La figure 1 représente une antenne multicapteur telle que connue de l'état de la techniaue. Une telle antenne est constituée de N capteurs lOOi (i = 1... V) destinés au prélèvement des signaux perturbés x, (t) (i = 1,..,N), t étant l'indice temporel. Ces signaux sonf filtrés par des filtres de voie 110i (i = 1,..,N) dont le rôle est de contrôler plusieurs aspects de l'antennage : + Ils assurent une directivité donnée à l'antenne (e. g. ouverture du lobe principal, remontées des lobes secondaires, réjection dans des directions non-désirées, etc.).

Ils permettent le pointage de l'antenne dans la direction de la source utile.

Le dernier étage délivre le signal de sortie de l'antenne y (/) par sommation des signaux issus des filtres de voie au moyen d'un sommateur (150). La réalisation de ces filtres dépend notamment du positionnement géométrique des capteurs et de la nature des signaux à traiter.

Selon le domaine d'application, les antennes peuvent présenter des performances limitées. Notamment, la réduction des perturbations peut s'avérer insuffisante. Cette réduction, qui est un élément caractéristique de l'efficacité d'une antenne est appelée gain en RSB de l'antenne (RSB pour rapport signal a bruit). Sous le terme"bruit", on entend ici l'ensemble des signaux perturbateurs que l'antenne est destinée à réduire.

Afin d'augmenter le rapport signal à bruit, il est connu d'effectuer un post- filtrage du signal de sortie d'antenne. Le principe d'un tel post-filtrage est illustré en Fig. 2.

La combinaison d'une antenne multicapteur et d'un post-filtrage a été décrite pour la première fois par J. B. Allen en 1977 [Allen 77]. Cette technique a été proposée pour déréverbérer le signal de parole pour la prise de son éloignée en milieu réverbérant. La prise de son est réalisée par deux microphones et le traitement complet (estimation du post-filtre, application des retards et post-filtrage), basé sur la fonction de cohérence, est réalisé dans le domaine fréquentiel. En 1988, R. Zelinski a étendu ces techniques à une prise de son mettant en jeu plus de capteurs [Zelinski 88]. Dans [Simmer 92a], K. U. Simmer a proposé une expression de la fonction de transfert du post-filtre selon une approche du type"filtrage de Wiener". L'analyse qui suit décrit l'ensemble de ces méthodes. Une description plus détaillée est donnée dans [Marro 98].

Considérant le post-filtrage illustré en Fig. 2 dans le cadre d'une application de prise de son, les signaux perturbés Xi (7l) sont captés par une antenne composée de N microphones (n). i = 1,..,N (1) où s désigne le signal de parole désiré et 7l, le bruit au niveau du capteur 200 ;. Du fait du formalisme orienté"traitement numérique du signal", n représente ici l'indice temporel en temps discret. T, est le retard introduit par la propagation entre le son

émis par la source s (n) et celui parvenant au microphone 200i. Pour réaliser la remise en phase de ce signal (i. e. le pointage de l'antenne dans la direction de la source), l'antenne est pointée dans la direction du locuteur désiré à l'aide de filtres r, (n) : vi(n) = ri(n)* xi(n), i = 1,...,N (2) où v, (n) est une version retardée de x (n). Comme l'indique la Fig 2, chaque signal microphonique xi(n) subit un retard #i (retard effectivement réalisé par le filtre ri(n)). Les signaux Vi(f) sont une représentation dans le domaine fréquentiel des signaux v, ,/désignant la fréquence. Cette opération est réalisée par les blocs TFD (pour Transformée de Fourier Discrète). Le multiplieur IN appliqué après sommation des voies est un terme de normalisation qui assure un gain unité de l'antenne pour le signal utile. Celui-ci, qui fait partie intégrante de l'antenne, délivre le signal de sortie d'antenne Y69. Le post-filtre (260) de fonction de transfert f, estimée à partir des signaux de voie Vi(f) et/ou de la sortie d'antenne Y(f) (la façon dont ( calculé est décrite plus loin), est appliqué à Y(f) ; Le dernier bloc de synthèse permet le retour du signal de sortie dans le domaine temporel.

Le filtre optimal dont l'entrée correspond à la sortie y de l'antenne, est obtenu en minimisant l'erreur quadratique moyenne entre le signal désiré s et estimé s. L'expression de ce filtre optimal peut s'écrire à partir du signal utile s et du bruit moyen n en sortie d'antenne [Simmer 92a] : sont les densités spectrales de puissance du signal utile et du bruit en sortie de formation de voie. Cette expression est obtenue en posant les hypothèsessuivantes : h1: Le signal xi(n) parvenant à chaque capteur est modélisé par la somme du signal utile et du bruit, conformément à l'équation (1). h2 : Les bruits ni(n) et le signal utile s (n) sont décorrélés. h3 : Les densités spectrales de puissance des bruits sont identiques sur chaque capteur(#@@(f)=#@@(f), i = 1,...,N).

h4 : Les bruits sont décorrélés entre capteurs (les densités interspectrales de puissance #ninj (f) sont nulles pour i e j). h5 : Les signaux d'entrée (xi(n) sont parfaitement remis en phase vis-à-vis de s(n).

Les deux grandeurs #ss(f) et ###(f), nécessaires au calcul de sont a priori inconnues et la difficulté réside dans leur estimation. Pour l'ensemble des méthodes exposées dans l'état de la technique, #ss(f) et ###(f) sont estimées à partir des signaux reçus sur les différents capteurs. Par exemple, sous l'hypothèse de non-corrélation des bruits captés par chaque microphone, 1'estimation de la densité spectrale de puissance (par la suite notée dsp) du signal utile 0 (/) peut être réalisée à partir des densités interspectrales de puissance (par la suite notée dip) #vivj (f) des signaux microphoniques i et j remis en phase.

