La présente invention concerne un procédé de radio émission et un dispositif radio-émetteur adapté et en particulier un procédé d'émission et un dispositif émetteur bas débit pour transmission de données numériques.

Pour la réalisation de systèmes radio sans licence notamment pour la transmission de données numériques, les bandes 433 Mhz et 868Mhz sont bien adaptées. Elles conduisent à des solutions simples et performantes. Bien conçus, ces systèmes peuvent atteindre des portées de plusieurs centaines de mètres à quelques kilomètres.

Ces bandes sont partagées par de multiples utilisateurs ce qui limite donc la puissance d'émission ainsi que leur taux d'utilisation temporel.

Les modulations FM et AM, ou une combinaison des deux, sont utilisées par l'ensemble des acteurs pour fabriquer des systèmes de transmissions dans ces bandes de fréquences. Tous les circuits intégrés existant offrent donc ces systèmes de modulations.

II existe en particulier des systèmes de transmission adaptés à la construction de réseaux applicables notamment à la transmission de données bas débit, comme des données de capteurs embarqués dans des compteurs de gaz ou autres, des données de surveillance de systèmes ou autres.

Ces données émises par des stations autonomes sont récupérées et traitées par un équipement distant de collecte de données.

Un principe de transmission adapté pour de telles applications est par exemple une modulation binaire de phase appelée modulation PSK (phase shift keying en anglais). Par contre, un problème est que les circuits intégrés radio du marché n'intègrent pas la modulation de phase.

La modulation de phase est un système de modulation standard sans complexité particulière.

II existe plusieurs méthodes pour réaliser une modulation de phase :

- appliquer le signal modulant à un déphaseur LC ou RC, on utilise généralement des diodes à capacité variable pour réaliser cette fonction,

- additionner deux porteuses en quadrature, après avoir modulé chacune d'elles en amplitude. Si les signaux modulant en amplitude sont correctement choisis, la composition des deux porteuses ainsi modulées donne une porteuse à amplitude constante modulée en phase. Ce type de modulation est appelé « l-Q »,

- prendre la dérivée du signal modulant et appliquer ce signal différencié à un modulateur de fréquence.

Pour utiliser une telle modulation, il est donc actuellement nécessaire d'utiliser un générateur de fréquence et de réaliser par des composants externes la modulation de phase ce qui est coûteux et prend une place importante sur le circuit imprimé d'un équipement.

En outre, dans le cas d'une modulation binaire de phase un circuit à composants externes analogiques peut entraîner des différences d'amplitude entre l'état binaire 1 et l'état binaire 0, lesquelles devraient être ajustées en production si ces différences étaient problématiques pour le récepteur.

Pour résoudre le problème de la modulation binaire de phase, le dispositif de la présente invention repose des moyens adaptés à simuler une modulation de phase d'une porteuse radio par l'émission successivement d'une fréquence principale et d'une fréquence décalée, la fréquence décalée l'étant d'un delta de fréquence adapté à simuler un déphasage donné de la fréquence principale au bout d'un temps donné.

L'invention propose pour ce faire un procédé et un dispositif d'émission radio adaptés à simuler une modulation de phase d'une porteuse radio pour l'émission de données binaires.

Plus précisément l'invention propose un procédé d'émission radio qui comporte des étapes de simulation d'une modulation de phase d'une porteuse radio par l'émission successivement d'une porteuse d'une fréquence principale f et d'une porteuse d'une fréquence décalée f+Af, la fréquence décalée l'étant d'un delta de fréquence adapté à simuler un déphasage donné de la fréquence principale au bout d'un temps T donné.

Avantageusement, la simulation consiste à modifier ω ^* ί = 2πΗ où f représente la fréquence de la porteuse en sorte de faire varier la phase instantanée du signal porteur.

Dans le cas où la modulation est une modulation binaire de phase, le temps donné T est le temps permettant de réaliser un déphasage de π compatible avec une détection par un récepteur.

Avantageusement, le procédé comporte au moins une étape de génération de la porteuse f de base, au moins une étape de génération de la porteuse décalée f+ Af, au moins une étape d'émission de la porteuse décalée pendant le temps nécessaire à un déphasage de π après émission de la porteuse de base f et au moins une étape de retour à la porteuse de base.

