミキサ17は、ダブルバラ� �スドミキサとする。ローカル信号ν _LO (片側)は、[数7]で表される。ここで、ローカ� ��信号周波数をf _LO とすると、f _ja <f _LO である。

 また、注入する包絡線信号ν _en は、[数8]で表される。

 また、ダウンミキサ17の入力電圧に対する� �力電流i _MIX は、[数9]で表される。なお、f _MIX (x)=a _{0_MIX} +a _{1_MIX} x+a _{2_MIX} x ² +a _{3_MIX} x ³ +a _{4_MIX} x ⁴ (a _{0_MIX} 、a _{1_MIX} 、a _{2_MIX} 、a _{3_MIX} 、及びa _{4_MIX} は定数)である。

 混変調成分i _{cm_MIX} は、2A _MIX ・a _{2_MIX} ・B _MIX ・ν _{cm_LNA}  +12A _MIX ・a _{4_MIX} ・B _MIX ⁴ ・ν _LO ・ν _{ja_LNA} ・ν _{tx_LNA} ²  によって計算され、[数10]で表される。

 包絡線信号ν _en の変換成分i _{en_MIX} は、6A _MIX ・a _{3_MIX} ・B _MIX ³ ・ν _LO ・ν _{ja_LNA} ・ν _en  によって計算され、[数11]で表される。ただ� �、ダウンミキサ17の4次非線形の項の包絡線� �号の変換成分は、無視できるものとした。

 [数10]の混変調成分i _{cm_MIX} を[数11]の包絡線信号ν _en の変換成分i _{en_MIX} で打ち消す条件は、[数12]で表される様にな� �。

 混変調抑圧後の出力信号は、[数10]のi _{cm_MIX}  と[数11]のi _{en_MIX}  との和で求めることができる。入力信号の条 件は、図5Aに示すとおりである。LNA15のパラ� �ータは、図5Bに示すとおりである。ダウンミ キサ17のパラメータは、図5Cに示すとおりで� �る。注入する包絡線信号は、[数8]の代わり� �[数13]を用いた。なお、ηは、規格化注入電� �振幅である。

 図5Dに、混変調成分i _{cm_MIX}  と変換成分i _{en_MIX}  との和の計算結果を示す。横軸はη、縦軸は� ��力電力(負荷50ω換算の値)である。f _LO -f _ja -2f _m (0.4MHz)、f _LO -f _ja -f _m (0.7MHz)、及びf _LO -f _ja (1MHz)の電力をそれぞれ示す。これより、f _m 離調の成分はη=0.8のとき最大約31dB抑圧され� �2f _m 離調の成分はη≒1.1のときに極小値となり、� ��大約54dB抑圧されることがわかる。

 η=1とならない理由としては、次の2つが� �えられる。1)LNAの4次以上の成分及びダウン� �キサの5次以上の成分による送信信号リーク� ��混変調妨害が存在するために極小となるη� �値が1からずれる。2)LNAの3次以上の成分及び� ��ウンミキサの4次以上の成分による注入包絡 線信号の高次成分の影響で極小となるηの値� ��1からずれる。

 今回の場合、η=0.9とすることにより、f _m 離調の成分は23dBを、2f _m 離調の成分は25dBを低減できる。図5Dでは、例 として注入信号の電圧振幅のみを制御した場 合を示したが、実際には送信信号が送信RF回� ��13、デュプレクサ14、及びLNA15を経由する時� ��を考慮して、注入信号の遅延時間を制御す� ��必要がある。

 以上のように、本発明の第1の実施形態に 係る無線回路装置によれば、ダウンミキサ17� ��入力に同相で送信信号リーク成分の包絡線� ��号を注入することにより、LNA15及びダウン� �キサ17で発生した混変調妨害を同時に低減で きる。

 なお、上記第1の実施形態では、送信信号 としてAM変調波を用いたが、HPSKやOFDM等の包� �線変動を持ついかなる変調波を用いてもよ� �。

 (第2の実施形態)
 図6は、本発明の第2の実施形態に係る無線� �路装置の構成を示す図である。第2の実施形� ��に係る無線回路装置では、送信RF回路13のア ーキテクチャーとしてポーラ変調方式が用い られている。ポーラ変調では、ベースバンド 信号は送信信号の位相変調信号と包絡線の絶 対値信号とで構成される。包絡線信号生成回 路24は、送信ベースバンド回路12で生成され� �包絡線の絶対値信号を2乗するだけでよいた� ��、回路の小型化が可能となる。

