Demgemäss ist eine Schaltungsanordnung zum entlasteten Schal- ten vorgesehen, -mit einem zwischen einem ersten und einem zweiten Versor- gungspotential angeordneten Lade-Kondensator, -mit einem steuerbaren Leistungsschalter, -mit einer Diode, die antiparallel zur Laststrecke des Leistungsschalters geschaltet ist, -mit einem eine Induktivität und einen Kondensator aufwei- senden Schwingkreis.

Eine gattungsgemäße Schaltungsanordnung ist in der EP 0 681 759 Bl beschrieben. Solche Schaltungen können beispielsweise als Schaltnetzteil, Wechselrichter, Halb-oder Vollbrücken- schaltung oder dergleichen ausgebildet sein. Wesentlicher Be- standteil dieser Schaltungen ist jeweils ein als Leistungs- schalter ausgebildetes Halbleiterbauelement zum Schalten der Lasten.

Im Zuge der zunehmenden Miniaturisierung von Schaltungen für die Leistungselektronik und der damit einhergehenden Zunahme der Leistungsdichte müssen insbesondere die Leistungsschalter bei immer höheren Schaltfrequenzen betrieben werden, um da- durch eine weitere Verringerung in der Dimensionierung passi- ver Bauelemente zu realisieren. Wesentlich für den Markter- folg solcher Schaltungskonzepte ist eine möglichst geringe Leistungsaufnahme der Leistungsschalter. Bei Leistungsschal- tern, die idealerweise gar keine Leistung aufnehmen sollten,

spricht man im Falle einer Leistungsaufnahme daher auch von einer Verlustleistung.

Grundsätzlich lassen sich zwei unterschiedliche Verlustleis- tungstypen bei Halbleiterschaltern unterscheiden : Zum Einen die Verlustleistung wahrend der"Ein-Phase", bei der der Leistungsschalter eingeschaltet bzw. niederohmig gesteuert ist. Diese Verluste resultieren aus der durch einen Strom- fluss im Kanalbereich des Halbleiterschalters abfallenden Spannung und Driftzonenverluste. Zum Anderen gibt es auch Schaltverluste, die durch den wechselseitigen Ein-und Aus- schaltvorgang des Leistungsschalters entstehen. Diese Schalt- verluste entstehen dadurch, dass während des Schaltvorgangs gleichzeitig eine hohe Stromdichte und eine hohe Spannung am Halbleiterschalter anliegen. Jedoch fallen diese nur während zeitlich sehr kurzer Intervalle an, nämlich nur beim Ein- schalten während des Ansteigens des Stromes und beim Aus- schalten während des Abklingens des Stromes auf Null. Mit steigender Schaltfrequenz gewinnen jedoch die schaltbedingten Verluste zunehmend an Bedeutung für die Gesamtverlustleis- tungsbilanz.

Aus dem letztgenannten Grund geht die Entwicklung heute hin zu Schaltungskonzepten, die solche Schaltverluste durch ge- eignete Wahl der Schaltbedingungen herabsetzten. Ein solches Konzept ist das sogenannte spannungslose Schalten, das in der einschlägigen Fachliteratur auch als"Zero Voltage Switching" (ZVS) bekannt ist. Die entsprechenden Schaltungen werden auch als resonante Schaltungen oder als Schaltungen zum spannungs- losen bzw. spannungsentlasteten Schalten bezeichnet. Bei sol- chen Schaltungsanordnungen wird der Halbleiterschalter zu ei- nem Zeitpunkt eingeschaltet, in dem am Schalter keine oder nur eine geringe Spannung anliegt. In diesem Fall muss der Halbleiterschalter idealerweise gar keinen Kommutierungsstrom von anderen Schaltungsteilen übernehmen, wodurch hier Ein- schaltverluste vernachlässigt werden können. Beim Ausschalt- vorgang wird in solchen Konzepten Sorge getragen, dass der

Spannungsanstieg am Bauelement so verzögert wird, dass zu keinem Zeitpunkt gleichzeitig die maximale Stromdichte und die maximale Spannung am Leistungsschalter anliegen.

Die eingangs genannte EP 0 681 759 B1 zeigt eine solche Schaltungsanordnung zum spannungsentlasteten Schalten. Der dort beschriebene Halbleiterschalter ist als feldeffektge- steuerter Leistungstransistor-beispielsweise als MOSFET oder als JFET-ausgebildet. Der Vorteil solcher Leistungs- schalter besteht darin, dass sie als unipolare Bauelemente nahezu keine Überschwemmungsladung aufweisen, die verlustbe- haftet ausgeräumt werden müssen. Die Schaltverluste von feld- effektgesteuerten Leistungstransistoren sind daher sehr ge- ring. Der große Nachteil solcher Halbleiterbauelemente ist jedoch deren hoher Spannungsabfall im Durchlassbetrieb und die damit einhergehende sehr hohe Verlustleistung während der "Ein-Phase", die sehr viel höher ist als bei bipolar ausge- bildeten Halbleiterschaltern. Diese Verlustleistung kommt insbesondere bei den für solche Schaltungen erforderlichen hohen Sperrspannungen-die typischerweise größer als 800 V sind-zum Tragen. Behoben werden könnte dieses Problem da- durch, dass eine größere Chipfläche für den Halbleiterschal- ter zur Verfügung gestellt wird. Dies kommt jedoch in den meisten Fällen schon allein aus wirtschaftlichen Gründen nicht in Betracht.

Daher sind die genannten unipolaren, durch Feldeffekt steuer- baren Leistungstransistoren für Schaltungsanwendungen, die für sehr hohe Sperrspannungen ausgelegt sein müssen, nur be- dingt oder gar nicht geeignet.

Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der vorliegenden Erfindung daher die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanord- nung zum spannungsentlasteten Schalten anzugeben, dessen Leistungsschalter für Hochspannungsanwendungen hinsichtlich der Schaltbedingungen optimiert ist. Ferner soll die Schal- tungsanordnung und somit der Leistungsschalter insbesondere

auch bei erhöhten Temperaturen stabil, dass heißt mit mög- lichst unveränderter Verlustleistung, betrieben werden kön- nen.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch eine Schaltungsan- ordnung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 sowie zwei Verfahren mit den Merkmalen der Patentansprüche 18 und 19 ge- löst.

Demgemäss ist eine gattungsgemäße Schaltungsanordnung zum entlasteten Schalten vorgesehen, die dadurch gekennzeichnet ist, dass der Leistungsschalter in einem Halbleiterkörper an- geordnet ist, -mit mindestens einer Innenzone des ersten Leitungstyps, -mit mindestens einer an die Innenzone eingebetteten und an eine erste Oberfläche des Halbleiterkörpers angrenzenden Basiszone des zweiten Leitungstyps, -mit mindestens einer in jede Basiszone angeordnete Emit- terzone des ersten Leitungstyps, -mit mindestens einer an die Innenzone angrenzenden Feldstoppzone des ersten Leitungstyps, die eine höhere Do- tierungskonzentration als die Innenzone aufweist, und -mit mindestens einer an die Feldstoppzone angrenzenden Kollektorzone des zweiten Leitungstyps.

Der erfindungsgemäße Leistungsschalter für eine spannungsent- lastete Schaltungsanordnung zeichnet sich durch eine vertika- le Optimierung dessen Halbleiterstruktur aus. Die Sperrfähig- keit des Leistungsschalter wird durch zwei unterschiedlich dotierte Schichten gewährleistet, das heißt einer niedrig do- tierten Innenzone und einer im Vergleich dazu sehr hoch do- tierten, jedoch dünnen Feldstoppzone desselben Leitungstyps.

Im eingeschalteten Zustand werden sowohl die Innenzone als auch die Feldstoppzone durch ein Elektron-Loch-Plasma über- schwemmt. Durch geeignete Wahl des Dotierungsniveaus der In- nenzone kann erreicht werden, dass die Überschwemmungsladung schon bei niedrigen Spannungen ausgeräumt wird. Dies führt

dazu, dass der Tailstrom des Leistungsschalters bei einer durch das Bauelement vorgegebenen Spannung nahezu auf Null reduziert wird.

Vorteilhafterweise weist der Leistungsschalter (nahezu) keine Mittel zur Absenkung der ambipolaren Ladungsträger-Lebensdau- er (engl. : life-time-killing) auf. Unter ambipolarer Ladungs- träger-Lebensdauer ist zu verstehen, dass die Rekombination ausschließlich zwischen Löchern und Elektronen, also nicht unter Mitwirkung von Störstellen, stattfindet. Zu diesem Zweck ist die Innenzone und die Feldstoppzone derart ausge- staltet, dass dort die ambipolare Ladungsträgerlebensdauer der eines ungestörten Halbleiterkörpers entspricht. Ein unge- störter Halbleiterkörper liegt vor, wenn der Halbleiterkörper noch nicht behandelt wurde und somit (nahezu) keine Rekombi- nationszentren im Halbleiterkörper vorhanden sind.

Vorteilhafterweise beträgt die ambipolare Ladungsträgerle- bensdauer zumindest 5 ysec. Typischerweise beträgt sie etwa 70 jusec, da das Halbleiterbauelement dann eine verbesserte Leitfähigkeit besitzt. Bekannte Leistungsschalter für die ge- nannten Anwendungen weisen eine sehr viel kürzere ambipolare Ladungsträgerlebensdauer von etwa 200-300 nsec auf. Dies hat bei solchen Leistungsschalter den Nachteil, dass die Plasma- konzentration als Funktion der Temperatur stark variiert.

Halbleiterbauelemente nach dem Stand der Technik, insbesonde- re sogenannte Punch-Trough-IGBTs (PT-IGBTs), benötigen zur Reduktion der Schaltverluste eine starke Absenkung der ambi- polaren Trägerlebensdauer. Die Absenkung wird bei steigender Temperatur infolge der Reduktion des Einfangsquerschnitts we- sentlich weniger effektiv. Daraus resultiert ein Anstieg der Plasmakonzentration als Funktion der Temperatur und beim Ab- schalten, aufgrund der wesentlich größeres auszuräumenden La- dungsmenge, damit ein Anstieg der Abschaltverluste.

Die Schichtdicke der Feldstoppzone ist erfindungsgemäß klei- ner oder gleich 30 ym. Besonders vorteilhaft ist es wenn die Schichtdicke der Feldstoppzone 10-20 Am beträgt. Die Schichtdicke der Kollektorzone ist typischerweise kleiner oder gleich 5 Am, vorteilhafterweise kleiner oder gleich 1 Am. Bei bekannten Leistungsschaltern dient diese Schicht un- ter anderem der Stabilität des Halbleiterkörpers und weist von daher eine Schichtdicke im Bereich von größer als 200 Am auf. Bei der vorliegenden Erfindung dient die Kollektorzone nicht der Stabilität des Halbleiterkörpers und kann entspre- chend dünn ausgebildet sein.

Besonders vorteilhaft ist es, wenn als Leistungsschalter ein sogenannter Feldstopp-IGBT verwendet wird, da er die Vorteile von PT-und NPT-IGBTs miteinander vereinigt. Durch den Ver- zicht auf Lebensdauereinstellung ist bei einer Erhöhung der Temperatur keine kritische Temperatur zu beobachten, ab der die Überschwemmungsladung und damit die Schaltverluste stark zunehmen und ab der das Bauelement thermisch instabil wird, was im Extremfall zur Zerstörung des Halbleiterschalters füh- ren könnte. Durch den Verzicht auf Lebensdauereinstellung wird der Temperaturkoeffizient der Durchlassspannung positiv, d. h. bei Parallelschaltung von mehreren gleichartigen Leis- tungsschaltern, wie dies beispielsweise bei Brückenschaltun- gen der Fall ist, nimmt der jeweils wärmste Leistungsschalter vorteilhafterweise den geringsten Strom auf. Die Erfindung ist jedoch auch sehr vorteilhaft anwendbar bei einem als Punch-Through-IGBT ausgebildeten Leistungsschalter, wenn gleich sie bei Feldstopp-IGBT effektiver und vorteilhafter ist.

