Die Erfindung betrifft einen Rundfunkempfänger mit digitaler Signalverarbeitung.

Insbesondere bei Autoradios kann die Empfangsqualität stark schwanken - beispielsweise durch Mehrwege-Empfang, durch Empfang von Störsignalen oder durch Einbrüche der empfangenen Feldstärke. Um die dadurch bedingten Störungen möglichst gering zu halten, sind verschiedene Maßnahmen zur Maskierung dieser Störungen im Audiosignal bekanntgeworden. So ist es beispielsweise bei einem schlechten Empfang möglich, die Audiosignale vorübergehend zu dämpfen oder die Stereo-Kanaltrennung zu verringern. Diese Maßnahmen setzen voraus, daß Störungen im empfangenen Signal einwandfrei bestimmt werden können.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Rundfunkempfänger mit digitaler Signalverarbeitung anzugeben, bei welchem Störungen im empfangenen Signal, insbesondere solche, die auch zu hörbaren Störungen führen, erkennt und daraus Signale zur Steuerung der Wiedergabe der Audiosignale abgeleitet werden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, - daß aus einem empfangenen Stereo-Multiplexsignal ein erstes und ein zweites Hilfssignal abgeleitet werden, wobei das erste Hilfssignal von dem Vorhandensein von

Signalanteilen abhängt, deren Frequenz oberhalb des Nutzfrequenzbereichs des Stereo-Multiplexsignals liegt und wobei das zweite Hilfssignal von der Symmetrie der Seitenbänder des Stereo-Hilfsträgers abhängt,

- daß das erste und das zweite Hilfssignal zur Bildung eines das Vorhandensein von Störungen anzeigenden Störungssignals kombiniert werden und

- daß aus dem Störungssignal mindestens ein Steuersignal zur Beeinflussung der durch eine Decodierung des Stereo-Multiplexsignals gewonnenen Audiosignale abgeleitet wird.

Der erfindungsgemäße Rundfunkempfänger hat durch die Nutzung zweier Hilfssignale den Vorteil, daß auf verschiedenartige Störungen angemessen reagiert werden kann. So ist beispielsweise durch die Verwendung des ersten Hilfssignals eine schnelle und empfindliche Reaktion auf Störungen möglich, selbst wenn Sender empfangen werden, die keinen modulierten Hilfsträger, insbesondere kein hilfsträgerfrequentes Stereo-Differenzsignal aussenden. Die Verwendung des zweiten Hilfssignals hat den Vorteil, daß Störungen nur erkannt werden, wenn sie sich wirklich auf eine Beeinträchtigung des Audiosignals auswirken.

Obwohl bei dem erfindungsgemäßen Rundfunkempfänger auch eine Verarbeitung der Hilfssignale mit einem großen Wertebereich, von beispielsweise 256 Werten, möglich ist, richten sich verschiedene Ausführungsformen auf eine Verarbeitung als binäre Signale, die nur die Pegel 0 und 1 einnehmen können.

Eine erste vorteilhafte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Rundfunkempfängers besteht darin, daß das erste und das zweite Hilfssignal in binäre Signale umgewandelt werden, welche zur Bildung des Störungssignals logisch verknüpft werden. Außer einer relativ einfachen weiteren Verarbeitung der binären Signale besteht ein

Vorteil dieser Ausführungsform darin, daß eine Wahl der logischen Verknüpfung (Und-Verknüpfung oder Oder-Verknüpfung) oder auch eine ausschließliche Nutzung eines der Hilfssignale programmierbar ist. So können beispielsweise bei nach dieser Ausführungsform hergestellten Rundfunkempfängern diejenigen, welche für Länder ohne Stereo-Signalübertragung ausgeliefert werden, derart programmiert werden, daß nur das erste Hilfssignal ausgewertet wird.