Selon un mode de réalisation particulier, le procédé comporte au moins une étape de modulation d'amplitude pendant les phases de variations de fréquence.

Pendant l'étape de modulation d'amplitude, le niveau d'émission est avantageusement modifié de façon gaussienne ou sinusoïdale pour éviter les changements brusques d'amplitude et limiter le spectre du signal modulé.

Selon un mode de réalisation particulier, le procédé comporte la génération d'une modulation de type GFSK, Gaussian Frequency Shift Key comportant un filtre Gaussien, et l'application d'un changement de fréquence de f à f+Af pendant un temps T/2 et un changement de fréquence de f+Af à f pendant le même temps T/2.

L'invention concerne en outre un dispositif d'émission radio de mise en œuvre du procédé de l'invention qui comporte un circuit intégré radio de génération de modulation de fréquence programmable appelé ci-après circuit intégré radio, des moyens de programmation dans ce circuit intégré radio de la fréquence principale f et de la fréquence décalée f+ Af et des moyens de pilotage de ce circuit intégré radio afin de générer lesdites fréquences en fonction du signal à transmettre.

Les moyens de pilotage pilotent avantageusement en temps réel le circuit intégré radio pour générer la fréquence décalée selon des durées adaptées à simuler un changement de phase de la fréquence principale en rapport avec une modulation à transmettre.

Le dispositif est préférablement réalisé par l'association d'un circuit intégré radio supportant la modulation de fréquence et d'un microcontrôleur comprenant lesdits moyens de pilotage du circuit intégré radio.

Préférablement, le microcontrôleur comporte des moyens d'écriture dans des registres du circuit intégré radio d'une fréquence f, d'une fréquence f+ Δί et d'un taux de transfert binaire d'émission, le circuit intégré radio comportant des moyens de commutation de fréquence associés aux dits registres.

Avantageusement, le microcontrôleur comporte des moyens adaptés à réaliser un codage des données binaires à transmettre, transférer au circuit intégré radio les données codées, et en ce que le circuit intégré radio comporte des moyens adaptés à générer et émettre la fréquence f de base et la fréquence décalée f+ Δί en correspondance au codage des données codées, de sorte que la fréquence décalée est émise pendant le temps nécessaire à un déphasage de π après émission de la fréquence de base f pour chaque transition de 0 à 1 ou de 1 à 0 des données binaires, la fréquence f de base étant émise tant que les données ne changent pas de valeur.

Selon un mode de réalisation avantageux, le dispositif d'émission radio comporte des moyens de génération d'une modulation d'amplitude pendant les phases de variations de fréquence.

Les moyens de génération de la modulation d'amplitude comportent avantageusement au niveau du circuit intégré radio des moyens de commande de son niveau d'émission et au niveau du microcontrôleur des moyens de pilotage par le microcontrôleur desdits moyens de commande, le microcontrôleur pilotant ce niveau en fonction du changement de fréquence.

Selon un mode de réalisation particulier, les moyens de commande et les moyens de pilotage sont adaptés à piloter le niveau d'émission de façon gaussienne ou sinusoïdale pour éviter les changements brusques d'amplitude et limiter le spectre du signal modulé.

Selon un mode de réalisation particulier, les moyens de génération de la modulation d'amplitude comportent des moyens de pilotage par le microcontrôleur de la tension de polarisation du signal d'émission au niveau d'un circuit externe au circuit intégré radio ou directement au niveau d'un ou plusieurs registres du circuit intégré radio.

Selon un mode de réalisation avantageux, le dispositif comporte des moyens de génération d'une modulation de type GFSK comportant un filtre Gaussien, et adaptés à appliquer un changement de fréquence de f à f+Af pendant un temps T/2 et un changement de fréquence de f+Af à f pendant le même temps T/2.

Avantageusement, le débit binaire du circuit intégré émetteur est fixé à une valeur supérieure au débit binaire de la transmission, des bits supplémentaires étant émis pour compléter le temps bit de la transmission.

Selon un mode de réalisation particulier, le microcontrôleur adapte la fréquence en temps réel entre f et f+Af par écriture dans un ou plusieurs registres du circuit intégré radio de données de valeurs de capacité de contrôle de fréquence d'un quartz relié au circuit intégré radio.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront apparents à la lecture de la description qui suit d'une exemple non limitatif de réalisation de l'invention en référence aux dessins qui représentent:

en figure 1 : un schéma bloc d'un exemple de réalisation du dispositif de l'invention;

en figure 2: un schéma détaillé d'un exemple de réalisation du dispositif de la figure 1 ;

aux figures 3A et 3B: respectivement un schéma d'entrées sorties et un schéma d'implantation d'un module reprenant le dispositif de la figure 1 .