Ein besonderer Vorteil der vorliegenden Schaltungsanordnung liegt darin, dass sie im Temperaturbereich von-40°C bis 150°C nahezu keine Temperaturabhängigkeit der schaltbedingten Leistungsverluste aufweist. Die Verluste steigen hier ledig- lich um ca. 50-80% zwischen den tiefen (-40°C) und den hohen (150°C) Temperaturen.

In einer ersten vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wirkt der Schwingkreis im ausgeschalteten Zustand wie ein (nahezu) idealer, d. h. verlustfreier Parallelschwingkreis.

Die Induktivität LR und der Kondensator CK sind hier parallel zueinander angeordnet, während die Laststrecke des Leistungs- schalters und der Schwingkreis in Reihe geschaltet sind und zwischen dem ersten und zweiten Versorgungspotential angeord- net sind. Die Elemente des Parallelschwingkreises LR, CK er- füllen folgende allgemein bekannten Gleichung: 1/2 CK UCK,max2 = 1/2 LR ILR,max2 wobei UcK, max die am sogenannten Kommutierkondensator CK abfal- lende maximale Spannung und ILR, max der durch die sogenannte Resonanzinduktivität LR fließende maximale Strom ist. Im Be- trieb der Schaltungsanordnung wird die in der Resonanzinduk- tivität LR gespeicherte Energie bei maximalem Spulenstrom ILR, maxsukzessive an den Kommutierkondensator CK abgegeben, bis der maximale Spulenstrom auf Null abgefallen ist und am Kommutierkondensator CK die maximale Spannung UcK, max anliegt.

Anschließend wird der Kommutierkondensator CK in umgekehrter Richtung, d. h. in Richtung der Resonanzinduktivität LR, die ihrerseits die Energie speichert, wieder entladen.

In einer typischen Ausgestaltung des Parallelschwingkreises weist der Kondensator eine sehr viel geringere Kapazität auf als der Lastkondensator.

In einer zweiten vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist der Schwingkreis als (nahezu) idealer Reihenschwingkreis ausgebildet. Die Induktivität und der Kondensator, der paral- lel zur Laststrecke des Leistungsschalters geschaltet ist, sind hier in Reihe zueinander und zwischen dem ersten und zweiten Versorgungspotential angeordnet.

Die Erfindung findet besonders vorteilhaft Anwendung bei sol- chen Schaltungsanordnungen, die als Schaltnetzteil, als ge- taktete Stromversorgung, als Spannungsregler, als Lampenan- steuerungsschalter oder dergleichen ausgebildet sind.

Der Schwingkreis weist typischerweise zwei Betriebsphasen auf : -In der ersten Betriebsphase wird der Leistungsschalter ge- rade eingeschaltet und befindet sich anschließend im ein- geschalteten Zustand. Zu Beginn dieser Phase leitet der Leistungsschalter noch nicht, wobei auch der Diodenstrom Null ist. Über ein Ansteuersignal kann nun der Leistungs- schalter in den eingeschalteten Zustand gesteuert werden.

Während der zweiten Betriebsphase ist der Leistungsschal- ter ausgeschaltet und der Schwingkreis schwingt frei. Die Frequenz des Schwingkreises ist hier typischerweise durch die Elemente des Schwingkreises vorgegeben.

Vorteilhafterweise ist der Einschaltzeitpunkt des Leistungs- schalters und damit der Beginn der ersten Betriebsphase frei wählbar. Besonders vorteilhaft ist es ferner, wenn die Pulsweite der Schaltungsanordnung über die Dauer der ers- ten Betriebsphase einstellbar ist. Beispielsweise kann durch den Zeitpunkt, bei dem der Leistungsschalter ausgeschaltet wird, die Pulsweite mehr oder weniger moduliert werden. Vor- teilhafterweise wird der Ausschaltzeitpunkt und damit die Pulsweite durch die Ansteuerschaltung vorgegeben und kann dort programmiert sein.

Besonders vorteilhaft ist es, wenn das Kollektorpotential bzw. die über dem Leistungsschalter abfallende Spannung wäh- rend der ersten Phase nahezu Null ist-also der Durchlass- spannung des Leistungsschalters entspricht-und während der zweiten Phase annähern sinusförmig ausgebildet ist. In diesem Fall sind die Dämpfung und somit auch die Verluste des Schwingkreises besonders gering.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen sowie der Beschreibung un- ter Bezugnahme auf die Zeichnung entnehmbar.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der Zeichnung angegebenen Ausführungsbeispiele näher erläutert.

Es zeigt dabei : Figur 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsge- mäßen Schaltungsanordnung, die als Lampenansteuer- schaltung mit Dämpfungselement ausgebildet ist ; Figur 2 ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsge- mäßen Schaltungsanordnung, die als Schaltnetzteil mit induktiver Kopplung ausgebildet ist ; Figur 3 der zeitliche Verlauf verschiedener Ströme und Spannungen bei einer erfindungsgemäßen Schaltungs- anordnung entsprechend der Figuren 1 und 2 ; Figur 4 ein drittes Ausführungsbeispiel einer erfindungsge- mäßen Schaltungsanordnung ; Figur 5 in einem Teilschnitt den Aufbau eines optimierten Leistungsschalters, der hier als Feldstopp-IGBT ausgebildet ist ; Figur 6 in einem Diagramm die Temperaturabhängigkeit der Schaltverluste bei einem Feldstopp-IGBT (a) und bei einem PT-IGBT (b) ; Figur 7 in einem Diagramm die Abhängigkeit des Strom-und Spannungsverlaufs beim Ausschalten eines Leistungs- schalters am Beispiel eines Feldstopp-IGBTs (a) und eines NPT-IGBTs (b) unter spannungsentlasteten Be- dingungen.

