Beschreibung

Die vorliegende Erfindung betrifft einen resonanten Wech¬ selrichter mit einem Schwingkreis, einer Quelle, einer elek¬ tronischen Schaltereinrichtung und einer AnsteuerSchaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Allgemein befaßt sich die Erfindung mit einem resonanten Wechselrichter beispielsweise in Form eines Oszillators oder eines selbsterregten Schmalband-Hochfrequenzverstärkers zum Treiben einer rein ohmischen Last, einer ohmisch-kapazitiven Last oder einer ohmisch-induktiven Last.

Wechselrichter bzw. Schaltnetzteile werden unabhängig davon, ob sie mit einem Resonanzkreis arbeiten oder ohne einen Re¬ sonanzkreis auskommen, in der Regel mit bipolaren Bauelemen¬ ten ausgeführt. Eine beispielshafte Ausführungsform eines derartigen bekannten Wechselrichters ist in folgender Fir¬ menschrift geoffenbart: S. Lowbridge, M. Maytum, K. Rutgers: Electronic Ballasts for Flourescent Lamps using BUL 770/791 Transistors (Texas Instruments, 1992) . Bei diesem Wechsel¬ richter handelt es sich um eine selbsterregte Halbbrücken¬ schaltung, die mit bipolaren Transistoren, Reversdioden, ei¬ nem Serienresonanzkreis und mit einer induktiven Basisrück¬ kopplung arbeitet. Eine solche Schaltung wird auch als Ver¬ stärker der Klasse D eingeordnet. Wegen des verlustbehafte¬ ten Ausräumens der Minoritätsladungsträger der bipolaren Bauelemente können derartige Schaltungen nur bis zu einer bestimmten maximalen Frequenz betrieben werden. Auch bei Verwendung von minoritätsladungsträgerfreien MOS-Transisto¬ ren haben derartige Schaltungen den Nachteil kapazitiver Ausräumverluste, da die Schalterelemente unter Spannung ein-

geschaltet werden müssen. Neben den erläuterten Verlusten und frequenzmäßigen Begrenzungen bestehen weitere Nachteile derartiger Wechselrichter in dem hohen erforderlichen Bau¬ elementeaufwand sowie darin, daß es nicht möglich ist, auf einfache Weise eine Lastregelung zu implementieren.

Aus der Fachveröffentlichung N.O. Sokal, A.D. Sokal: Class E A new Class of High Efficiency Tuned Single-Ended Switching Power Amplifiers (IEEE Journal of Solid-State Circuits, Band SC-10, Nr. 3, Juni 1975) sind Hochfrequenz¬ verstärker der sog. Klasse E bekannt, die mit nur einem ein¬ zigen Schalter auskommen und einen hohen Wirkungsgrad haben. Derartige Verstärker werden vorwiegend als Sendeverstärker genutzt und werden mittels eines extern erzeugten Taktes bei einer Einschaltzeit betrieben, die etwa die Hälfte der Periodendauer beträgt. Bei einem derartigen Hochfrequenzver¬ stärker erfolgt keine Lastregelung, da dieser Verstärker bei fester Frequenz und etwa konstanter Last arbeitet.

Zusammenfassend kann zu den bekannten Wechselrichtern fest¬ gestellt werden, daß die eingangs beschriebenen Wechselrich¬ ter in Form von Halbbrückenschaltungen wegen des Erforder¬ nisses von Transistorschalterpaaren sich für eine sog. Ein¬ Chip-Lösung beispielsweise mit einem einzigen vertikalen DMOS-Transistor nicht eignen, keine Lastregelung zulassen, einen hohen Bauelementeaufwand erfordern und hohe Leistungs¬ verluste zeigen. Ferner arbeiten derartige Schaltungen nur bei relativ niedrigen Frequenzen, so daß relativ große ka¬ pazitive und induktive Bauelemente erforderlich sind.

Der beschriebene Verstärker der Klasse E hat eine feste Frequenzvorgabe in einem engen Frequenztoleranzbereich, wobei der Takt mit einem Verhältnis der Einschaltzeit zur Periodendauer von 0,5 extern erzeugt wird, damit der Ver¬ stärker optimal arbeiten kann.