Eine zweite vorteilhafte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Rundfunkempfängers ist dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das zweite Hilfssignal mit jeweils einem Koeffizienten bewertet addiert werden und daß in Abhängigkeit davon, ob die daraus entstandene Summe größer oder kleiner als ein Schwellwert ist, ein binäres Störungssignal erzeugt wird. Diese Ausführungsform hat gegenüber der ersten Ausführungsform den Vorteil, daß eine größere Vielfalt der Kombinationsmöglichkeiten der beiden Hilfssignale gegeben ist.

Bei einer dritten vorteilhaften Ausführungsform des Rundfunkempfängers ist vorgesehen, daß ein erstes Steuersignal zur Dämpfung der Audiosignale und ein zweites Steuersignal zur Herabsetzung der Kanaltrennung im Stereo-Decoder während des Auftretens von Störungen erzeugt werden und daß zur Bildung jeweils eines Steuersignals das erste und das zweite Hilfssignal nach Bewertung mit verschiedenen Koeffizienten addiert werden, daß aus den Summen durch Vergleich mit einem Schwellwert jeweils ein binäres Störungssignal erzeugt wird, aus welchen das erste und das zweite Steuersignal abgeleitet werden. Diese Ausführungsform ermöglicht zur Erzeugung der verschiedenen Steuersignale auch verschiedene Kombinationen des ersten und zweiten Hilfssignals.

Während die Störungen je nach ihrer Ursache einen unterschiedlichen zeitlichen Verlauf aufweisen, sind der Beeinflussung der Audiosignale Grenzen gesetzt, damit keine zusätzlichen Störungen entstehen. Deshalb ist bei einer Weiterbildung der Erfindung vorgesehen, daß das Störungssignal einer zeitlichen Filterung unterworfen ist. Dabei ist vorzugsweise vorgesehen, daß die zeitliche Filterung aus einem Impulslängendiskriminator und einem anschließenden Integrator mit für die Integrationsrichtungen verschiedenen Zeitkonstanten gebildet wird. Dadurch wird einerseits vermieden, daß aufgrund von sehr kurzen Störungen bereits ein Eingriff in die Audiosignale erfolgt. Andererseits ist gewährleistet, daß eine Verminderung der Lautstärke bzw. der Kanaltrennung zu Beginn der Störung möglichst schnell erfolgt, während eine Rückkehr auf den ursprünglichen Pegel allmählich vorgenommen wird.

Die Wirkung von Störungen im empfangenen Signal ist von der Empfangsfeldstärke abhängig. Es ist daher bei einer anderen Weiterbildung vorgesehen, daß das gefilterte Störungssignal mit einem von der Empfangsfeldstärke abhängigen Feldstärkesignal zur Bildung eines Steuersignals multipliziert wird.

Eine vorteilhafte Ausführungsform dieser Weiterbildung besteht darin, daß ein erstes gefiltertes Störungssignal mit einem ersten Feldstärkesignal zur Bildung eines Steuersignals für die Dämpfung der Audiosignale multipliziert wird und daß ein zweites gefiltertes Störungssignal mit einem zweiten Feldstärkesignal zur Bildung eines die Kanaltrennung herabsetzenden Steuersignals multipliziert wird. Dadurch kann die Abhängigkeit der Steuersignale von der Empfangsfeldstärke unabhängig voneinander gewählt werden.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung anhand mehrerer Figuren dargestellt und in der nachfolg.enden Beschreibung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel,

Fig. 2 wesentliche Teile eines Rundfunkempfängers zur Erläuterung der Erfindung,

Fig. 3 ein zweites Ausführungsbeispiel,

Fig. 4 ein bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 verwendetes logisches Netzwerk,

Fig. 5 ein Teil eines bei den Ausführungsbeispielen verwendeten Zeitfilters,

Fig. 6 ein weiteres Teil eines Zeitfilters,

Fig. 7 ein drittes Ausführungsbeispiel und,

Fig. 8 ein viertes Ausführungsbeispiel.