In allen Figuren der Zeichnung sind gleiche bzw. funktions- gleiche Elemente-sofern nichts anderes angegeben ist-mit gleichen Bezugszeichen versehen worden.

Figur 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfin- dungsgemäßen Schaltungsanordnung. Die Schaltungsanordnung in Figur 1 zeigt eine Lampenansteuerung mit Dämpfelement, wobei das Dämpfelement als Parallelschwingkreis ausgebildet ist.

Die Schaltung weist einen Eingang E auf, an dem eine Ein- gangsspannung UE, beispielsweise eine Netzspannung, anliegt.

Die Eingangsspannung UE wird einer Gleichrichterschaltung GS zugeführt, die an Ihrem Ausgang zwei gleichgerichtete Versor- gungspotentiale V1, V2 und damit eine Zwischenkreisspannung UzK = V2-V1 bereitstellt. Zwischen diesen Versorgungspotenti- alen V1, V2 ist ein im vorliegenden Ausführungsbeispiel als Elektrolytkondensator ausgebildeter Ladekondensator C ge- schaltet, der den Zwischenkreis der Schaltungsanordnung bil- det.

Parallel zum Elektrolytkondensator C und ebenfalls zwischen den Potentialen V1, V2 ist ein steuerbarer Leistungsschalter S angeordnet. Erfindungsgemäß ist der steuerbare Leistungs- schalter als IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) ausge- bildet. Der Aufbau und die Funktionsweise des IGBTs wird nachfolgend noch ausführlich anhand von Figur 6 beschrieben.

Parallel zur Laststrecke des Leistungsschalters S, d. h. zwi- schen dessen Kollektor-Emitter-Anschluss, ist eine Freilauf- diode D vorgesehen. Der IGBT wird von einer Ansteuerschaltung AS, die ebenfalls zwischen den Potentialen V1, V2 geschaltet ist, angesteuert. Zwischen der Ansteuerschaltung AS und dem Anschluss für das Potential V1 ist typischerweise ein sogenannter Start-up-Widerstand RsTAR-up angeordnet. Der Start- Up-Widerstand RSTART-UP versorgt die Ansteuerschaltung AS, die im ausgeschalteten Zustand bzw. im Power-down-Modus keine Energie aufnimmt, beim Einschalten sofort mit der er- forderlichen elektrischen Energie. Alternativ wäre hier auch denkbar, die Ansteuerschaltung AS mit einer Stromquelle,

Ansteuerschaltung AS mit einer Stromquelle, beispielsweise einem MOS-Transistor, zu koppeln oder über einen Niedervolt- abgriff zwischen Schalter S und Induktivität LR mit Energie zu versorgen.

In Reihe zur Laststrecke des Leistungsschalters S ist ein idealer, d. h. möglichst verlustfreier Schwingkreis LR, CK ge- schaltet. Der Schwingkreis LR, CK besteht aus der Parallel- schaltung einer Induktivität LR und einem Kondensator CK und dient dem Zweck, bei einem Ausschalten der Schaltungsanord- nung die in der Schwingkreisinduktivität LR gespeicherte Energie sukzessive an den Schwingkreiskondensator CK ab- zugeben, wodurch die gespeicherte Energie verbraucht wird.

Eine reale Schaltungsanordnung weist darüber hinaus typi- scherweise eine parasitäre Streuinduktivität Ls auf, die zwi- schen der Laststrecke des Leistungsschalters S und dem Schwingkreis LR, CK angeordnet ist und die es möglichst- beispielsweise durch kurze Verbindungsleitungen-zu vermei- den gilt.

Am Ausgang der Schaltungsanordnung, das heißt parallel zum Schwingkreis LR, CK, ist ein Verbraucher 2L vorgesehen. Der Verbraucher ZL besteht im vorliegenden Ausführungsbeispiel aus einem in Reihe geschalteten Lastkondensator CL und einem Lastwiderstand RL. Der Lastwiderstand RL sowie der Lastkon- densator CL symbolisieren die Verluste eines Verbrauchers, beispielsweise einer Lampe. Typischerweise ist die Kapazität des Lastkondensators CL sehr viel größer als die des Schwing- kreiskondensators CK, was bei der nachfolgend beschriebenen Dimensionierung des Schwingkreiskondensators CK berücksich- tigt werden muss.

Figur 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfin- dungsgemäßen Schaltungsanordnung, die hier als Schaltnetzteil mit induktiver Kopplung ausgebildet ist. Die Schaltungsanord- nung in Figur 2 ist gegenüber der in Figur 1 in vereinfachter

Form dargestellt worden, das heißt auf die Darstellung der parasitären Streuinduktivität Ls, des Verbrauchers ZL sowie des Start-up-Widerstandes RsTART-UP wurde hier verzichtet. Die Induktivität LR des Parallelschwingkreises bildet hier gleichsam die primärseitige Induktivität eines Transformators TR. Der Transformator TR weist darüber hinaus eine sekundär- seitige Induktivität Ll sowie eine dazu in Reihe geschaltete Diode Dl auf. Parallel zu der Reihenschaltung aus Diode Dl und Induktivität Ll und somit parallel zum Ausgang A der Schaltungsanordnung, an der die Ausgangsspannung UA abgreif- bar ist, ist ein Pufferkondensator Cl vorgesehen.

Anhand von Figur 3 wird nachfolgend auf die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen entsprechend der Figuren 1 und 2 näher eingegangen. Dabei wird auf die prinzi- pielle Arbeitsweise einer Lampenansteuerschaltung bzw. eines Schaltnetzteiles verzichtet, da dies als für den Fachmann allgemein bekannt vorausgesetzt wird. Es wird lediglich auf das Zusammenwirken der Ströme und Spannungen des Parallel- schwingkreises sowie des Leistungsschalters S und diesem pa- rallel geschalteter Diode D eingegangen.