Les grandeurs spectrales #vivi (f) et #vivj (f) s'écrivent alors: <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> #vivi (f) = #ss(f) + #nn(f)<BR> <BR> <BR> <BR> (4)<BR> <BR> <BR> <BR> <BR> #vivj (f) = #ss(f),<BR> (5) Un moyen d'estimer , () consiste à utiliser une moyenne de ces densités spectrales et interspectraies de puissance respectivement au dénominateur et au numérateur : J L'utilisation de l'opérateur module ou partie réelle y () est justifiée par la grandeur à estimer au numérateur, #ss (f), qui doit être réelle et positive. La notation "^"désigne 1'estimation (au sens statistique) de la grandeur sur laquelle elle s'applique L'estimateur ll- f)# #(.)=Re(.) a été proposé par R. Zelinski [Zelinski 88] avec une mise en oeuvre dans le domaine temporel. Dans [Simmer 92a], 1'estimation et le

filtrage sont réalisés dans le domaine fréquentiel. ff, (f () =l ; est une extension à un nombre quelconque de capteurs du traitement bi-capteur décrit dans [Allen 77]. En fait, l'équation (6) représente, d'un point de vue du principe algorithmique, deux méthodes d'estimation du filtre de Wiener : #(f)##(.)=Re(.) et #(f)##(.)=### # Un autre estimateur, qui utilise la dsp du signal de sortie d'antenne a été proposé dans [Simmer 92b] : k/) Les grandeurs spectrales nécessaires à 1'estimation du filtre W 69, en l'occurrence #vivi (f), #vivj (f) et Ô. (/), sont elles-mêmes à estimer à partir des signaux Vi (t) et Y (t). En effet, en pratique, la mise en oeuvre du post-filtre en considérant un environnement réel et des signaux de parole nécessite une estimation qui assure le suivi de la non-stationnarité de tels signaux tout en garantissant une qualité d'estimation acceptable. Dans la Fig. le bloc (220) correspond à la partie du rraitement où sont estimés #vivi (f), #vivj (f) et #yy(f).

Les systèmes de réception pour antenne multicapteur tels que décrits plus haut (utilisant ou non un post-filtrage) ne permettent pas d'éliminer le bruit lorsque le signal utile est absent. En outre, lorsqu'un post-filtrage est utilisé, le bruit (le signal perturbateur), s'il est atténué par le post-filtre est également distordu par ce dernier Dans de nombreuses applications et notamment dans celle de la prise de son, la distorsion d'un signal perturbateur, tel que celui généré par une source nuisible présente dans un champ de réception sonore, engendre un effet particulièrement gênant Le problème général à la base de l'invention est de déterminer si un signal utile est effectivement présent dans le champ de réception de l'antenne multicapteur.

Un premier problème subsidiaire à la base d'un mode de réalisation de l'invention est celui de la détermination de la direction d'arrivée du signal utile (lorsque celui-ci est présent).

Un second problème subsidiaire à la base d'un autre mode de réalisation de l'invention est celui de la suppression de 1'effet perturbateur lorsque le signal utile a été estimé absent.

Le problème général indiqué plus haut est résolu par le système de réception tel que revendiqué dans la revendication 1.

Le premier problème subsidiaire est résolu par le système de réception tel que revendiqué dans la revendication dépendante 8.

Le second problème subsidiaire est résolu par le système de réception tel que revendiqué dans la revendication 13.

De manière générale, le système selon l'invention estime la présence d'un signal utile et/ou la direction d'arrivée d'un signal utile en calculant la fonction de transfert d'un post-filtre optimal (ou d'un jeu de post-filtres optimaux), que le post-filtre soit effectivement appliqué en sortie d'antenne ou non. L'analyse statistique des valeurs fréquentielles de la fonction de transfert, notamment sa variance et le taux d'occupation des valeurs fréquentielles au delà d'un seuil donné permet d'obtenir un indice de présence de signal utile.

Lorsque plusieurs jeux de filtres de voie sont utilisés, chaque jeu correspondant à un pointage de l'antenne dans une direction déterminée, le système permet d'estimer dans quelle direction se trouve la source utile.

Enfin, lorsqu'un post-filtrage est utilisé en sortie d'antenne, 1'effet gênant du post-filtre est supprimé en basculant le signal de sortie sur l'entrée d'un atténuateur à gain fixe lorsque le système conclut à une absence de signal utile. II est également prévu un lissage de gain entre le gain fixe et le gain du post-filtre afin de réduire les transitoires lors de la commutation.

L'invention sera mieux comprise grâce à une description détaillée des figures suivantes.

Les caractéristiques de l'invention mentionnées ci-dessus, ainsi que d'autres, apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un exemple de réalisation, ladite description étant faire en relation avec les dessins joints, parmi lesquels : la Fig. 1 représente un schéma de principe d'une antenne multicapteur ; la Fig. 2 représente un schéma de principe d'une antenne multicapteur avec post-filtrage,

la Fig. 3 représente un schéma de principe d'une antenne multicapteur associée à un système de réception avec détermination de présence de signal utile selon l'invention, la Fig. 4 représente un schéma de principe d'un système de réception avec détermination de présence de signal utile et post-filtrage selon un mode de réalisation de l'invention, la Fig. 5 représente un schéma de principe du module d'analyse statistique et du détecteur de présence de signal utile lorsqu'un seul jeu de filtres de voie est utilisé, la Fig. 6 représente un schéma de principe du lissage de gain utilisé pour la commutation du post-filtre : la Fig. 7 représente un schéma de principe d'une antenne multicapteur associée à un système de réception avec détermination de présence et de direction d'arrivée de signal utile selon un mode de réalisation de l'invention, la Fig. 8 représente un schéma de principe d'une antenne multicapteur associée à un système de réception avec détermination de présence et de direction d'arrivée de signal utile ainsi que post-filtrage selon un mode de réalisation de 1'invention ; la Fig. 9 représente un schéma de principe des modules d'analyse statistique et de détection de lobe actif lorsque plusieurs jeux de filtres de voie sont utilisés ; la Fig. 10 représente la mise en oeuvre du système de réception selon l'invention dans le domaine de la prise de son ; la Fig. 11 représente le détail du bloc de post-traitement de la Fig. 10 ; la Fig. 12 représente le détail du bloc d'analyse statistique et du détecteur de signal utile de la Fig. 11 ; II convient tout d'abord de définir le formalisme retenu pour décrire les grandeurs intervenant par la suite. La notation A (t, fl, représente la grandeur a à l'instant t et à la fréquencef Ceci permet de décrire une grandeur dans le domaine fréquentiel, mais qui varie au cours du temps. De plus, le passage d'un signal du domaine temporel au domaine fréquentiel nécessite une durée d'observation. En ce sens, on entend que A (l, est une valeur connue à l'instant t, mais que son calcul a pu nécessiter une certaine durée. A (t2, t) peut être un signal, une grandeur spectrale (telles que les dsp ou dip), ou un filtre variant au cours du temps. De la même façon, la notation A (t), représente la grandeur a à l'instant t, qui varie avec le temps, mais dont toutes les composantes fréquentielles sont égales dans la durée d'observation concernée. La notation A (vil, quant à elle, représente la grandeur a à la fréquence f elle

ne concerne que les filtres de voie de l'antenne qui assurent une pondération fréquentielle, mais qui restent fixes dans le temps.