Aus der Fig. 1 der US-A 4,413,313 ist ein resonanter Wech¬ selrichter bekannt, der einen Schwingkreis, eine Quelle,

eine elektronische Schaltereinrichtung und eine Ansteuer¬ schaltung aufweist, wobei die Ansteuerschaltung folgende Merkmale aufweist: eine Spannungserfassungsschaltung, die auf einen Spannungswert des Spannungsabfalls über die elek¬ tronische Schaltereinrichtung anspricht, eine Stromerfas¬ sungsschaltung, die anspricht, wenn der durch die Schalter¬ einrichtung fließende Strom einen bestimmten Wert über¬ steigt, und eine der Spannungserfassungsschaltung und der Stromerfassungsschaltung nachgeschaltete Steuersignalerzeu¬ gungsschaltung, die ein Ansteuerungssignal für die elektro¬ nische Schaltereinrichtung erzeugt. Die Stromerfassungs¬ schaltung erzeugt ausgangsseitig- ein "hohes" Signal, sobald ein Strom durch den Widerstand in Richtung zum zweiten An¬ schluß des Wechselrichters fließt. Der Schwellenwert dieser als Komparatorschaltung ausgeführten Schaltung ist auf Null eingestellt. Der Schwellenwert V _TH der Spannungserfassungs¬ schaltung ist auf einen positiven Wert eingestellt. Die beiden Ausgangssignale dieser Erfassungsschaltung werden durch ein UND-Gatter miteinander verknüpft. Dies bedeutet, daß der Schalter nur dann in seinen eingeschalteten Zustand gebracht wird, wenn sowohl der Strom, der durch den Wider¬ stand fließt, einen Wert größer Null hat, als auch der Span¬ nungsabfall über den Schalter einen Wert erreicht, der grös- ser als V _Tj - ist. Wenn entweder die Stromerfassungsschaltung oder die Spannungserfassungsschaltung oder die beide Erfas¬ sungsschaltungen nicht ansprechen, bleibt der Schalter ge¬ öffnet. Diese Schrift offenbart also die Verwendung eines strombegrenzenden Schalters, also eines Schalters, der in seinem eingeschalteten Zustand eine nicht-lineare Kennlinie zeigt, da anderenfalls die Spannung über diesen Schalter nicht definiert ansteigen kann.

Die US-A-5,179,511 zeigt eine Wechselrichterschaltung der Klasse E, die mit einem einzigen Schalter arbeitet und eine Stromerfassungsschaltung hat, die den Nulldurchgang des Stromes erfaßt und aufgrund des erfaßten Nulldurchganges und einer festen Zeitverzögerung, die durch ein Zeitverzöge¬ rungsglied vorgegeben ist, den einzigen Schalter ansteuert.

Ausgehend von dem oben beschriebenen Stand der Technik liegt der vorliegenden Erfindung daher die Aufgabe zugrunde, einen resonanten Wechselrichter der eingangs genannten Art anzu¬ geben, der trotz einfacher Schaltungsstruktur bei hohen Fre¬ quenzen betrieben werden kann.

Diese Aufgabe wird durch einen resonanten Wechselrichter ge¬ mäß Patentanspruch 1 gelöst.

Erfindungsgemäß umfaßt die Ansteuerschaltung des resonanten Wechselrichters einerseits eine Spannungserfassungsschal¬ tung, die auf den Nulldurchgang des Spannungsabfalls über der elektrischen Schaltereinrichtung nahe des Nulldurchgan¬ ges anspricht, und eine Stromerfassungsschaltung, die an¬ spricht, wenn der durch die elektrische Schaltereinrichtung bzw. durch den Schwingkreis fließende Strom einen bestimmten Wert übersteigt, sowie eine dieser Spannungserfassungs¬ schaltung sowie dieser Stromerfassungsschaltung nachgeschal¬ tete Steuersignalerzeugungsschaltung, die bei Ansprechen der Spannungserfassungsschaltung die elektrische Schalterein¬ richtung in einem ersten Schaltzustand und bei Ansprechen der Stromerfassungsschaltung diese in einen zweiten Schalt¬ zustand bringt.

Der erfindungsgemäße resonante Wechselrichter hat eine Schaltungsstruktur, die der SchaltungsStruktur eines Ver¬ stärkers der Klasse E ähnelt. Jedoch erzwingt die erfin¬ dungsgemäße AnsteuerSchaltung eine Betriebsweise, bei der der Strom innerhalb der Schaltereinrichtung bzw. des Schwingkreises während der Einschaltzeit nur ansteigend verläuft. Bei einer typischen Betriebsweise des erfindungs¬ gemäßen resonanten Wechselrichters beträgt das Verhältnis der Einschaltzeit zu der Periodendauer etwa 0,25 bis 0,3.