In Figur 3 (a) ist der zeitliche Spannungsverlauf der über der Induktivität LR abfallenden Spannung UCK (durchgezogene Linie) und der über dem Schalter S abfallenden Spannung Uc (strich- lierte Linie) dargestellt. In Figur 3 (b) ist der zeitliche Verlauf der Ströme dargestellt, wobei hier die durchgezogene Kurve den Strom ILR durch die Induktivität LR, die strichlier- te Kurve den Strom Ic am Kollektor des Leistungsschalters S und die punktierte Linie den Diodenstrom ID durch die Diode D bezeichnet.

Die Strom-und Spannungsverläufe lassen sich grob in zwei un- terschiedliche Phasen I, II unterteilen, wobei mit I die Ein- schaltphase des Leistungsschalters S bezeichnet ist, bei der dieser gerade eingeschaltet wird und anschließend im durchge- schalteten Zustand befindlich ist. Mit II ist die Phase be-

zeichnet, bei der der Leistungsschalter S ausgeschaltet ist und somit der Schwingkreis frei schwingen kann.

In Phase I steigt der Induktivitätsstrom ILR linear stetig an. Die Spulenspannung UCK ist hier auf einem hohen Niveau (UCK, O), während die am Leistungsschalter S abfallende Span- nung Uc nahezu Null ist. Wird zu einem Zeitpunkt tl der Leis- tungsschalter S abgeschaltet, dann steigt die am Leistungs- schalter abfallende Spannung Uc langsam an, während gleicher- maßen die Spulenspannung UCK abfällt. Mit dem Abschaltvorgang bricht der Kollektorstrom Ic durch den Leistungsschalter S auf Null zusammen, während der Spulenstrom ILR noch eine Zeit lang, jedoch zunehmend flacher verlaufend ansteigt. Dieses sogenannte Überschwingen des Spulenstromes ILR wird durch die Parallelschaltung der Induktivität LR und des Kondensators CK verursacht. Beim Abschalten entlädt sich zunächst der Konden- sator CK über die Induktivität LR, was einen Spulenstrom ILR und somit ein Überschwingen bewirkt. Realerweise verringert sich der Kollektorstrom Ic nicht sofort auf Null, sondern verläuft sanft gegen Null. Man spricht hier von einem Tailstrom, der durch einen durch Ausräumvorgänge verursachten Stromfluss nach dem Abschalten des Leistungsschalters S ver- ursacht wird.

Zum Zeitpunkt t2 wird die Spulenspannung UCK negativ und ver- läuft idealerweise in einer negativen Halbwelle einer nähe- rungsweisen Sinuskurve, die zum Zeitpunkt t3 wieder positiv wird. Zwischen den Zeitpunkten t2 und t3 sinkt der Spulen- strom ILR ab und wird sogar negativ. In dem gleichen Zeitab- schnitt steigt die am Leistungsschalter S abfallende Spannung Uc an, wobei der Spannungsverlauf idealerweise dem einer po- sitiven Sinushalbwelle gleicht. In der Realität wird jedoch die Sinuskurve mit einer Exponentialfunktion überlagert, da der Verbraucher typischerweise eine nicht vernachlässigbare Dämpfung aufweist. Insbesondere Verbraucher, die als Lampen, insbesondere Gasentladungslampen ausgebildet sind, weisen ei-

ne sehr hohe Dämpfung auf, wodurch die sinusartige Kurve stark verzerrt wird.

Ab dem Zeitpunkt t4 kann die Gatekapazität des Leistungs- schalters S langsam umgeladen werden. Zum Zeitpunkt t4 er- reicht die Spulenspannung die anliegende Zwischenkreisspan- nung. Die Spannung über dem Schalter ist Null. Das freie Schwingen des Schwingkreises wird zu diesem Zeitpunkt t4 be- endet, da die Diode bereits bei einer kleinen Spannung lei- tend wird und den Spulenstrom übernimmt. Der Spulenstrom ILR steigt nun wieder linear an. Der Diodenstrom ID, der bislang Null war, steigt zum Zeitpunkt t4 betragsmäßig abrupt an und wird stark negativ. Der Diodenstrom ID übernimmt ab dem Zeit- punkt t4 zunächst den gesamten Spulenstrom ILR. Der Spulen- strom ILR und der Reversstrom ID durch die Diode D sind zu diesem Zeitpunkt noch negativ, da der Leistungsschalter S noch nicht durchgeschaltet ist. Zum Zeitpunkt t5 wechselt der Spulenstrom sein Vorzeichen und der Leistungsschalter S ist bereits eingeschaltet. Der Diodenstrom ID wird gleichzeitig zu Null und der Kollektorstrom Ic durch den Leistungsschalter S übernimmt den gesamten Spulenstrom ILR und steigt stetig linear bis zu dem Zeitpunkt, bei dem der Leistungsschalter S wieder abgeschaltet wird.

Die Einschaltphase I unterteilt sich somit in einen ersten Schaltbereich Ia, während der die Diode D leitet, und einen zweiten Schaltbereich IIa, bei der der Leistungsschalter S leitet. Der tatsächliche Einschaltzeitpunkt des Leistungs- schalters S ist dabei innerhalb des Zeitintervalles t5-t4 frei wählbar. Wesentlich ist, dass zum Einschaltzeitpunkt so- wie die Spannung am Leistungsschalter S Null betragen sollte. Der Einschaltzeitpunkt ist somit im Zeitintervall t5-t4 nahe- zu frei wählbar. Um jedoch den Leistungsschalter S definiert einschalten zu können, sollte der Diodenstrom ID also mög- lichst klein sein, d. h. idealerweise ist der Einschaltzeit- punkt t5 gleich t4. Jedoch sollte das Intervall t5-t4 glei-

chermaßen ausreichend groß sein, um ein definiertes Einschal- ten des Leistungsschalter S jederzeit zu gewährleisten.