D'autre part, le terme"gain"que nous utilisons dans la suite de ce document englobe les notions d'amplification (gain supérieur à 1) et d'atténuation (gain inférieur a 1).

La Fig. 3 représente le principe général de l'invention Les signaux d'entrée de l'antenne Xi (t. <fl (i =1,.., N), prélevés sur les capteurs (300,), sont filtrés par les filtres de voies (310i), de fonctions de transfert respectives jazz Comme indiqué dans la description de l'état de la technique, ces filtres fixes sont réalisés de sorte à assurer un contrôle de la directivité de l'antenne. De plus, ils permettent le pointage de l'antenne dans une direction donnée. La sortie d'antenne Y (t, J) est délivrée par la sommation des signaux Yi (t, fi ainsi obtenus.

Le système comprend également un bloc de calcul (320) de la fonction de transfert de filtre optimal (qui serait celle du post-filtre si un tel filtre devait être utilisée en sortie d'antenne) à partir des signaux de voie. Les signaux de voie peuvent être prélevés soit directement au niveau des capteurs (signaux Xi (t,f)), soit après filtrage de voie par les filtres (310i)(signaux Vi(t,f)). Le signal de sortie d'antenne 1' (t, j) peut également être utilisé par le bloc de calcul pour 1'estimation de la fonction de transfert du post-filtre. Ces différents modes de réalisation sont représentés sur la Fig. 3. II est important de noter que le système selon ces modes de réalisation ne comporte pas de post-filtre, seule la fonction de transfert de ce dernier est calculée.

Le système comprend enfin un bloc d'analyse statistique (330) des valeurs fréquentielles W (tj) au cours du temps, bloc qui sera décrit en détail plus loin et qui fournit un ensemble de résultats d'analyse (STAT (t)).

Bien que toute antenne de l'état de la technique puisse être utilisée, une réalisation des filtres de voie (310,) basée sur la technique des antennes super- directives avec prise en compte du module et de la phase, telle que décrite dans la demande de brevet EP-A-903960 au nom de la demanderesse, pourra être avantageusement employée. Cette méthode est rappelée ci-après : Soit un environnement composé d'une source utile S, (O, d'une source perturbatrice localisée cohérente (/), et d'un bruit incohérent B (f). Soit dp,i la distance entre la source p et le capteur i de l'antenne, c la vitesse de propagation. Le signal X (t ? observé sur le capteur (300i), s'exprime par la relation :

(8) où B, ( ) est le bruit incohérent mesuré sur le capteur i.

Le traitement d'antenne réalisé étant linéaire, la sortie Ym s'exprime comme une combinaison linéaire des signaux observés sur les différents capteurs : (9) Soit retard T/, celui-ci, appliqué sur le capteur i, assure le pointage de l'antenne dans la direction désirée Ainsi ej2#jti représente le terme de remise en phase du signal utile pour le capteur (300i). Celui-ci est inclus dans la pondération ai(f) qui est liée à b (, fl par la relation : (10) (10) On définit aussi un vecteur caractérisant (pour la source utile ou de bruit considérée) I'affaiblissement des amplitudes des signaux sur les éléments de l'antenne. Ce vecteur est normalisé par rapport à l'affaiblissement subi par le signal capté par le capteur le plus proche de la source donné par 1'expression : (11) Le gain du signal utile et le gain du signal perturbateur cohérent sont respectivement :

On introduit maintenant le facteur de directivité Fd (fl qui est calculé en faisant varier la position de la source perturbatrice de manière à obtenir une moyenne du gain du signal perturbateur pour toutes les directions zip et 0 représentent respectivement les angles d'azimut et d'élévation de l'espace): Toutes les grandeurs définies ci-dessus peuvent être réécrites sous forme vectorielle et matricielle : b(f)=(b1(f) ... bN(f)) <BR> <BR> <BR> (15)<BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> αi(f) = (α1.1 α1.N) (16) Ainsi, le facteur de directivité Fd (f) s'écrit :

Fd = b(f)A(f)BH(f)/############# (18) avec (19) (20) où la notation""désigne l'opération de transposition-conjugaison.

Le problème connu inhérent aux antennes super-directives est leur manque de robustesse. En effet, elles peuvent assurer un facteur de directivité important mais au détriment d'une amplification inacceptable du bruit incohérent, dont 1'expression est donnée par : (21) La méthode proposée dans la demande de brevet EP-A-903960 consiste à rechercher le traitement linéaire qui maximise le facteur de directivité Fd (0 sous les contraintessuivantes : 1. une contrainte linéaire qui interdit toute distorsion du signal utile, qui se traduit mathématiquement par : G, (f)# = #bH(f)α1f)# =1 (22)

2. une contrainte non-linéaire qui fixe la valeur minimale de la réduction de bruit incohérent imposée par l'utilisateur qui se traduit mathématiquement par : amin (23) 3. des contraintes linéaires supplémentaires, si elle sont souhaitées par l'utilisateur, comme des atténuations fortes dans des directions données, une largeur de lobe principal fixée, etc. Celles-ci sont exprimées mathématiquement par : C (f) b (f) =u (f) (24) où C est la matrice des contraintes et u (0 le vecteur des contraintes.

Chaque colonne de C (f) contient un vecteur correspondant à une direction de l'espace <BR> <BR> <BR> et la colonne correspondante de u (0 contient le conjugué de la fonction de transfert imposée pour cette direction.