Durch die erfindungsgemäße Ausführung der Ansteuerschaltung des resonanten Wechselrichters vereinfacht sich der Aufwand für die gesamte Wechselrichterschaltung erheblich. Ferner

wird verhindert, daß die elektronische Schaltereinrichtung in einen starken Reversbetrieb kommt, so daß der erfindungs¬ gemäße resonante Wechselrichter insbesondere bei Verwendung eines MOS-Transistors als elektronische Schaltereinrichtung extrem verlustarm arbeitet.

Der erfindungsgemäße Wechselrichter bewirkt eine Lastrege¬ lung. Die elektronische Schaltereinrichtung des erfindungs¬ gemäßen resonanten Wechselrichters wird eingeschaltet, wenn die Spannung über der elektronischen Schaltereinrichtung nahezu Null geworden ist, und wird ausgeschaltet, wenn der Strom durch die elektronische Schaltereinrichtung bzw. durch den Schwingkreis einen vorgegebenen maximalen Wert erreicht hat. Dieses Maximum wird umso früher erreicht, je größer die Last ist, wodurch mit ansteigender Last die Einschaltbreite und die Frequenz verringert werden und die Spannung an der Last nachgeregelt wird.

Damit bewirkt der erfindungsgemäße resonante Wechselrichter trotz einfacher SchaltungsStruktur innerhalb gewisser Gren¬ zen ein verlustarmes Treiben veränderlicher Lasten bei hohen Frequenzen.

Der erfindungsgemäße resonante Wechselrichter läßt sich als Ein-Chip-Lösung z.B. in einer sog. Smart-Power-Technologie realisieren. Unter Verwendung von Hochvoltschaltern als elektronische Schaltereinrichtung ist der Betrieb an gleich¬ gerichteter Netzspannung möglich. Die benötigte Ansteuer¬ schaltung arbeitet insbesondere bei Verwendung eines MOS- Transistors sehr verlustarm. In diesem Fall lassen sich hohe Schaltgeschwindigkeiten erzielen. Wegen der sich ergebenden hohen Frequenz kann der erfindungsgemäße resonante Wechsel¬ richter mit kleinen kapazitiven und induktiven Bauelementen auskommen.

Der in Anspruch 1 definierte und nachfolgend unter Be¬ zugnahme auf die Fig. 1 bis 3 beispielshaft zu erläuternde resonante Wechselrichter verwendet nach einem ersten Aspekt

der Erfindung mindestens eine feste Referenzspannung, die zum Abschalten der Schaltereinrichtung oder zu deren Ein¬ schalten bei bestimmten Werten von Strom und Spannung durch bzw. über dem Schalter erforderlich ist. Wie nachfolgend weiter verdeutlicht werden wird, ist es ein Ziel der Erfin¬ dung, den als sogenannte Klasse-E-Konverter ausgeführten Wechselrichter nach der Erfindung in einem möglichst ver¬ lustarmen Zustand zu halten. Dieses Ziel soll auch dann er¬ reicht werden, wenn sich die Eingangsspannung oder die Last ändern.

Um den Konverter beispielsweise ^• bezüglich der Ausgangslast oder Ausgangsspannung zu regeln, kann man ihn nach gewissen Kriterien dimensionieren, ohne die Frequenz oder die Ei - schaltzeit ändern zu müssen. Hierzu gibt es bereits mathe¬ matische Anregungen (vergleiche G.H. Smith/R.E. Zulinski: "A precise Analysis of a high efficiency self-regulated Class E Power Inverter/Converter", Midwest Symposium on Circuits and Systems 1988, Proc. 31, Seiten 219 bis 222).

Eine denkbare Methode der Regelung ist es weiterhin, die Spannung an der Last abzugreifen und deren Änderung durch Frequenzstellung des Verstärkers entgegenzuwirken. (Verglei¬ che R. Redl/B. Molnar: "Design of a 1,5MHz regulated DC/DC Power Converter", International PCI Conference on Power Conversion 1983, Proc. Seiten 74 bis 78).