Der Ausschaltzeitpunkt tl bestimmt die Größe des Reversstro- mes ID der Diode D und hängt stark von der Dimensionierung des Verbrauchers ab. Während des freien Schwingens des Schwingkreises, das heißt während dem Zeitintervall t4-tl, ist die Frequenz durch den Schwingkreis selbst vorgegeben.

Die Pulsweite der Schaltungsanordnung ist über die Einschalt- und Ausschaltzeitpunkte t4, tl einstellbar.

Die Differenz zwischen dem maximalen und minimalen Strom ILR ist ein Maß für die vom Verbraucher verbrauchte Energie.

Figur 4 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel einer erfin- dungsgemäßen Schaltungsanordnung, die als Ansteuerschaltung für einen Fernsehverbraucher ausgebildet ist. In Abwandlung zu den Ausführungsbeispielen entsprechend den Figuren 1 und 2 ist hier der Schwingkreis als Reihenschwingkreis ausgebildet.

Der Kondensator CK ist hier parallel zur Diode D und der Laststrecke des Leistungsschalters S angeordnet. Diese Paral- lelschaltung ist in Reihe zu der Induktivität LR angeordnet.

Die Strom-Spannungs-Verläufe einer Schaltungsanordnung ent- sprechend Figur 4 entsprechen im wesentlichen dem in Figur 3 dargestellten Verläufen. Die Spannung UCK fällt hier an der Induktivität LR ab. Einziger Unterschied ergibt sich dadurch, dass es nach dem Abschalten des Leistungsschalters S zu kei- nem Überschwingen des Spulenstromes ILR kommt, da der Konden- sator CK sich nicht mehr über die Induktivität LR entladen kann. Der Spulenstrom ILR nimmt also sofort, d. h. bereits vom Zeitpunkt tl an sukzsessive ab. Allerdings muss natürlich zu- nächst der Kondensator C auf die Spannung UCK, o aufgeladen werden.

Nachfolgend wird der Aufbau eines erfindungsgemäßen, als IGBT ausgebildeten Leistungsschalters S entsprechend der Figuren 1, 2 und 4 anhand des Teilschnittes in Figur 5 näher be- schrieben.

Der in Figur 5 dargestellte IGBT-Leistungsschalter S ist in einem Halbleiterkörper 1-beispielsweise aus Silizium-an- geordnet. Der Halbleiterkörper 1 weist eine n-dotierte Innen- zone 2 auf. An der ersten Oberfläche 3 ist eine p+-dotierte Basiszone 4 in die Innenzone 2 eingebettet. In jede Basiszone 4 ist wiederum mindestens eine n+-dotierte Emitterzone 5 der- art eingebettet, dass die Basiszonen 4 an verschiedenen Stel- len 6,7 an die Oberfläche 3 des Halbleiterkörpers 1 treten und in den übrigen Bereichen von den Emitterzonen 5 bedeckt sind. Diese an die Oberfläche 3 tretenden Stellen 6,7 sind zum einem die Kanalzonen 6 sowie die mit jeweils einer Emit- terelektrode 8 verbundenen Kontaktbereiche 7. Ferner ist eine Gate-Elektrode 9 zur Steuerung der Kanalzone 6 vorgesehen, die über ein Oxid 10a gegen die Emitter-Elektrode 8 und die über ein Dielektrikum 10b gegen den Halbleiterkörper 1 im Be- reich der Kanalzone 6 beabstandet bzw. isoliert ist. Die Ga- te-Elektrode 9 ist derart über dem Halbleiterkörper 1 ange- ordnet, dass zumindest der an die Oberfläche 3 der Basiszone 4 tretende Bereich der Kanalzone 6 von der Gate-Elektrode 9 bedeckt wird.

An der Rückseite des Halbleiterkörpers 1 ist zwischen einer zweiten Oberfläche 11 und der Innenzone 2 zunächst eine groß- flächig an die Innenzone 2 angrenzende, n-dotierte Feld- stoppzone 12 und eine an die Feldstoppzone 12 angrenzende p+- dotierte Kollektorzone 13 vorgesehen. Die Kollektorzone 13 ist an der zweiten Oberfläche 11 großflächig mit einer Kol- lektorelektrode 14 kontaktiert.

In Figur 5 ist somit ein als Feldstopp-IGBT ausgebildetes vertikales Halbleiterbauelement dargestellt, bei dem die Ga- te-Elektrode 9 mit einem Gate-Anschluss G und die Emitter-

Elektrode 8 mit einem Emitter-Anschluss E'an der (Schei- ben) Vorderseite 3 des Halbleiterkörpers 1 angeordnet sind und an der (Scheiben) Rückseite 11 die Kollektor-Elektrode 14 mit dem Kollektoranschluss K verbunden ist. Die durch die Kanal- zone 6 fließenden Ladungsträger fließen zunächst durch die Innenzone 2 in die Feldstoppzone 12 und Kollektorzone 13 und werden dort von der Kollektorelektrode 14 abgesaugt. Die Kol- lektorzone 13 dient der Injektion von Minorität-Ladungsträ- gern in die Innenzone 2 und damit der Erhöhung der Leitfähig- keit im Durchlassbetrieb des Halbleiterbauelementes.

Die Gate-Elektrode 9 ist typischerweise aus hochdotiertem Po- lysilizium, ließe sich jedoch auch durch eine gängige Metal- lisierung oder durch ein Silizid realisieren. Die Source- Elektrode 8 und Drain-Elektrode 14 ist als gängige Metalli- sierung, beispielsweise Aluminium, Kupfer, Gold, etc. ausge- bildet. Das Dielektrikum 10b zwischen Gate-Elektrode 9 und Halbleiterkörper 1 sowie das Oxid 10a enthalten typischerwei- se Siliziumdioxid (Si02), können jedoch selbstverständlich auch durch ein anderes Material, wie beispielsweise Silizium- nitrid (Si3N4), oder aus einer Mischung der genannten Materi- alien ausgebildet sein.