D'autre part, la maximisation du facteur de directivité Fd (f) est obtenue en minimisant le dénominateur de l'équation (18). Ainsi la formulation mathématique du problème est la suivante : (bof) D (/) bH (f)) (25) <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> sous #bH(f)α1 (f)# = 1 et b( (f) H f)< 1 et<BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> Gamin(f) CH(f)b(f) = uH(f) La solution de ce problème peut être obtenue par un algorithme itératif ou la méthode des multiplicateurs de Lagrange. On obtient ainsi les filtres optimaux bj (f) au sens de ce problème, et par conséquent, les filtres de voie a, (I) tels qu'illustrés dans la Fig. 3 en utilisant l'équation (10) Dans [Marro 98], 1'expression de W (t f) qui donne les meilleurs résultats est donnée par :

(26) où la notation"*"désigne l'opération de conjugaison. Rappelons aussi que y C) =Re ouy=. !.

L'expression de W(t,f) utilisée dans la présente invention tient compte de l'affaiblissement subit par le signal utile. Elle est obtenue en considérant que la fonction de transfert W(t,f) doit être égale à l'unité lorsque seul le signal utile est actif.

L'expression proposée est la suivante : ou encore si l'on utilise la sortie d'antenne Y (t, f) pour estimer la densité spectrale : Il est clair que la densité spectrale (dans l'équation (27)) et la densité interspectrale (dans les équations (27) et (27')) peuvent être estimées à partir d'un sous-ensemble réduit (de cardinal M<N) de capteurs. Les sommations portent alors sur ce sous-ensemble.

Alternativement, la structure de post-filtre décrite dans la demande de brevet FR9902662 déposée le 26.2.99 par la demanderesse pourrait être utilisée.

L'estimation de présence de signal utile est faite à partir d'une analyse statistique des valeurs fréquentielles de la fonction de transfert W (t,.

Le principe de l'analyse repose sur l'utilisation de deux types de grandeurs statistiques : la valeur moyenne (exprimée par un taux d'occupation au dessus d'un certain seuil) et la variance des valeurs fréquentielles de la fonction de transfert W(t,f) En effet, la valeur moyenne s'approche de la valeur 1 en présence de signal utile et la

variance augmente en présence de bruit. Ces deux informations complémentaires peuvent avantageusement être combinées afin d'éviter les fausses détections, en particulier sur le bruit.

Le détail d'un mode de réalisation du module d'analyse statistique est représenté à la Fig. 5.

La fonction transfert W (tJ) est présentée à l'entrée du module (530). La procédure relative au calcul du taux d'occupation du post-filtre sera d'abord décrite.

On extrait de W (t.. 0 par des moyens d'extraction (531) un ensemble de fréquences F,,,, fixé par l'utilisateur. Le signal ainsi obtenu subit ensuite une transformation non- linéaire dans le module (532) pour donner une information plus pertinente. Une transformation logarithmique (en décibels) sera avantageusement utilisée : 0 @@(t, Focp) = 20 Log(#W(t, Focp)#) (28) Parmi 1'ensemble des fréquences Focp ainsi retenues dans on détermine dans le module (533) le taux de fréquences #ocp(t) pour lesquelles WT(t,Focp) dépasse un seuil SOC : () taille du spectre dans Focp tel que WT(t,Focp) > SOC taille du spectre de Focp (29) Concernant la chaîne de traitement relative au critère de variance du post-filtre, on extrait dans le module (534) les valeurs W(t,f) à un ensemble de fréquences F,,,.

On réalise dans le module (535) une transformation non-linéaire. Nous noterons WT(t,Fvar) ces valeurs transformées. La variance de ces valeurs est ensuite calculée dans le bloc (536).

Le détail d'un mode de réalisation du détecteur de présence de signal utile est illustré également en Fig. 5.

Le détecteur reçoit comme résultats d'analyse statistique (STAT (t) 1 le taux d'occupation #ocp(t) et la variance VAR (t).

La valeur est comparée par rapport à un seuil d'occupation STOC dans un comparateur (541) wui délivre une information binaire OP_OA(t) de présomption

de présence de signal utile (OP OA (t) = OP si rOcp (t) >STOC) ou de présomption d'absence de signal utile (OP OA (t) = OA si (TC).

De même la variance de WT(t,Fvar), VAR(t), est ensuite comparée par rapport à un seuil de variance STAR dans un comparateur (542) qui délivre une information binaire VP VA (t) de présomption de présence de signal utile (VP VA (t) = VP si VAR (t) <SVAR) ou de présomption d'absence de signal utile (VP VA (t) = VA si VAR (t) 2SVAR).

Les deux informations binaires de"présomption de présence/absence de signal utile"OP OA et VP-VA sont ensuite injectées dans une fonction logique"ET" (543) qui délivre le signal binaire P A de présence (P) ou d'absence (A) de signal utile.

La façon dont est calculée ici la détection de signal utile n'est pas limitative. En effet, les informations de taux d'occupation et de variances pourraient être utilisées seules. De plus, d'autres transformations non-linéaires que le passage en dB (ou pas de transformations du tout) peuvent être utilisées.

Le bloc estimant la présence de signal utile pourrait également fournir une information de probabilité de présence (au lieu de l'information binaire) à partir de la même analyse statistique.

La Fig. 4 représente un mode de réalisation de l'invention lorsqu'un post- filtrage est effectué. La structure du système de réception est d'abord décrite. Les notations utilisées sont identiques à celles de la Fig. 3. La fonction de transfert du post-filtre est fournie par le bloc de calcul de filtre optimal (420). Le système de réception de la Fig. 4 comporte en outre un commutateur (460) commutant le signal de sortie d'antenne Y (t ; f) vers un atténuateur (462) à gain fixe donné G. WA ou vers le post-filtre (463) de fonction de transfert W (t. Le signal résultant de l'une ou l'autre voie, ZI(t,f), est appliqué à un amplificateur à gain variable (464) de gain G (t). La valeur du gain G est calculé par un bloc de calcul et de lissage de gain (470) à partir de l'indicateur de présence de signal utile. Le signal de commutation en sortie d'antenne, SP SA (t), commandant le commutateur, résulte de la comparaison de la valeur de gain avec un seuil de commutation ST au sein d'un comparateur (461).