Selon l'exemple de réalisation de la figure 1 , le dispositif est réalisé par l'association d'un circuit intégré radio 1 supportant la modulation de fréquence et d'un microcontrôleur 2 de faible consommation pilotant ledit circuit intégré radio.

Le circuit intégré radio est relié à une antenne 4 par l'intermédiaire de composants passifs 3 d'adaptation d'antenne et de réception.

Dans l'exemple représenté correspondant à un mode de réalisation de l'invention qui concerne de manière non limitative un émetteur réalisé dans la bande des 868 MHz, le système reste totalement conforme aux règles de design proposées par le fabricant de circuits intégrés radio. Aucun autre composant autre que les composants d'adaptation de l'antenne et de la réception ne sont ajoutés. Dans le cadre de l'invention, la modulation est avantageusement une modulation binaire de phase, le temps donné T étant le temps choisi pour réaliser un déphasage de π compatible avec la détection d'un changement d'état binaire par un récepteur à détection de modulation de phase en particulier PSK.

Par exemple pour un détecteur qui mesure la phase à la fin d'un temps bit pour un débit de 100 bits/s le temps T maximum est 10 ms, pour un récepteur échantillonnant la phase après 1/2 temps bit, le temps n'est plus que de 5 ms.

Une porteuse radio fréquence peut être représentée par l'expression suivante :

Vf(t) = A cos(oo.t + cp(t)) où la phase instantanée est donnée par Q(t) = ω.ί +

<P(t)-

Les principes traditionnels de modulations de phase appliquent un signal modulant m(t) à la phase cp(t) = Kp.m(t) où m(t) représente le signal modulant et Kp une constante.

Pour faire varier la phase instantanée du signal porteur, selon la présente invention le dispositif comporte des moyens adaptés pour modifier ω.ί = 2n.f.t où f représente la fréquence de la porteuse.

Si nous augmentons la fréquence porteuse d'une valeur Δί, cela entraînera une variation de la phase en fonction du temps. Si la nouvelle fréquence f1 est égale à f+ Δί, la phase résultante sera égale à la phase initiale plus une variation égale à 2π.Δ1ί.

Dans le cas d'une modulation binaire de phase, la variation de phase doit être de ±180° (±π), ou même (2n+1 ) fois (±π).

D'où l'expression 2π.Δ1ί= (2n+1 ). π.

Δί = (2n+1 )/(2t). Par exemple une variation de fréquence de 200Hz pendant

2,5ms entraînera un déphasage de ττ, la valeur recherchée dans une modulation binaire de phase. Pour n=1 , une variation de 600Hz, pendant 2,5ms, entraine une variation de 3 ττ, donc identique à ττ. Plus la fréquence de déviation est grande, plus étendu sera le spectre du signal résultant. L'objectif est donc d'utiliser une variation de fréquence la plus faible possible pour obtenir le meilleur spectre. D'où l'objectif de prendre un Δί=1/(2ί) minimum.

Pour générer la modulation binaire de phase, le dispositif de l'invention comporte des moyens adaptés à générer une porteuse f de base et une porteuse décalée f+ Δί et à émettre la porteuse décalée pendant un temps t=1/ Δί après émission de la porteuse de base f puis à revenir à la porteuse de base.

Le principe de l'invention est appliqué en détournant de leur fonction des circuits intégrés standards du marché et prévus pour réaliser de la modulation de fréquence. Ces circuits intégrés intègrent de base la possibilité de préprogrammer les deux fréquences de la modulation de fréquence souhaitées ici et de les générer en fonction du signal modulant :

Par exemple «1 » = f et « 0 » = f+ Δί ou l'inverse.

Pour ce faire, le dispositif d'émission radio de l'invention est tel que les moyens comportent un circuit intégré radio de génération de modulation binaire de fréquence programmable, des moyens de programmation dans ce circuit intégré radio de la fréquence principale f et de la fréquence décalée f+ Δί et des moyens de pilotage de ce circuit intégré radio afin de générer lesdites fréquences en fonction du signal à transmettre.