 図6において、送信ベースバンド回路12か� ��出力されたベースバンド信号は、ポーラ変� ��回路31により位相信号と振幅信号とに分離� �れる。位相信号は、位相変調器32で位相変調 信号に変換され、増幅器33に入力される。ま� ��、振幅信号は、デジタル-アナログコンバー タ(DAC)34を介して包絡線信号変調回路35に入力 され、包絡線信号変調回路35で増幅器33の電� �信号に変換される。すなわち、位相変調器32 が生成した位相変調信号は、包絡線信号変調 回路35が生成する電源信号により振幅変調さ� ��、増幅器33から送信信号がデュプレクサ14を 介してアンテナ11より出力される。

 アンテナ11から受信された所望波、GSM妨� �波、及びリーク送信信号は、デュプレクサ14 で差動信号に変換され、LNA15で増幅された後� ��発振器25で生成された局部発振信号を用い� �ダウンミキサ17でベースバンド信号に変換さ れて、受信ベースバンド回路18に入力される� ��周波数制御回路19は、図6に示されていないP LL回路のチャネル情報から送信信号の周波数� ��び受信信号の周波数の情報を入手し、位相� ��調回路32及び発振器25の制御を行う。周波数 制御回路19は、包絡線信号制御回路20に制御� �号を出力する。また、包絡線信号生成回路24 は、ポーラ変調回路31が出力する振幅信号か� ��、振幅信号の包絡線の2乗成分からなる包絡 線信号を生成する。包絡線信号注入回路23は� ��移相器36、可変利得増幅器37、及びDAC38で構� ��される。この包絡線信号注入回路23は、包� �線信号制御回路20が出力する制御信号に応じ て包絡線信号生成回路24から出力される包絡� ��信号の振幅及び遅延時間を補正し、補正し� ��同相の包絡線信号をダウンミキサ17が入力� �る差動信号にそれぞれ注入する。なお、図6� ��示す包絡線信号制御回路20、ルックアップ� �ーブル21、及び温度/電圧検出回路22は、図1� �示す構成と同じであり、それぞれの機能は� �1の実施形態で説明したとおりである。

 以上のように、本発明の第2の実施形態に 係る無線回路装置によれば、ダウンミキサ17� ��入力に同相で送信信号リーク成分の包絡線� ��号を注入することにより、LNA15及びダウン� �キサ17で発生した混変調妨害を同時に低減で きる。

 なお、実際のポーラ変調送信回路では、� ��絡線の絶対値信号をさらに歪み補償ができ� ��ように加工する。このため、送信ベースバ� ��ド回路12に入力される信号としては、歪み� �償の加工を行う前の信号であることが望ま� �い。

 (第3の実施形態)
 図7は、本発明の第3の実施形態に係る無線� �路装置の構成を示す図である。第3の実施形� ��に係る無線回路装置では、送信RF回路13のア ーキテクチャーとして直交変調方式が用いら れている。

 図7において、送信ベースバンド回路12か� ��出力されたベースバンド信号は、I/Q変調回� ��41により直交関係にあるI成分とQ成分とに分 離される。I成分信号はDAC42に送られ、Q成分� �号はDAC46に送られる。DAC42及び46の出力は、� �振器43が生成する搬送波により掛算器45及び4 7でRF送信信号に変調される。このとき、掛算 器45及び47のどちらか一方には、90°移相器44� �介して発振器43の搬送波が入力される。RF送� ��信号は、増幅器48により増幅され、デュプ� �クサ14を介してアンテナ11から出力される。