Alors que dans les systèmes de réception avec post-filtrage de l'état de la technique, le post-filtre est appliqué en permanence au signal de sortie d'antenne, ce qui a pour conséquence comme on l'a vu, non seulement de ne pas complètement supprimer le signal nuisible mais également de le distordre, le mode de réalisation de la Fig. 4 utilise l'indication de présence ou d'absence de signal utile pour

respectivement appliquer le post-filtre ou une atténuation constante. Ce contrôle du signal en sortie d'antenne présente un double avantage par rapport à l'état de la technique : il permet non seulement de choisir le niveau de l'atténuation, mais aussi d'éviter la distorsion de la perturbation résiduelle. Pour assurer la continuité lors de la commutation de la sortie d'antenne Y (t, » du post-filtre vers le gain d'atténuation, un lissage temporel de gain est prévu. Le contrôle de gain est effectué de la manière suivante : en présence de signal utile, le gain G (t) est proche de 1, celui-ci est appliqué en sortie d'antenne en cascade avec le post-filtre W (t,f) Lorsque le système détecte l'absence du signal utile, le gain G (t) décroît continûment, lorsqu'il atteint un seuil donné ST, la sortie d'antenne est commutée vers un gain fixe donné GSA en cascade avec G (t). A la détection de présence de signal utile, le gain G (t) croît continûment jusqu'au seuil ST. Le franchissement du seuil déclenche la commutation de la sortie d'antenne dans l'autre état.

Plus précisément, lorsque la valeur de G (t) franchit dans le sens croissant le seuil ST (choisi entre les valeurs S", ;" et Sma, x) le signal de comparaison SP SA (t) oriente le signal de sortie d'antenne Y (t, f) vers le post-filtre (463). Lorsque la valeur de G (t) franchit dans le sens décroissant le seuil ST. le signal de comparaison SP SA (t) oriente le signal de sortie d'antenne Y (t 0 vers l'atténuateur de gain constant (462).

Le calcul de la fonction de transfert W (tfi est identique à celui exposé dans la description de la Fig. 3.

De la même façon, les filtres de voie peuvent être réalisés selon la méthode d'optimisation divulguée dans EP-A-903960 et déjà exposée plus haut.

Avantageusement, cependant, les filtres de voie (410,) seront réalisés de manière à ce que leur fonctionnement conjointement avec le post-filtre W (t. fl soit optimal. II est proposé ci-après deux méthodes d'optimisation des filtres de voie tenant compte du post-filtre en sortie.

Les deux méthodes ont pour but de minimiser la perturbation du signal utile lorsqu'une antenne est mise en cascade avec un post-filtre. En effet, une optimisation indépendante des deux modules donne des performances bien inférieures.

Soit As65) la fonction définie par :

avec les mêmes notations que celles utilisées pour la description de la Fig. 3.

L'expression (30) peut s'écrire sous forme matricielle : Pour l'antenne, les performances optimales sont obtenues en maximisant le facteur de directivité Fd (f) et pour le post-filtre en minimisant A, s(f).

Première méthode : On recherche le traitement linéaire qui maximise le facteur de directivité Fd (f) et qui minimise conjointement As (0 sous les mêmes contraintes que celles fixées par les expressions (22), (23), (24).

Ainsi la formulation mathématique de l'optimisation est la suivante : Min(b(f)((1-#(f))D(f) + #(f)#)bH(f)) (32) <BR> <BR> <BR> <BR> sous les contraintes<BR> 1<BR> <BR> <BR> bH(f)α1(f)# = 1 et b(f)bH(f) < et CH(f)b(f) = uH(f)<BR> <BR> <BR> Gamin (f) Le premier terme de (32) correspond à la maximisation du facteur de directivité <BR> <BR> (terme figurant au dénominateur de Fd (l)) et le second à la minimisation de A,, (I). la<BR> <BR> <BR> pondération scalaire p (>f) permettant d'accorder des importances relatives à D (f) et El selon le type d'application.

De la même manière qu'indiqué dans la description de la Fig. 3, la solution de ce problème peut être obtenue par un algorithme itératif ou par la méthode des multiplicateurs de Lagrange.

En fait, imposer une valeur minimale Gamin (f) à la réduction des bruits incohérents conduit implicitement à minimiser A, (f). 11 est proposé dans une seconde méthode, de remplacer la contrainte non-linéaire sur le facteur de réduction des bruits incohérents par une contrainte linéaire sur le facteur de directivité. Cette seconde méthode est intéressante car elle permet la maîtrise du gabarit du facteur de directivité en fonction de la fréquence.

Seconde méthode : On recherche le traitement linéaire qui minimise As (f) sous les mêmes contraintes que celles fixées par les expressions (22) et (24), la contrainte fixée par 1'expression (23) étant remplacée par une contrainte linéaire qui fixe la valeur minimale du facteur de directivité imposée par l'utilisateur, soit Fdmin(f), ce qui se traduit mathématiquement par 1'expression suivante : b(f)D(f)bH(f)< 1/Fdmin(f) (33) Ainsi la formulation mathématique de l'optimisation est la suivante : Min(b(f)#bH(f)) (34) <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> sous lbH )α1 (f)# = 1 et b(f) D (. f)bH(f) < 1/@@@ @@@ et<BR> <BR> <BR> <BR> (f CH (f)b(f) = uH(f) De la même manière que pour la première méthode, la solution de ce problème peut être obtenue par un algorithme itératif ou par la méthode des multiplicateurs de Lagrange I1 convient maintenant de décrire le bloc de calcul et de lissage de gain de la Fig 4. Le schéma de fonctionnement de ce bloc est illustré à la Fig. 6.

Nous noterons P l'état de présence et A l'état d'absence du signal utile. Nous supposerons que 1'estimateur de présence de signal utile fournit une indication binaire P A (t).

La fonction du bloc de calcul et de lissage de gain (670) est de faire décroître continûment le gain G (t) vers S,, i, lors du passage de l'état P à l'état A et de faire croître le gain G (t) vers la valeur 6 lors du passage en sens inverse.

L'indication binaire P A (t) varie au cours du temps et commande la commutation entre deux valeurs de gain Smin et Smax grâce au commutateur (671).