Selon l'exemple où en choisissant correctement le circuit intégré radio, il nous est possible de programmer les deux fréquences F0 = fréquence porteuse 868MHz et F1 = F0 + 200Hz et selon la présente invention de les utiliser consécutivement pour créer la modulation de phase.

Sous l'action des moyens de pilotage, le circuit intégré radio génère la fréquence décalée selon des durées adaptées à simuler un changement de phase de la fréquence principale en rapport avec la modulation à transmettre.

Notamment, dans le cas d'une application à bas débit et par exemple une application où la vitesse de transmission est de 100 bits/s, soit 10 ms par bit, nous choisissons une durée de 2,5ms qui est très bien adaptée. Si la modulation souhaitée doit être plus rapide, il suffit d'augmenter la fréquence Δί et de diminuer le temps de changement de fréquence.

La programmation du circuit intégré radio comprendra alors la programmation des registres correspondant aux deux fréquences f et f+ Δί, la programmation du débit d'émission du circuit intégré radio puis l'envoi des mots binaires que l'on souhaite transmettre.

Il est important de noter que la largeur du spectre résultant dépend du signal modulant. La règle de Carlson permet de vérifier que plus la déviation en fréquence Δί est grande plus le spectre sera large. Il est donc nécessaire d'essayer de prendre la déviation de fréquence la plus petite possible pour réduire le spectre du signal modulé.

En fonction des systèmes de réception et principalement du principe d'analyse du changement de phase, cette variation de fréquence pourra être modifiée. Par exemple si le récepteur détecte le changement de phase à la fin du temps bit, par exemple 10ms, un Δί de 50Hz pourrait être utilisé si le circuit intégré radio le permet. Ceci limite encore plus la largeur de bande du signal modulé ce qui est bénéfique.

Le principe décrit précédemment peut être adapté en fonction des réseaux et des récepteurs associés. Le choix du circuit intégré radio et de la déviation de fréquence qu'il autorise permettra de s'adapter à ces différentes configurations.

Toujours dans un souci de réduire le spectre du signal modulé, selon un mode de réalisation particulier de l'invention, une modulation de type GFSK, Gaussian Frequency Shift Key ou en français modulation par déplacement de fréquence à filtre Gaussien est avantageusement utilisée pour simuler une transmission GPSK Gaussian phase shift key en français modulation de phase à filtre Gaussien.

L'intérêt est de ne pas changer brusquement d'une fréquence f à une fréquence f+Δί. Le changement de fréquence se fera de façon progressive en suivant une courbe de Gauss classique.

Un filtre Gaussien, entraine un déphasage de ττ/2 pendant la durée T précédente. Pour ce faire, le dispositif de l'invention comprend avantageusement des moyens de génération d'une modulation de type GFSK, et adaptés à appliquer un changement de fréquence de f à f+Δί pendant un temps T/2 et un changement de fréquence de f+Δί à f pendant le même temps T/2 pour obtenir le déphasage de π au bout du temps T correspondant au délai de détection du changement de phase du récepteur.

Le déphasage total sera bien de ττ. Par contre le temps pour obtenir le déphasage de π sera doublé. Dans le cas d'un débit de 100bits/s, période de 10ms, le changement de phase de π s'appliquera donc au bout de 2 ^* 2, 5ms, soit 5ms, pour un Δί de 200Hz. Comme dit précédemment, en fonction des récepteurs, il sera possible d'adapter le Δί à l'utilisation ou non du filtre Gaussien. Il est ici possible d'utiliser le filtre gaussien du circuit intégré radio dans le cas où celui-ci en est équipé. our revenir au principe de pilotage du circuit intégré radio, le débit de transmission utile est le nombre de bit envoyé par seconde au récepteur.

Par exemple dans le cas d'un débit de 100 bits/s, il y a un changement de bit possible toutes les 10ms.

Si il est souhaité, pour être conforme au spécifications du récepteur, que le déphasage de π soit réalisé au ½ temps bit, il faudra donc qu'il soit réalisé au bout de 5ms maximum.

En Gaussien cela implique, 200hz mais cela s'opère en deux étapes, chacune entraînant un déphasage de π 12.

Donc le temps élémentaire est de 2,5ms pour chacun des déphasages. 2,5ms correspond à un débit de 400bits/s.