Für das Ausführungsbeispiel der Figur 5 lassen sich selbst- verständlich durch Austauschen aller Leitfähigkeitstypen n gegen p sowie durch Variation der Dotierungskonzentrationen weitere Ausführungsbeispiele bereitstellen. Ferner zeigt Fi- gur 5 einen als D-MOS ausgebildeten IGBT, jedoch wäre dieses Halbleiterbauelement auch durch einen V-förmigen einen Trench-IGBT oder dergleichen ersetzbar.

Ein Feldstopp-IGBT entsprechend Figur 5 zeichnet sich gegen- über anderen IGBT-Varianten, wie beispielsweise einem PT-IGBT (Punch-Through-IBGT), dadurch aus, dass die Kollektorzone 13 sowie die Feldstoppzone 12 sehr dünn ausgebildet ist ; typi- scherweise weisen diese Zonen 12,13 eine Schichtdicke dl, d2 zwischen 100 nm und 30 Am auf. Im Gegensatz dazu ist die

Feldstoppzone 12 und Kollektorzone 13 bei einem PT-IGBT deut- lich größer als 30 pm. Wesentlich bei der Dimensionierung der Feldstoppzone 12 und Kollektorzone 13 ist in diesem Zusammen- hang, das sie eine sehr hohe Dotierungskonzentration aufwei- sen müssen. Insbesondere sollte die Feldstoppzone 12 eine um einige Größenordnungen höhere Dotierungskonzentration als die Innenzone 2 aufweisen.

Der besondere Vorteil des in Figur 5 gezeigten Feldstopp- IGBTs gegenüber einem herkömmlichen PT-IGBT ist dessen gerin- gerer Emitter-Wirkungsgrad, für den Fall, dass die Kollektor- zone 13 die beschriebene Dicke d2 < 5pm aufweist. In diesem Fall ist eine geringe bzw. gar keine Lebensdauerabsenkung er- forderlich, wodurch vorteilhafterweise die Feldstoppzone 12 ebenfalls sehr dünn (dl < 5ym) ausgebildet sein kann. Da die- se Lebensdauereinstellung, wie bereits eingangs erwähnt, eine starke Temperaturabhängigkeit aufweist, wird durch die Be- reitstellung eines Feldstopp-IGBTs vorteilhafterweise eine geringe bzw. gar keine Temperaturabhängigkeit der Verlust- leistung erreicht. Ein Feldstopp-IGBT eignet sich daher be- sonders gut für die in den Figuren 1, 2 und 4 gezeigten span- nungsentlasteten Schaltungen, da sie bei einer sehr hohen Sperrspannung mit sehr geringer Verlustleistung betreibbar sind und die Verlustleistung darüber hinaus auch nahezu keine Temperaturabhängigkeit zeigt.

Der Aufbau eines in Figur 5 dargestellten Feldstopp-IGBTs ist beispielsweise in der DE 197 31 495 C2 beschrieben. Bezüglich weiterer Einzelheiten, Merkmale, deren Vorteile und Wirkungs- weise eines Feldstopp-IGBTs wird ausdrücklich auf das deut- sche Patent DE 197 31 495 C2 verwiesen und vollinhaltlich Be- zug genommen ("Incorporated by Reference").

Für eine Schaltungsanordnung zum entlasteten, d. h. spannungs- losen Schalten entsprechend den Figuren 1, 2 und 4 könnten neben den beschriebenen Feldstopp-IGBTs selbstverständlich auch PT-IGBTs eingesetzt werden. PT-IBGTs eignen sich insbe-

sondere deshalb für spannungsentlastete Schaltungen, da sie auch bei sehr hohen Spannungen eine deutlich geringere Ver- lustleistungen aufweisen als die eingangs genannten MOSFETs.

Das Problem bei PT-IBGTs ist jedoch deren hohe Emitter- Effizienz und der damit verbundenen Plasma-Überschwemmung in der Innenzone. Zur Verringerung der Ladungsträgerüberschwem- mung ist eine Reduzierung der Ladungsträgerlebensdauer erfor- derlich. Diese Verringerung der Ladungsträgerlebensdauer wird durch geeignete Dimensionierung der Feldstoppzone, insbeson- dere durch deren Dotierungskonzentration sowie Schichtdicke, eingestellt. Allerdings ist die Reduzierung der Ladungsträ- gerlebensdauer in der Feldstoppzone stark temperaturabhängig, wodurch die schaltbedingte Verlustleistung bei PT-IGBTs bei zunehmender Temperatur stark ansteigt.

Als Leistungsschalter S wäre schließlich auch ein sogenannter NPT-IGBT (Non-Punch-Through-IGBT) denkbar. Der Aufbau eines NPT-IGBTs sowie eines PT-IGBTs ist ausführlich in Jens Peer Stengl, Jenö Tihanyi,"Leistungs-MOS-FET-Praxis", Pflaum Ver- lag, München, 1992, beschrieben. Ein solcher NPT-IGBT ver- zichtet gänzlich auf Lebensdauereinstellungen und hat demzu- folge eine sehr geringe Temperaturabhängigkeit der schaltbe- dingten Verlustleistung. Die Überschwemmungsladung wird hier wie beim FS-IGBT durch die zwischen Emitter und Kollektor an- liegende Spannung ausgeräumt. Ein NPT-IGBT eignet sich daher nur bedingt für spannungsentlastete Schaltbedingungen.