Lorsque le signal utile est présent, la valeur maximale 6 (comme nous l'avons dit précédemment, cette valeur est généralement fixée à 1) est injectée à l'entrée commune des deux filtres passe-bas (672) et (673). Lorsque le signal utile est absent, c'est la valeur maximale Spin qui alimente l'entrée commune. Pour assurer la croissance continue puis le maintien de G (t) à la valeur Smax lors des transitions de l'état A à l'état P, le signal d'entrée est filtré par un filtre passe-bas (672) de constante de temps Tp. Le choix de cette constante de temps conditionne le temps de montée du signal G (t). De la même manière, pour faire décroître continûment puis maintenir de G (t) à la valeur Smin lors des transitions de l'état P à l'état A, le signal d'entrée est filtré par un filtre passe-bas de constante de temps rx, qui conditionne le temps de descente de G (t). Les sorties des deux filtres passe-bas sont reliées aux entrées d'un commutateur (674) qui sélectionne la sortie du filtre passe-bas de constante de temps TA Si le signal utile est absent et la sortie du filtre passe-bas de constante de temps zp si le signal utile est présent. La sortie du commutateur (674) fournit le signal de gain lissé G (t).

Nous décrirons maintenant un mode de réalisation de l'invention illustrée à la Fig. 7 utilisant une pluralité de jeux de filtres de voie et permettant d'estimer la direction d'arrivée d'un signal utile.

Le système de réception de la Fig. 7 ne contient pas comme précédemment un seul jeu de filtres de voies associé à un pointage de l'antenne dans une seule direction, mais plusieurs jeux de filtres de voie (710i, k) (k--1,,., K) permettant le pointage dans K directions différentes. La grandeur k est l'indice de la direction de pointage. Les signaux d'entrée de l'antenne Xi (t,f), prélevés sur les capteurs (700 ;) sont filtrés par les jeux de filtres de voie associés (710s, k). Ceux-ci délivrent pour chaque voie, K signaux Si la source utile est localisée par le système dans la direction d'indice m le

commutateur de lobe sélectionne les signaux de voie La sortie d'antenne Y (t,f)] est obtenue par la sommation de ces derniers.

Les différents jeux de filtres de voie (710i, k) de fonctions de transfert ai,k(f) (k = 1,.., K) peuvent être réalisés selon une technique d'antenne super-directive comme déjà exposée dans la description de la Fig. 3.

Pour chaque direction k, un module de calcul (720k) (non représenté) du bloc (720) estime la fonction de transfert Wk (t d'un post-filtre. Ce module reçoit, de manière analogue à la Fig. 3, soit les signaux Xj (t prélevés directement au niveau des capteurs, soit le jeu de signaux Vi,k(t,f)) (k = 1,..,K) après filtrage de voie par le jeu de filtres (710i, k). Ces deux modes de réalisation sont représentés sur la Fig. 7.

II est important de noter que le système de la Fig. 7 ne comporte pas de post- filtres, seules les fonctions de transfert Wk (tS de ces derniers sont calculées Le contenu fréquentiel de chaque post-filtre est soumis à une analyse statistique afin d'estimer la présence et la direction d'arrivée du signal utile. Les fonctions de transfert peuvent être calculées Wk (t,-fl selon une expression analogue à 1'expression (26) : (35) où les bi,k(f) correspondent aux filtres ai,k(f) débarassés des termes de retard e, li, k 6tant le retard appliqué au capteur (700,), et correspondant au pointage associé à l'indice de direction k. Les filtres bi, k (fl sont donc liés aux filtres a (/) par la relation : ai,k(f) = bi,k (f)ej2#f#i.k (36) Pour tenir compte de l'affaiblissement subi par le signal utile, il est avantageux d'utiliser une expression analogue à l'expression (27) :

(37) Où al, ;, k- est le l'affaiblissement en amplitude de la source utile sur le capteur (700/)"associé à l'indice de direction k.

Les valeurs fréquentielles des fonctions de transfert Wk (, tfi, sont transmises à un module d'analyse statistique (730) (ou plus précisément à K modules élémentaires (730k) fonctionnant en parallèle, non représentés). Ce dernier fournit des résultats d'analyse statistique STATk (t) à un module de détection de lobe actif (780). Comme nous le verrons plus loin STATk (t) peut être l'ensemble des K taux d'occupation des K fonctions de transfert Wk (tn ou l'ensemble des K variances de ces mêmes fonctions de transfert ou encore l'union de ces deux ensembles. Le détecteur de lobe actif (780) fournit un signal L (t) pouvant prendre K valeurs distinctes, chacune correspondant à une direction de réception Le commutateur de lobe (790) reçoit le signal L (t) donnant une direction d'arrivée m et sélectionne le jeu de signaux de voies correspondant.

Le détail du module de détection du module d'analyse statistique (730) ainsi que du module de détection de lobe actif (780) est illustrée à la Fig. 9.

Le module d'analyse statistique (930) est constitué en fait de K modules élémentaires (930k) identiques à celui référencé (530) en Fig. 5. Pour des raisons de simplification, seule la variante de réalisation fondée sur le critère du taux d'occupation a été ici illustrée. Il va de soi cependant que ces modules élémentaires (930k) peuvent utiliser alternativement ou conjointement le critère de la variance.

Les valeurs fréquentielles Wk (t"@ des K fonctions de transfert sont appliquées aux modules élémentaires. Ces modules extraient (grâce aux blocs (931k)) les valeurs Wk(t,Focp) à des fréquences Focp fixées par l'utilisateur. Les valeurs extraites subissent ensuite une transformation non-linéaire dans (932k), par exemple une transformation logarithmique (en décibels, selon 1'expression (28)).

Parmi l'ensemble des valeurs extraites transformées WTk (tFocp) on détermine dans (933k) le taux de fréquences #ocp,k(t) pour lesquelles WT,k(t,Focp) dépasse un seuil SOC (selon 1'expression (29)).

L'ensemble de ces valeurs de taux d'occupation ainsi que, le cas échéant, les valeurs de variance sont transmises comme résultats d'analyse statistique STATk (k=l.. K) au détecteur de lobe actif (980). Les valeurs Tocpk (t) sont comparées par un comparateur (981) et le signal L (t) résultant prend la valeur d'indice de la direction m correspondant au taux d'occupation maximal : L (t) = m tel que #ocp,m(t) = max(#ocp,k(t)) (k = 1,..., K) (38) Comme déjà indiqué plus haut, le critère du minimum de variance aurait pu être utilisé ou encore une combinaison du critère du maximum du taux d'occupation et du minimum de variance (deux comparateurs (981) auraient été alors nécessaires).