Le débit du circuit radio est donc fixé à 400bit/s et non 100bits/s.

De même, le transfert entre le microcontrôleur et le circuit radio est programmé à 400 bits/ s.

Pour émettre un 1 , il faut envoyer un 1 qui entraine un Δί et donc un déphasage de π 12, envoyer un 0 qui revient à f et qui entraine aussi un déphasage de ττ/2 puis plus de changement, le 0 est maintenu pendant les 5ms qui restent.

En résumé pour un changement de 0 à 1 ou de 1 à 0, donc où l'on souhaite un déphasage de ττ, on enverra entre le microcontrôleur et le circuit radio le même code 1000. 4 bits à 400 bits/s pour un changement de bit à 100bits/s.

Si nous avions fait du FSK, avec les mêmes conditions, 1000 à 400 bits/s, on a le même résultat mais en 2,5ms.

Si on souhaite avoir le déphasage à 5ms, on fait du 200bits/s (5ms), et dans ce cas on envoie 10 pour un changement de 0 à 1 ou de 1 à 0.

Le débit d'émission du circuit radio dépend donc du Δ1

Selon ce principe, le débit binaire du circuit intégré émetteur est fixé à une valeur supérieur au débit binaire de la transmission, dans le premier cas 4x et dans le second cas 2x le débit de la transmission, des bits supplémentaires étant émis pour compléter le temps bit de la transmission. De manière générale le débit binaire du circuit intégré émetteur est dans de préférence un multiple du débit de la transmission. Le débit binaire entre le microcontrôleur et le circuit intégré radio est lui aussi augmenté de la même façon pour l'envoi des trames.

Pour le pilotage du circuit intégré radio, la liaison entre le microcontrôleur 2 et le circuit intégré radio 1 est par exemple un bus 5 de type I2C ou SPI utilisé par exemple dans un circuit intégré radio du type de la série si446x de la société américaine Silicon Laboratories Inc.

Le bus SPI est un bus de données série synchrone baptisé ainsi par la société Motorola, et qui opère en Full-duplex. Les circuits reliés au moyen de cette liaison communiquent selon un schéma maître-esclaves, où le maître gère totalement de la communication.

Le bus SPI contient 4 signaux logiques souvent nommés SCLK Horloge générée par le maître, SDO/SDI Input/Output soit en français entrée/sortie la sortie SDO du maître étant reliée à l'entrée SDI de l'esclave et réciproquement et SS Slave Select ou NSEL, Actif à l'état bas, signal généré par le maître pendant la communication avec l'esclave.

Sur la figure 2, la partie haute du schéma est la partie radio, la partie basse la partie microcontrôleur.

Le microcontrôleur 2 comporte des ports d'entrées sorties PAn à PFn lui permettant notamment de recevoir des données binaires et comporte un Port série TTL, Port I2C, des entrées/sorties actives niveau haut ou bas avec ou sans pull- up.

Il comporte des moyens pour faire de la conversion analogique/numérique ADC0, ADC1 , de la conversion numérique/analogique DAC0 sur les entrée/sorties PC0 et PC1 et des moyens pour gérer le circuit intégré radio sur les entrées/sorties PE10-PE13, PC14 et PA2.

L'interface entre le circuit intégré radio et le processeur/microcontrôleur comprend les liaisons SDO_RF, SDI_RF, SCLK RF et NSEL RF signaux de contrôle du circuit intégré radio dans le synoptique et qui se raccordent entre le circuit intégré radio 1 et le microcontrôleur 2 et correspondent dans le cas présent aux signaux du bus SPI.

Cet interface comprend en outre un signal d'interruption NIRQ RF, les liaisons GP1 et GP2 appelés Entrées/Sorties supplémentaires qui permettent de configurer ou échanger des données avec le circuit intégré radio et une liaison SDN_RF qui permet d'allumer ou d'éteindre le chip intégré radio.

Pour mettre en œuvre le dispositif de l'invention, le microcontrôleur 2 est programmé notamment pour: la gestion du circuit intégré radio 1 , la communication avec le système électronique utilisant le dispositif entrées/sorties USRO, USR1 , RST, SDA, SLC par exemple, le paramétrage du protocole de communication à utiliser et éventuellement la traduction de valeurs d'entrées en mots binaires à transmettre. Ensuite pour initialiser la liaison radio, un paramétrage du circuit intégré radio 1 est réalisé au moyen du microcontrôleur 2.