Weiterhin ist es gleichfalls denkbar, die EingangsSpannung abzugreifen, um daraus eine Frequenzänderung zur Regelung des Verstärkers bezüglich gleicher Ausgangsleistung oder Ausgangsspannung zu erreichen.

Derartige denkbare Verfahren zur Regelung oder Arbeitspunkt¬ einstellung von Klasse-E-Verstärkern haben den Nachteil, daß entweder eine relativ genaue Frequenz oder Einschaltzeit eingestellt werden muß, oder daß man sehr genaue Referenz¬ spannungen benötigt, um eine bestimmte Schaltfrequenz bzw. einen verlustarmen Zustand zu treffen. Dieses ist einer der

Gründe, warum die industrielle Anwendung von Klasse-E-Ver- stärkern zur Zeit noch von untergeordneter Bedeutung gegen¬ über klassischen Schaltnetzteil- und Konverter-Lösungen ist. Einer der wesentlichen Aspekte ist hierbei daß die maximale TransistorSperrspannung durch unzulässige Frequenzabweichung überschritten werden kann und ohne zusätzliche Schutzma߬ nahmen zur Zerstörung des Transistors führen würde.

Ferner ist es bekannt, daß auf einem Chip integrierte Refe¬ renzspannungsquellen und Frequenzgeneratoren eine techno¬ logisch bedingte Ungenauigkeit aufweisen, welche nur durch externe Abgleichelemente oder Chipflächen-aufwendige, selbst abgleichende Strukturen verbessert werden kann.

Gemäß einem weiteren Aspekt basiert die Erfindung auf der Zielsetzung, einen resonanten Wechselrichter der eingangs genannten Art zu schaffen, der ohne genau definierte Refe¬ renzquellen für Strom und/oder Spannung auskommt.

Diese Zielsetzung der Erfindung wird durch den Gegenstand der Ansprüche 17 und 18 erfüllt.

Die Ansteuerschaltung nach den Ansprüchen 17 und 18 erreicht eine Regelung in der Weise, daß entweder der Stromverlauf durch den Schalter und/oder den Schwingkreis oder der Span¬ nungsverlauf der Spannung über dem Schalter mit Schwellen¬ werten verglichen wird, um zwei zueinander versetzte Zeitin- tervalle pro Zyklus des Stromverlaufes bzw. Spannungsver¬ laufes zu bilden, woraufhin die Ansteuerschaltung aufgrund des Vergleiches der Zeitintervalle miteinander ausgehend von den Zeitintervallen des Stromverlaufs den Wert der von der Spannungserfassungsschaltung verwendeten Spannungsreferenz bzw. ausgehend von den Zeitintervallen des Spannungsverlaufs den Wert der von der Stromerfassungsschaltung verwendeten Stromreferenz ermittelt.

Beim Klasse-E-Konverter mit Null-Spannungs-Schalter kann der Spannungsverlauf über dem Schalter bei der erfindungsgemäß

vorgegebenen Betriebsweise besser detektiert werden als der Stromverlauf durch den Schalter. Gleiches gilt für die Null-Strom-Schaltung bezüglich des Stromverlaufs durch den Schalter. Der Grund ist ein in fast allen erforderlichen Betriebszuständen nahezu sinusförmiger Verlauf der Spannung beim Null-Spannungs-Schalter sowie die Rückkehr der Spannung nach Null, was sinngemäß für den Null-Strom-Schalter bezüg¬ lich des Stromverlaufs gilt. Deswegen sollte beim Null-Span¬ nungs-Schalter der Spannungsverlauf über dem Schalter durch wenigesten zwei Schwellwerte detektiert und zur Erzeugung zweier aufeinanderfolgender Zeitintervalle verwendet werden, woraus erfindungsgemäß die Referenzspannung für die Strom¬ erfassungsschaltung berechnet wird. Solche Berechnung er¬ folgt im einfachsten Falle durch die Entscheidung, ob die aktuelle Referenzspannung für die Stromerfassungsschaltung erhöht oder erniedrigt werden soll. Gleichermaßen kann man beispielsweise für sehr schnelle Schaltungen statt Referenz¬ spannungen auch Referenzströme verwenden, wenn Spannungs¬ und Stromerfassungsschaltung statt mit Spannungskomparatoren mit Stromkomparatoren arbeiten.