Gleiche Teile sind in den Figuren mit gleichen Bezugszeichen versehen. Der erfindungsgemäße Rundfunkempfänger kann auf verschiedene Weise verwirklicht werden. So können beispielsweise einzelne oder Gruppen der dargestellten Blöcke durch geeignete Schaltungen, insbesondere integrierte Schaltungen, realisiert werden. Bei sehr hohem Integrationsgrad ist es ferner möglich, die gesamte digitale Signalverarbeitung des Empfängers in einem integrierten Schaltkreis zu realisieren, wobei

Signalverarbeitungsschritte, wie beispielsweise Filterungen oder nichtlineare Wichtungen, durch Rechenoperationen durchgeführt werden. Innerhalb eines integrierten Schaltkreises können zur Realisierung eines

erfindungsgemäßen Empfängers auch digitale Signalprozessoren und andere digitale Schaltungen, wie beispielsweise Schieberegister, Flip-Flops usw., gemeinsam angeordnet sein.

Die anhand der Figuren 1, 3, 7 und 8 erläuterten Ausführungsbeispiele sind Teile eines Rundfunkempfängers mit digitaler Signalverarbeitung, für den ein Ausführungsbeispiel in Fig. 2 dargestellt ist. Um die Ausführungsbeispiele und deren Funktion besser erläutern zu können, wird zunächst der in Fig. 2 dargestellte Rundfunkempfänger beschrieben.

Das über eine Antenne 1 empfangen Signal in einem Empfangsteil (Tuner) 2 in an sich bekannter Weise verstärkt, selektiert und demoduliert. An einem Ausgang 3 des Empfangsteils 2 steht ein Stereo-Multiplexsignal MPX1 mit einer Abtastrate von 456 kHz zur Verfügung. Um eine anschließende Abtastraten-Herabsetzung - auch Dezimation genannt - auf 228 kHz ohne Alias-Störungen zu erreichen, ist vor der Abtastraten-Herabsetzung 4 ein Tiefpaßfilter 5 vorgesehen. Zu einer einwandfreien weiteren Verarbeitung des Stereo-Multiplexsignals ist an sich ein Tiefpaßfilter mit im Durchlaßbereich ebenem Frequenzgang erforderlich. Um den dafür benötigten Aufwand, insbesondere bei der hohen Abtastrate von 456 kHz, zu ersparen, ist bei dem Ausführungsbeispiel ein einfacheres Tiefpaßfilter mit abfallendem Frequenzgang vorgesehen. Der Frequenzgangabfall wird allerdings in einem anschließenden Kompensationsfilter 6 kompensiert.

Das Stereo-Multiplexsignal MPX2 wird danach über eine Schaltung 7 zur automatischen Störunterdrückung geführt, die insbesondere bei Auftreten von Funkenstörungen Abtastwerte vor dem Beginn der Störung bis zum Ende der Störung wiederholt. An diese Schaltung schließt sich ein Stereodecoder 8 an, der zwei Audiosignale L, R erzeugt, die

über Multiplizierer 9, 10 zu Ausgängen 11, 12 geleitet werden. Von dort aus werden die Audiosignale über NF-Verstärker den Lautsprechern zugeführt.

Aus dem Stereo-Multiplexsignal MPX1 wird mit Hilfe eines Hochpasses 13 und einer Dezimations Schaltung 14 ein Signal erzeugt, das oberhalb des Nutzfrequenzbereichs des Stereo-Multiplexsignals vorhandene Signalanteile enthält, die jedoch durch die Dezimation in einen unteren Frequenzbereich gefaltet sind. Dieses Signal MPX3 zeigt verschiedene Störungen an, beispielsweise die durch Zündfunken von Fahrzeugen entstehenden Störungen. Es wird einerseits zur Steuerung der Schaltung 7 zur automatischen Störunterdrückung und andererseits zur Bildung eines Hilfssignals Hl durch Dezimation der Abtastrate auf 9,5 kHz bei 15 verwendet.