La programmation du microcontrôleur 2 est faite selon les spécificités de ce composant et selon les méthodes connues de l'homme du métier.

La partie radio pour sa part comprend le circuit intégré radio 1 , le quartz Y1 définissant la fréquence de fonctionnement de base du circuit intégré radio, les composants de couplage de la sortie d'émission TX avec l'antenne 4 et les circuits typiques pour le fonctionnement du circuit intégré 1 .

Pour la communication avec le circuit intégré radio, le microcontrôleur programme en particulier les registres du circuit intégré radio ou RF 1 gérant les niveaux d'émission, la fréquence d'émission f, la fréquence d'émission f+ AF et le débit binaire d'émission.

Le fonctionnement du dispositif comporte ensuite principalement la réception par le microcontrôleur des valeurs binaires à transmettre ou le calcul de ces valeurs en fonction des données ou valeurs de mesures reçues par le microcontrôleur sur ses entrées, la traduction par ce dernier de ces valeurs en mots binaires selon le protocole de communication programmé dans le microcontrôleur; la traduction de ces mots en une série de changements de fréquence adaptés à simuler le changement de phase, le pilotage du circuit intégré radio par le microcontrôleur pour réaliser ces changements de fréquence selon la temporisation définie au niveau du microcontrôleur afin de transmettre les mots binaires et les trames du protocole.

Comme vu précédemment, le changement de fréquence sert à simuler le changement de phase. Le temps pendant lequel la fréquence f+Af est émise est donc le temps nécessaire pour que le récepteur détecte une variation de phase de π et reconnaisse un changement de la donnée de 0 à 1 ou de 1 à 0 selon le cas.

Le microcontrôleur et le circuit intégrés radio sont donc programmés en fonction de la fréquence f+Af et du type de détection du récepteur pour émettre cette fréquence le temps nécessaire à la reconnaissance par le récepteur du changement de phase.

Au niveau de la transmission, les paramètres de déviation de fréquence sont importants pour pouvoir réduire au maximum la largeur de bande de fréquence résultante. Des circuits intégrés avec des déviations de 50Hz existent sur le marché. Dans le cas de l'application où la vitesse de transmission est de 100 bits/s, soit 10 ms par bit, et où le récepteur détecte le changement de phase à la fin du temps bit, ces circuits intégrés permettent de réaliser un déphasage de 180° au bout de 10ms.

Selon un mode de réalisation particulier basé sur le circuit intégré radio si4461 de la série précitée, le dispositif de l'invention est un module ayant une gamme de fréquences de = 142-1050 MHz, sa modulation peut être du type (G)FSK, 4(G)FSK, GMSK, OOK, ASK, son dimensionnement représenté à la figure 3B est du type LGA31 (25.4 ^* 12.7 ^* 2.54mm) "Land Grid Array Package".

Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, pour encore améliorer le spectre du signal résultant et donc réduire la largeur de bande utilisée, une modulation d'amplitude est réalisée en même temps que les phases de variations de fréquence et le dispositif comporte avantageusement pour ce faire des moyens de génération d'une modulation d'amplitude pendant les phases de variations de fréquence.

Cette modulation pourra être effectuée de deux manières:

- Dans le cas d'un circuit intégré radio 1 permettant d'ajuster rapidement et finement le niveau d'émission entre une valeur nulle et la valeur maximum souhaitée, le microcontrôleur 2 associé modifiera ce niveau préférablement de manière synchrone avec le changement de fréquence par écriture dans les registres correspondants du circuit intégré radio de valeurs croissantes puis décroissantes de niveau. Ce changement d'amplitude s'appliquera de façon si possible gaussienne ou sinusoïdale pour éviter les changements brusques d'amplitude toujours pour limiter le spectre du signal modulé.

Dans cette solution, le microcontrôleur pilote en temps réel le niveau d'émission du circuit intégré radio pendant l'émission des données en écrivant dans les registres du circuit intégré radio gérant le niveau d'émission.