 アンテナ11から受信された所望波、GSM妨� �波、及びリーク送信信号は、デュプレクサ14 で差動信号に変換され、LNA15で増幅された後� ��発振器25で生成された局部発振信号を用い� �ダウンミキサ17でベースバンド信号に変換さ れて受信ベースバンド回路18に入力される。� ��波数制御回路19は、図7に示されていないPLL� ��路のチャネル情報から送信信号の周波数及� ��受信信号の周波数の情報を入手し、発振器4 3及び25の制御を行う。周波数制御回路19は、� ��絡線信号制御回路20に制御信号を出力する� �また、包絡線信号生成回路24は、I/Q変調回路 41が出力するI成分及びQ成分の信号から、信� �の包絡線の2乗成分からなる包絡線信号を生� ��する。包絡線信号注入回路23は、移相器36、 可変利得増幅器37、及びDAC38で構成される。� �の包絡線信号注入回路23は、包絡線信号制御 回路20が出力する制御信号に応じて包絡線信� ��生成回路24から出力される包絡線信号の振� �及び遅延時間を補正し、補正した同相の包� �線信号をダウンミキサ17が入力する差動信号 にそれぞれ注入する。なお、図7に示す包絡� �信号制御回路20、ルックアップテーブル21、� ��び温度/電圧検出回路22は、図1に示す構成と 同じであり、それぞれの機能は第1の実施形� �で説明したとおりである。

 以上のように、本発明の第3の実施形態に 係る無線回路装置によれば、ダウンミキサ17� ��入力に同相で送信信号リーク成分の包絡線� ��号を注入することにより、LNA15及びダウン� �キサ17で発生した混変調妨害を同時に低減で きる。

 (第4の実施形態)
 図8は、本発明の第4の実施形態に係る無線� �路装置の構成を示す図である。第5の実施形� ��に係る無線回路装置は、上記第1の実施形態 に係る無線回路装置と比べ、第2ルックアッ� �テーブル51及び可変フィルタ回路52の構成が� ��なる。可変フィルタ回路52は、例えばデジ� �ルフィルタ回路である。

 受信回路にリークする送信信号は、デュ� ��レクサ14を介している。そして、デュプレ� �サ14の送信帯域の減衰量には、周波数依存性 がある。そのため、受信回路にリークする送 信信号の包絡線のスペクトラムは、元の送信 信号にデュプレクサ14の周波数応答が重畳し� ��ものとなる。よって、ダウンミキサ17が入� �する差動信号に注入する包絡線信号もデュ� �レクサ14の周波数応答を重畳する必要がある 。

 図8において、可変フィルタ回路52は、包� ��線信号生成回路24の前段に挿入されている� �また、第2ルックアップテーブル51には、例� �ば図10に例示するように、各送信周波数のデ ュプレクサ14の周波数応答情報が予め記憶れ� ��いる。可変フィルタ回路52は、第2ルックア� ��プテーブル51に記憶されている周波数応答� �報を参照して、フィルタ特性(フィルタ係数) を可変する。具体的には、可変フィルタ回路 52を通過した後の包絡線信号の振幅周波数特� ��が、受信回路に漏れてくる送信信号の振幅� ��波数特性と実質的に等しくなるように制御� ��れる。これにより、デュプレクサ14の送信� �域の減衰量に周波数依存性がある場合でも� �混変調雑音を低減することが可能となる。

 (第5の実施形態)
 図9は、本発明の第5の実施形態に係る無線� �路装置の構成を示す図である。第5の実施形� ��に係る無線回路装置は、上記第1の実施形態 に係る無線回路装置と比べ、前置歪み回路61� ��構成が異なる。この前置歪み回路61は、包� �線信号注入回路23が出力する包絡線信号を歪 ませて加算器16に付与する構成である。

 上記図2に記載しているように、AM変調の� ��絡線信号の場合、fm成分と2fm成分との位相� �一致する。従って、例えばfm=1MHzとした場合� ��本来1MHz成分と2MHz成分とはほぼ同じ遅延量� �最も抑圧量が大きくなるはずである。しか� �、発明者が行ったシミュレーションでは、1M Hz成分と2MHzとで抑圧量が最も大きい遅延量が 異なると言う結果を得た。このような相違は 、送信信号の混変調の要因となる非線形係数 の位相と、包絡線信号を用いた混変調低減を 可能とする非線形係数の位相とが異なる、こ とが要因であると考えられる。

 従って、入力する包絡線信号のfm成分及� �2fm成分の両者がほぼ同じ遅延時間で混変調� �雑音レベルが最も低減できるようにするた� �には、入力する包絡線信号のfm成分と2fm成分 とに位相差を付与してやればよい。前置歪み 回路61は、このfm成分と2fm成分とに位相差を� �与する機能を持つ構成である。この前置歪� �回路61は、複数の遅延素子の組み合わせを切 り換えて任意の遅延時間を調整できる遅延時 間切換回路に代えることも可能である。