Ein weiteres Hilfssignal, dessen Abtastrate ebenfalls 9,5 kHz beträgt, wird durch Tiefpaßfilterung bei 16 und Dezimation bei 17 aus einem Symmetriesignal SY gebildet. Dieses wird wiederum im Stereodecoder 8 geformt. Dort wird bekanntlich der Stereo-Hilfsträger zur Bildung des Differenzsignals L-R amplitudendemoduliert. Dieses geschieht dadurch, daß der Hilfsträger mit einem im Rundfunkempfänger regenerierten Hilfsträger gleicher Phasenlage multipliziert wird. In dem Stereodecoder 8 wird der Stereo-Hilfsträger zusätzlich mit einem um 90° gegenüber dem Referenzträger gedrehten Träger multipliziert, wodurch ein Signal entsteht, das bei symmetrischen Seitenbändern des Stereo-Hilfsträgers 0 ist und bei Unsymmetrien entsprechend von 0 abweicht. Aus diesem Signal wird durch Tiefpaßfilterung bei 16 und Dezimation bei 17 das weitere Hilfssignal H2 gebildet.

An einem Ausgang 18 gibt das Empfangsteil 2 ein Signal AM ab, das durch Amplitudendemodulation des

FM-Zwischenfrequenzsignals entsteht. Dieses weist bei dem

dargestellten Ausführungsbeispiel ebenfalls eine Abtastrate von 456 kHz auf und wird nach einer Tiefpaßfilterung 19. bei 20 um den Faktor 48 dezimiert, so daß das entstehende dritte Hilfssignal H3 eine Abtastrate von 9,5 kHz aufweist.

In einer Schaltung 21 werden die Hilfssignale H1 , H2 und H3 miteinander zu Steuersignalen D und AFE_AMU kombiniert, deren Abtastrate zunächst 9,5 kHz beträgt, jedoch bei 22 und 23 auf 228 kHz heraufgesetzt wird. Dieses erfolgt durch eine Interpolation von jeweils 24 Abtastwerten, die im einfachsten Fall darin besteht, daß jeder Abtastwert 24 mal wiederholt wird. Das Steuersignal D wird einem Steuereingang des Stereodecoders 8 zugeführt und dient dort der Umschaltung auf Mono-Betrieb im Fall eines gestörten Empfangs. Das Signal AFE_AMU wird den Multiplizierern 9 und 10 zugeführt, wodurch eine Herabsetzung der Lautstärke (Maskierung) bei Vorliegen von Störungen vorgenommen wird.

Fig. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel für die Schaltung 21 (Fig. 2). Eingängen 25, 26, 27 werden die Hilfssignale H1 , H2 und H3 zugeführt. Das die Empfangsfeldstärke bezeichnende Hilfssignal H3 erfährt in zwei Tiefpaßfiltern 28, 29 eine Mittelung mit unterschiedlichen Zeitkonstanten. Ein Umschalter 30 leitet in Abhängigkeit eines später zu erläuternden Signals DD2 eines der Ausgangssignale der Tiefpaßfilter 28, 29 als Signal AMC weiter. Dieses wird bei 31 in Form einer Aufrauschkurve zur Erzeugung der Aufrauschdämpfung AFE gewichtet. Das Feldstärkesignal mit der kleineren Zeitkonstante wird ferner bei 32 ebenfalls gewichtet (Signal WF2). Dieses wird bei 33 mit einem Signal AT1 zur Bildung des Steuersignals D multipliziert, das am Ausgang 34 zur Verfügung steht.

Von den bei 25 und 26 zugeführten Hilfssignalen H1 und H2 wird zunächst bei 35 und 36 jeweils der Betrag gebildet. Dieses kann beispielsweise auch durch eine Quadrierung der

Hilfssignale erfolgen. An die Betragsbildung 35 schließt sich ein Tiefpaßfilter 37 an. Die dadurch entstandenen ^■ Signale OHD und SD1 werden bei 38 kombiniert. Dabei entsteht ein Signal DD1 = F1 (OHD, SD) . Diese Funktion hat beispielsweise die Form F1 = a1 OHD+b1 «SD, wobei die Koeffizienten a1 und b1 einstellbar sein können. Andere Funktionen werden im Zusammenhang mit den weiteren Ausführungsbeispielen erläutert.