- Si ce fonctionnement est difficilement réalisable avec le composant radio utilisé, le choix se porte sur une modification de la tension de polarisation du signal d'émission directement en changeant la tension de sortie de l'amplificateur de sortie du circuit intégré radio en pilotant, par exemple par un transistor ou un convertisseur numérique analogique commandé par le microcontrôleur, la tension de polarisation VDDi appliquée en sortie TX au travers de la résistance RDC et de la self LC. Cette tension doit varier entre la valeur maximum pour obtenir le niveau d'émission maximum et une valeur nulle pendant le changement de fréquence. Concrètement, dans le cas d'une variation de fréquence en mode Gaussien, la tension ou l'amplitude sera nulle au bout de 2,5ms dans le cas de notre variation de 200Hz et sera de nouveau à son maximum après 5ms.

Une variante utilisable pour résoudre le problème technique de la variation de la fréquence pour simuler la modulation de phase, et donc réaliser le Δί, consiste à faire varier la fréquence de fonctionnement du circuit intégré radio au niveau de son quartz horloge.

Ceci est possible dans le cas de circuits intégrés radio qui intègrent les capacités de pieds pour ajuster la fréquence du quartz précisément. La valeur de ces capacités de pied sont contrôlées par un registre interne au circuit intégré radio.

Ces capacités sont très précises et, dans le cadre de l'invention et donc d'une transmission bas débit qui laisse un temps suffisant pour faire varier les paramètres du circuit intégré radio, il est possible de modifier en temps réel la valeur des capacités de pied pour dévier la fréquence du quartz d'un rapport qui permettrait de dévier la fréquence porteuse.

Par exemple avec un quartz Y1 à 26Mhz, et non 30 Mhz comme sur la figure 2, pour obtenir 868Mhz, le rapport est de 33,3846, dans le cadre de la transmission bas débit de l'invention, pour obtenir une variation de 200Hz sur 868Mhz, il faut une variation de 200/33,3846 =6Hz. Dans le cas du circuit intégré radio du type si4460 précité, Les capacités intégrées ont un pas de variation de 0.1 pF ce qui permet une variation de 6Hz en partant de la fréquence de base de 26Mhz et du rapport considéré.

Le changement des valeurs des capacités intégrées se fait par l'envoi de commandes depuis le microcontrôleur vers le circuit intégré radio à travers l'interface SPI entre le circuit intégré radio et le microcontrôleur.

Les valeurs sont modifiées par écriture de registres dédiées dans ce circuit intégré radio, le circuit intégré radio commutant les valeurs de capacités en correspondance selon qu'il est nécessaire d'émettre des 1 ou des 0.

Sur le schéma électrique de la figure 2, le quartz est identifié par Y1 .

Les 2 capacités de pieds sont intégrées dans le circuit intégré radio, une connectée sur XIN en interne et une autre sur XOUT en interne.

Ce sont ces 2 capacités qui sont modifiées pour ajuster la fréquence du quartz et réaliser le changement de fréquence.

II est à noter que sur le schéma de la figure 2 les capacités externes C1 1 1 et C1 12 ne sont pas utilisées.

Dans cette solution, le microcontrôleur écrit dans les registres du circuit intégré radio gérant les capacités de pied pendant l'émission des données.

Le dispositif et le procédé de l'invention s'appliquent notamment à des transmissions de données à partir de réseaux de capteurs, de dispositifs de surveillance de paramètres médicaux, de dispositifs de contrôle à distance, de dispositifs de sécurité bâtiments et d'alarmes, de la télémétrie et du contrôle industriel, applications bas débit qui tirent avantage de la faible largeur de bande utilisée par le mode de transmission de données de l'invention.

Son microcontrôleur par exemple de type Cortex M3 lui permet de s'adapter à des réseaux du commerce. La combinaison d'un circuit intégré radio et d'un microcontrôleur permettre de traiter des protocoles complexes et des entrées de capteurs dont les données sont directement traduites par le microcontrôleur et envoyées par le circuit intégré radio.

Selon les figures 3A et 3B, le dispositif est réalisé sur la base d'un module de petites dimensions pour permettre une intégration simple par les utilisateurs finaux. Les dimensions prévues à ce jour étant de 25.4mm x 12.7mm ^* 2.54mm (LTh). La présente invention est réalisable avec de nombreux circuits intégrés radios émetteurs prévus pour émettre en FSK ou GFSK dont la présente invention détourne les fonctions pour la simulation d'une transmission à modulation de phase.