Die folgenden Ausführungen am Beispiel des Null-Spannungs- Schalters gelten sinngemäß für den Null-Strom-Schalter.

Aus den physikalisch-mathematischen Eigenschaften des Klas- se-E-Verstärkers ergibt sich, daß die an eine konstante Aus¬ gangslast gelieferte Leistung nahezu konstant bleibt, wenn zeitliche Breite und maximale Amplitude des Spannungsver¬ laufs über dem Schalter während des ausgeschalteten Zustands etwa konstant bleiben, selbst wenn sich die Eingangsspannung in weiten Grenzen ändert. Solche Änderungen können z.B. einen Stellbereich bis 1 : 4 umfassen. Weiterhin ist der po¬ sitive Spannungsverlauf des Schalters während seines ausge¬ schalteten Zustandes zum Amplitudenwert zeitlich nahezu sym¬ metrisch, so daß die Information über einen der beiden zeit¬ lichen Abschnitte vor oder nach Erreichen des Amplituden¬ wertes zur Kenntnis des gesamten Verlaufes ausreichend ist, wenn man von vernachlässigbaren Abweichungen absieht. Die

Erfindung schafft daher eine Schaltung, welche die Referenz¬ spannung für die Stromfrequenz so einstellt, daß der zeit¬ liche Spannungsverlauf über dem Schalter nach Zeitdauer und Amplitude konstant bleibt, indem zwei hintereinanderfolgende Zeitintervalle beispielsweise des von Null aus ansteigenden Spannungsverlaufes über dem Schalter bezüglich des Errei- chens des Amplitudenwertes und eines weiteren Zwischenwertes größer als Null miteinander verglichen und in einem festen zeitlichen Verhältnis gehalten werden.

Dieselbe Methode kann Verwendung finden, um eine eingangs- spannungsabhänige und somit frequenzabhängige Spannungs¬ überhöhung an der Ausgangslast zu erzeugen. Dazu muß die Ausgangslast ohmisch-kapazitiv oder induktiv-kapazitiv oder ohmisch-induktiv-kapazitiv ausgelegt werden. Im einfachen Falle einer ohmisch-kapazitiven Last wird durch die ein- gangsspannungsabhängige Frequenzänderung des geregelten Ver¬ stärkers der Resonanzpunkt zwischen der Schwingkreisinduk- tivität des Verstärkers und der kapazitiven Lastkomponente mehr oder weniger getroffen, so daß die Spannungsüberhöhung größer oder kleiner wird. Dieser Effekt läßt sich beispiels¬ weise zum Zünden von Entladungsröhren oder zur Erzeugung von Zündfunken ausnutzen. Bei Verwendung eines Parallelresonanz¬ kreises als Ausgangslast kann man den gleichen Effekt zur Stromüberhöhung in diesem Kreis nutzen, beispielsweise zur Erzeugung starker Magnetfelder.

Die oben beschriebene erfindungsgemäße Regelung des Klas- se-E-Verstärkers als Zeitintervall-Vergleichs-Regelung kann somit vorwiegend als gleichspannungsgesteuerte Wechselspan¬ nungsquelle im Falle einer hochohmigen Last oder Konstant- leistungsquelle im Falle einer niederohmigen Last Verwendung finden.

Von Vorteil ist dabei zusätzlich, daß die Referenzspannung für die Stromerfassungsschaltung eine berechnete Funktion wenigstens zweier aufeinanderfolgender Zeitintervalle des Spannungsverlaufes über dem Schalter ist, ohne daß hierfür

genaue Referenzspannungen zur Einstellung eines Arbeits¬ punktes des Verstärkers erforderlich sind. Die Erzeugung der Stromfrequenz erfolgt vorzugsweise durch einen Regler mit integrierendem Verhalten, um eine Stabilität des Regelkrei¬ ses zu gewährleisten.

Genaue Referenzspannungen sind deshalb nicht erforderlich, da sich der Vergleich zweier aufeinanderfolgender Zeitin¬ tervalle schaltungstechnisch auf einem Chip gut beherrschen läßt, z.B. durch das Matching von ChipsStrukturen wie Span- nungs- und Stromquellen, Widerständen und Kapazitäten, unab¬ hängig von ihrem Absolutwert.