Lorsque le critère du minimum de variance est retenu, le signal L (t) prend la valeur d'indice de la direction m correspondant à la valeur de variance minimale : L(t) = m tel que VARm(t) = min(VARk(t)) (k = 1,...,K) (38') Dans le mode de réalisation représenté, le détecteur de lobe actif selectionne, grâce un premier commutateur (982) commandé par le signal L (t), le taux d'occupation rOCp,, n (t). De même un second commutateur (983) commandé par le même signal sélectionne la fonction de transfert W) ?, (tf) correspondant à la direction de pointage m. Le taux d'occupation et/ou la variance VARm(t) sont transmis au détecteur de signal utile en tant que résultats d'analyse statistique STATr" (t).

II faut noter que les deux commutateurs (982) et (98 3) sont optionnels. Ils ne seront pas présents dans le cas où seule la direction d'arrivée est déterminée (Fig. 7).

En revanche, ils seront nécessaires si la présence/absence de signal utile doit être détectée (Fig. 8).

La Fig. 8 illustre un mode de réalisation de l'invention utilisant une pluralité de jeux de filtres de voie comme dans la Fig. 7 ainsi qu'un détecteur de signal utile et un post-filtrage comme dans la Fig. 4.

Le détecteur de signal utile (840) a une structure identique à celle du bloc (540) de la Fig. 5 et sa structure ne sera donc pas à nouveau décrite. La valeur maximale du taux d'occupation remplace le taux Si ce taux d'occupation est supérieur à un seuil STOC, un signal utile est estimé présent. De même en cas d'utilisation du critère de variance, si la variance minimale TAR,,, (t) est inférieur à un

seuil prédéterminé SPAR, un signal utile est estimé présent. Si les deux critères sont utilisés conjointement, les résultats précédents sont combinés afin de produire le signalP A (t).

Le détecteur de lobe actif (880) a la structure du module (980) déjà décrite avec la Fig. 9, les deux commutateurs (982) et (983) étant effectivement présents Outre la direction d'arrivée m du signal utile, le détecteur de lobe actif (880) fournit ici également au post-filtre (863) les valeurs fréquentielles de la fonction de transfert Wm (t0 et au détecteur de signal utile (840) les résultats STATm (t). Le reste de fonctionnement du système est identique à celui décrit en Fig. 4.

Les différents jeux de filtres de voie (810 ;, k) (k = 1,.., K) peuvent être avantageusement réalisés selon l'une des deux méthodes d'optimisation conjointe exposées dans la description de la Fig. 4, améliorant ainsi significativement les performances en terme de robustesse de localisation.

Nous allons décrire ci-après, à l'aide des Figs. 10 à 12, une application d'un système de réception selon l'invention à la prise de son pour des contextes de communication interactive (téléconférence, ordinateurs individuels communicants, etc.). Cette application met en oeuvre le système de base sans détermination de direction d'arrivée de signal utile, c'est à dire dans le contexte de la prise de son, sans localisation de locuteur.

Par souci de simplification, nous ne redéfinirons pas les grandeurs définies précédemment (seuils, états de commutation, etc.).

Nous considérons en Fig. 10 que les signaux d'entrée, xj (n) (i = 1,.., N), et en sortie, Z2 (n) sont à temps discret (les convertisseurs analogique/numérique et numérique/analogique ne sont pas représentés). La grandeur n représente l'indice temporel en temps discret.

Notons qu'une réalisation est également possible en temps continu (i. e. signaux et traitements analogiques).

Le traitement est réalisé par transformée de Fourier à court terme (ou fenêtre temporelle glissante). Les signaux microphoniques s'écrivent à l'analyse : (39) A la synthèse, le signal est obtenu par :

A l'analyse, le passage dans le domaine fréquentiel est réalisé transformée de Fourier discrète (TFD). A la synthèse, le retour dans le domaine temporel est obtenu par transformée de Fourier discrète inverse (TED0.

Pour l'analyse et la synthèse, la TFD et la TFDI sont avantageusement mis en oeuvre par transformée de Fourier rapide (ou FFT pour Fast Fourier Transform) et transformée de Fourier inverse rapide (ou IFFT pour Inverse Fast Fourier Transform).

L'utilisation de la transformée en ondelettes est également envisageable.

Les notations utilisées sont les suivantes : h, (n) : fenêtre d'analyse de longueur M v M : longueur de la fenêtre d'analyse (en échantillons).

# hs (n) : fenêtre de synthèse de longueur M (non représentée sur le schéma car la fenêtre choisie est rectangulaire).

# R: pas de décalage des fenêtres (en échantillons). p indice de trame.

L'axe des fréquences étant discrétisé de façon uniforme, on note la keme composante : #q = 2#q/M q = 0,...,M-1 (41) et WM = ej2#/M = ej#1 Le signal en sortie d'antenne Y(p,#q)est obtenu par le sommateur (1050) effectuant la somme des signaux d'entrée préalablement filtrés par les filtres de voie (1010i) :

Dans cet exemple typique, les fonctions de transfert a ; (q) des filtres de voie (1010i) peuvent être obtenus par les méthodes classiques déjà connues ou par l'une des deux méthodes d'optimisation conjointe proposées précédemment.

Le post-traitement en sortie d'antenne a été représenté symboliquement par le module (1060) en figure 10. Ce module est détaillé en figure 11. On y retrouve outre le module d'analyse statistique (1130) et le détecteur de signal utile (1140), le commutateur (1160) en sortie d'antenne, l'atténuateur à gain fixe (1162), le post- filtre (1163), l'amplificateur à gain variable (1164), le module de calcul et de lissage de gain (1170) ainsi que le comparateur (1161) comparant la valeur de gain à un seuil de commutation ST.

Le post-filtrage de Y (p,) dépend de l'état du signal binaire SP SA (p). Si SP SA (p) = 1 (état SP), le signal post-filtre est donné par : <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> Z2(p,#q)=Y(p,#q)W(p,#q)G(p)<BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> (44) Dans l'autre cas (SP SA (p) = 0, état SA), il s'écrit : Z2(p,#q)=Y(p,#q)GSAG(p) (45) Enfin, le signal de sortie est obtenu par retour dans le domaine temporel conformément à l'équation (40).