Durch die bei einem PT-IGBT und FS-IGBT abweichende vertikale Struktur mit einer dickeren Innenzone und dem vollständigen Verzicht auf eine Feldstoppzone 12 ergibt sich eine Feldver- teilung im Schalter derart, dass erst bei Spannungen, die im Bereich der Durchbruchsspannung liegen, die Überschwemmungs- ladung ausgeräumt wird. Bei PT-und FS-IGBTs ist der größte Anteil der Plasmaladung ausgeräumt, sobald durch die anlie- gende Spannung des elektrischen Feldes die Feldstoppzone 11 durchbricht. Dies ist typischerweise bei Spannungen unterhalb der Durchbruchsspannung der Fall. Bei PT-und FS-IGBT er-

reicht das elektrische Feld aufgrund der n-dotierten Schicht vor der Rückseite bereits bei niedrigen Kollektor-Emitter- Spannungen die Feldstoppzone. Das Plasma wird somit bereits bei niedriger Spannung ausgeräumt sodass es bei hohen Span- nungen zu keinem Stromfluss kommt. Derartige Halbleiterbau- elemente zeichnen sich durch besonders niedrige Verluste beim spannungsentlasteten Schalten aus.

Bei NPT-IGBTs hingegen erreicht das elektrische Feld selbst bei einer spezifizierten Durchbruchspannung nicht den Emit- terbereich an der Rückseite des Halbleiterkörpers, so dass es auch bei hohen Spannungen zu einem Tailstrom kommt. Die Ver- luste beim spannungsentlasteten Schalten sind daher gegenüber den vorstehend beschriebenen Halbleiterbauelementen deutlich höher.

Figur 6 zeigt in einem Diagramm die Temperaturabhängigkeit der Schaltverluste bei einem Feldstopp-IGBT (a) und einem PT- IGBT (b). Das Diagramm in Figur 6 (a) zeigt, dass die Ein- schaltverlustleistung EoN und die Ausschaltverlustleistung EOFFim Temperaturbereich TJ = 20°-140°C um jeweils etwa 50% ansteigen. Im Gegensatz dazu steigt die schaltungsbedingte Verlustleistung bei einem PT-IGBT gemäß dem Diagramm in Figur 6 (b), bei dem die Messwerte in logarithmischer Form aufgetra- gen sind, um etwa das Dreifache im Temperaturbereich zwischen 20°-140° C.

Figur 7 zeigt in einem Diagramm die Abhängigkeit des Strom- und Spannungsverlaufs beim Ausschalten eines Leistungsschal- ters am Beispiel eines Feldstopp-IGBTs (a) und eines NPT- IGBTs (b) unter entlasteten Bedingungen. Bei dem Feldstopp- IGBT und bei dem NPT-IGBT steigt zum Zeitpunkt tlO beim Aus- schalten die Kollektor-Emitterspannung Uc linear an. Glei- chermaßen sinkt der Kollektorstrom Ic ab, bis er zum Zeit- punkt t20 nahezu auf Null abgesunken ist. Anschließend steigt der Kollektorstrom Ic auf Grund von Kondensatorentladungen (Tailstrom) wieder leicht an, um schließlich wieder gegen

Null zu gehen. Im Falle eines Feldstopp-IGBTs erreicht der Kollektorstrom Ic bereits sehr schnell, dass heißt zum Zeit- punkt t30, diesen stromlosen Zustand. Der Tailstrom ist hier sehr kurz und endet typisch bei etwa 200 V. Im Gegensatz dazu weist der Kollektorstrom Ic des NPT-IGBTs (Figur 7 (b)) zum Zeitpunkt t30 noch einen deutlich höheren-etwa 10-20- fach höheren-Stromwert auf, was einer deutlich höheren Ver- lustleistung entspricht. Der Tailstrom dauert hier sehr lange und reicht bis zur maximalen Spannung.

Der PT-IGBT weist zwar einen Strom-und Spannungsverlauf ähn- lich wie der Feldstopp-IGBT auf, jedoch ist dieser stark tem- peraturabhängig.

Grundsätzlich kann also festgestellt werden, dass PT-IGBTs aufgrund der Tatsache, dass deren schaltbedingten Verlust- leistungen sehr viel stärker von der Temperatur abhängen als bei Feldstopp-IGBTs, sich besonders für solche Anwendungen eignen, bei denen die Halbleiterbauelemente zwar einer hohen Spannung, jedoch nur geringen Temperaturschwankungen ausge- setzt sind. Im Gegensatz dazu sind Feldstopp-IGBTs, die sämt- liche Vorteile der PT-IGBTs und NPT-IGBTs aufweisen und dar- über hinaus nahezu keine Temperaturabhängigkeit der schaltbe- dingten Verlustleistung zeigen, somit die optimale Lösung für den erfindungsgemäßen Einsatz als Leistungsschalter bei einer Schaltungsanordnung gemäß den Figuren 1, 2 und 4.

Die Erfindung eignet sich insbesondere für solche Schaltun- gen, bei denen ein spannungsfreies Schalten vorteilhaft ist, wie zum Beispiel Schaltnetzteile, Halb-oder Vollbrücken- schaltungen, Gleich-oder Wechselrichterschaltungen, Span- nungsregler, Stromversorgung, Lampenansteuerschaltungen und dergleichen.

Zusammenfassend kann festgestellt werden, dass durch den wie beschrieben aufgebauten und betriebenen Feldstopp-bzw. PT- IGBT ein für die Zwecke des spannungsentlasteten Schaltens

optimiertes Halbleiterbauelement bereitgestellt wird, ohne dass gleichzeitig die Nachteile von als MOSFETs ausgebildeten Halbleiterbauelementen nach dem Stand der Technik in Kauf ge- nommen werden müssen. Insbesondere bei Ausgestaltung des Leistungsschalters als Feldstopp-IGBT eignet sich der Leis- tungsschalter vor allem auch für den Betrieb bei hohen Tempe- raturen, da hier keine nennenswerte Temperaturabhängigkeit der schaltbedingten Verlustleistung zu verzeichnen ist.

Die vorliegende Erfindung wurde anhand der vorstehenden Be- schreibung so dargelegt, um das Prinzip der Erfindung und dessen praktische Anwendung bestmöglich zu erklären. Selbst- verständlich lässt sich die vorliegende Erfindung im Rahmen des fachmännischen Handels und Wissens in geeigneter Weise in mannigfaltigen Ausführungsformen und Abwandlungen realise- ren.