Das Signal DD1 enthält jedoch noch extrem kurze Störsignale und ist somit zur Beeinflussung der Audiosignale im Sinne einer Maskierung nicht geeignet. Deshalb wird es über ein Zeitfilter 39 geleitet, an dessen Ausgängen gefilterte Störungssignale AMU und AT1 zur Verfügung stehen. Das Signal AMU wird bei 40 mit dem gewichteten Feldstärkesignal AFE nach der Funktion F2(AMU, AFE) zu einem Signal AFE_AMU kombiniert, das an einem Ausgang 41 abnehmbar ist. Mit einer Funktion F3(AT1, WF2) wird das Steuersignal D gebildet. Vorzugsweise sind F2 = AMUΑFE und F3 = AT1 ^» WF2.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 werden aus den Signalen OAD und SD durch Schwellwertvergleiche 42, 43 binäre Signale AHD und ASD geformt, die beispielsweise mit dem Pegel 1 das Vorliegen einer Störung und mit dem Pegel 0 das Nichtvorliegen einer Störung anzeigen. Diese Signale werden in einem logischen Netzwerk 44 kombiniert, das in Fig. 4 näher erläutert wird. Das Zeitfilter 39 (Fig. 1) wird bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 von einem Pulsbreitendiskriminator 45 und zwei asymmetrischen Integratoren 46, 47 gebildet. Ausführungsbeispiele für diese Schaltungen sind in den Figuren 5 und 6 angegeben.

Der Impulsbreitendiskriminator bewirkt, daß Impulse des Signals DD1 unterhalb einer vorgegebenen Breite nicht weitergeleitet werden, sondern lediglich Impulse, welche die vorgegebene Breite übersteigen. Mit Hilfe der asymmetrischen

Ausgang 68. Um einen Überlauf des Ausgangssignals des Integrators über den durch die Stellenzahl gegebenen Wertebereich hinaus zu verhindern, ist eine in Fig. 6 nicht dargestellte Begrenzung vorgesehen.

Bei dem in Fig. 6 dargestellten Ausführungsbeispiel eines der asymmetrischen Integratoren 46, 47 (Fig. 3) ist ebenfalls ein Akkumulator vorgesehen, der aus einem Addierer 71 , einem Multiplizierer 72 und einem Speicher 73 für einen Abtastwert besteht. In Abhängigkeit von dem bei 74 zugeführten Signal DD2 wird eine bei 75 zugeführte Konstante K1 mit jedem Takt dem Inhalt des Speichers 73 hinzuaddiert, solange das Signal DD2 den Wert 1 aufweist. Das Ergebnis wird in einem weiteren Multiplizierer 76 mit einer Konstanten K2 bewertet, worauf sich ein Addierer 77 zur Addition einer weiteren Konstanten K3 anschließt. Dem Ausgang 78 ist dann das integrierte Signal entnehmbar - im Falle des asymmetrischen Integrators 46 das Signal AMU, anderenfalls das Signal AT1.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 7 erfolgt eine Kombination der Signale OHD und SD mit Hilfe einer Funktion F1 = a1 ^« 0HD+b1 -SD. Anschließend wird bei 38 ein binäres Signal geformt, das des weiteren wie bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 verarbeitet wird.

Fig. 8 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei welchem die Signale OHD und SD für die Zwecke der Dämpfung und der Kanaltrennung mit verschiedenen Funktionen kombiniert werden, nämlich mit den Funktionen F1.1 = a1 ^« 0HD+b1 -OHD bei 38 und F1.2 = a2-OHD+b2 ^« SD bei 38' . Die weitere Verarbeitung der somit entstandenen Signale DD1.1 und DD1.2 erfolgt dann wie bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 bei 48, 45 und 46 bzw. 48', 45' und 47 zu den Signalen AMU und AT1.