Module de calcul de la fonction de transfert W (p,#q) du post-filtre Ce calcul est effectué selon 1'expression (26) en prenant y (.) = Re (.) : (46)

Les autres expressions de post-filtre de l'état de la technique peuvent être utilisées On peut aussi utiliser pour W(p,#q) l'expression (27) à la place de 1'expression(', 1-6).

Pour limiter 1'effet des erreurs d'estimation, W (p, coq) est ensuite écrêté dans l'intervalle [-1 ; 1] (pour éviter des amplifications non souhaitées).

Il est possible d'appliquer au post-filtre des transformations linéaires ou non- linéaires. Par exemple, on peut vouloir privilégier certaines valeur proche de 1 du post-filtre et réduire plus fortement les valeurs proches de 0 (application d'une pondérationnon-linéaire).

Les estimées #vivi (p,#q) et de 4) vi(p,#q) doivent répondre à un compromis entre une estimation à long-terme, donnant une variance faible, et une mise à jour rapide du post-filtre W (p, q), qui assure une poursuite des variations temporelles des signaux mis en jeu dans la présente application. Nous utilisons pour cela un périodogramme moyenne résultant d'un lissage exponentiel qui assure ce compromis et qui se calcule simplement à l'aide des équations récursives suivantes : #vivi(p,#q) = α#vivi (p-1,#q) + Vi(p,#q)Vi*(p,#q (47) #vivj(p,#q) = α#vivj (p-1,#q) + Vi(p,#q)Vj*(p,#q) (48) a est un nombre proche de 1 qui est reliée à la constante de temps-1 du lissage exponentiel par : a=e-R-rFe (49) où Fe est la fréquence d'échantillonnage. Notons que la somme des pondérations des deux termes du second membre des équations des estimés ci-dessus n'est pas égale à l'unité. Ceci s'explique par 1'expression du post-filtre sous forme de rapport qui permet de s'affranchir de la pondération usuelle de l'un des deux termes par (1-a).

Cette méthode d'estimation par oubli exponentiel (aussi connu sous le vocable d'estimation récursive) ne doit pas être limitative. D'autres estimateurs peuvent être utilisés (estimateur à décision dirigée, à suivi de crête, etc.).

Module d'analyse statistique : Le module d'analyse statistique est représenté en Fig. 12.

On extrait de W (p, z7) grâce au module (1231) un ensemble de fréquences discrètes F,,,,,. Le signal W (p, cp) ainsi obtenu est alors transformé en décibels (dB) par le module (1232) : <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> WdB(p,Focp) = 20Log(#W(p, Focp)#)<BR> <BR> <BR> <BR> <BR> (50) Parmi l'ensemble des fréquences Focp, le taux de fréquences Tocp (p) pour lesquelles WdB (pxFocp) dépasse un seuil SOC est calculé par le module (1233) : nombre de fréquences dans Focp telles que WdB(p, Focp) > SOC taille de Focp (51) D'autre part, on extrait en parallèle, grâce au module (1234) un ensemble de fréquences discrètes Fvar à partir de W (p, ! 9) et on les transforme en décibels (dB) dans (1235) : <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> WdB(p, Fvar) = 20 Log(#W(p, Fvar)#)<BR> <BR> <BR> <BR> <BR> (52) On calcule alors la variance de Dz (par) soit VAR (p) grâce à (1236).

Détecteur de signal utile : Le détecteur de signal utile est également représenté en Fig. 12. II reçoit les résultats statistiques rOCp (p) et VAR (p).

La valeur z-,,, (p) est comparé, grâce au comparateur (1241), à un seuil d'occupation fixe STOC qui délivre une information binaire Or_OA (p)

OP_OA (p) = 1 si #ocp(p)>STOC (53) OP OA (p) = 0 si r. (p) sSTOC (54) D'autre part, la valeur VAR (p) est comparée, grâce au comparateur (1242) à un seuil de variance fixé SVAR. Le résultat de cette comparaison délivre l'information binaire VP VA (p) : VP VA (p) = 1 si VAR (t) <SVAR (55) VP VA (p) = 0 si VAR(t)#SVAR (56) Les deux informations binaires OP OA (p) et VP VA (p) sont enfin présentées à une porte logique"ET" (1243) qui délivre le signal binaire de détection de signal utile P A (p) (respectivement 1 et 0 pour la présence et l'absence de signal utile) : P A (p) = OP OA (p)"ET"VP VA (p) (57) Calcul et lissage du gain G (p) Rappelons que la fonction de lissage du gain G (p) proposée consiste à faire décroître continûment vers une valeur fixée Smin le gain G (p) au passage de l'état P (P A (p) = 1) à l'état A (P A (p) = 0) du signal de détection de signal utile P A (p).

Dans le cas inverse, le gain G (p) doit croître continûment vers une valeur Smax que l'on fixe ici à 1 (transparence du gain en présence du signal utile).

Dans cet exemple typique, la mise en oeuvre utilise le traitement par bloc de signaux échantillonnés. Nous proposons donc de calculer et de lisser le gain G (p) tel que décrit sur la Fig. 6 à partir d'un filtrage récursif conditionné par l'état de PA (p) : G (p) = ßPG(p-1)+(1-ßP)Smax si P_A (p) =1 (58)

G (p) AG(p-1)+(1-ßA)Smin si P_A (p)=0 (59) Les grandeurs ßP et ßA, sont reliées aux constantes de temps #P et #A par les relations : <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> @R/(# Fe)<BR> <BR> <BR> <BR> ßP = 3@@(@@@@) (60)<BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> @R/(#.Fe)<BR> <BR> <BR> ßA = e/(@@@ (61) Commutation de sortie d'antenne SP SA (p) La commutation de sortie d'antenne SP_SA (p) pour appliquer à Y (p, #q) un filtrage selon les expressions (44) ou (45) est déterminée à partir du gain lissé G (p) par comparaison à un seuil fixé ST : SP_SA(p) = 1 si G (p) >ST (62) SP SA (p) = 0 si Ge ST (63) Références Bibliographiques

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