Das Abgreifen von wenigstens drei Zeitpunkten des Spannungs¬ verlaufes wird vorzugsweise dadurch durchgeführt, daß der zeitliche Beginn des Spannungsanstiegs über dem Schalter un¬ mittelbar beim Abschalten des Schalters liegt, so daß durch das Ausschaltsignal ein erster Zeitpunkt vorgegeben ist.

Die Spannung über dem Schalter wird vorzugsweise durch einen kapazitiven Spannungsteiler abgegriffen, welcher zusätzlich bezüglich seines gleichspannungsmäßig hochoh igen Abgriffs auf einen definierten Spannungsbereich gegenüber der Schal¬ termasse, oder wenigstens gegenüber einem der beiden Schal¬ teranschlüsse geklemmt wird. Unter Schaltermasse wird hier der Schalteranschluß verstanden, welcher mit dem negativen Potential der Eingangsgleichspannungsquelle des Konverters verbunden ist oder diesem Potential gegenüber dem anderen Schalteranschluß am nächsten liegt. Solche Klemmung erfolgt vorzugsweise durch zwei antiparallel geschaltete elektrische Ventile mit definierten Fluß- bzw. Durchbruchspannungen größer als Null, oder durch ein elektrisches Ventil mit definerter Fluß- und Durchbruchspannung in beiden Richtungen (z.B. Zenerdiode) .

In Reihe zu der beschriebenen Potential-Klemmschaltung wird vorzugsweise ein Stromsensor beispielsweise in Form ^' eines kleinen ohmschen Widerstandes geschaltet, welcher den Ge-

samtstrom durch die Klemmschaltung detektiert. Zur weiteren Verarbeitung der so gewonnenen Signale aus der Spannungs¬ erfassungsschaltung reicht es aus, daß lediglich festge¬ stellt wird, ob ein Strom durch die Klemmschaltung fließt oder nicht. Optional wird noch die Stromrichtung festge¬ stellt. Der Strom über die Klemmschaltung (elektrische Ven¬ tile) beginnt zu fließen, wenn die über dem Schalter an¬ steigende Spannung untersetzt durch das Teilverhältnis des kapazitiven Spannungsteilers die Durchbruch- oder Flußspan¬ nung des jeweiligen Ventils erreicht hat. Dieser Strom fließt solange durch die Klemmschaltung, bis die Spannung über dem Schalter nicht weiter- ansteigt, bzw. wieder ab¬ sinkt. Bei einem ohmschen Spannungsteiler der Spannungser¬ fassungsschaltung gilt, daß sich der Zeitpunkt des Span-r nungsmaximums nicht direkt erfassen läßt, sondern nur ein zu diesem Zeitpunkt symmetrisches Intervall, was in den fol¬ genden Ausführungen nicht weiter betrachtet werden soll. Dieser Zeitpunkt der Beendigung des Stromflusses durch die Klemmschaltung ist beim kapazitiven Teiler betriebsbedingt etwa identisch mit dem Zeitpunkt der maximalen Amplitude der Schalterspannung (Spitzenwert) . Damit hat man bereits drei Zeitpunkte erfaßt, wobei im wesentlichen nur der mittlere Zeitpunkt von der Fluß- oder Durchbruchspannung eines der Ventile sowie von der Größe der Teilerkapazität abhängt. Der kapazitive Spannungsteiler ist ein gegenüber der Ansteuer¬ schaltung externes Bauteil, das mit Genauigkeiten bis zu 1% auf einfache Weise realisierbar ist. Die Genauigkeit von Fluß- bzw. Durchbruchspannungen elektrischer Ventile wie Halbleiterdioden ist physikalisch bedingt meistens auf weni¬ ger als 5% einstellbar, auch dann, wenn diese Dioden auf einem Chip integriert werden.

Zusätzlich kann man sich noch das Matching der antiparallel geschalteten Dioden zunutze machen, indem man die Zeitin- tervalle positiver als auch negativer Stromrichtung durch die Dioden vergleicht, und aus deren gewichteter Differenz eine Korrektur des Zeitpunktes, zu dem die Fluß- bzw. Durch¬ bruchspannung über dem jeweiligen Ventil erreicht wird,

vornimmt, so daß die technologische Schwankung des Absolut¬ wertes der Fluß- bzw. Durchbruchspannung eliminiert wird.

Alle diese Maßnahmen ermöglichen es, hohe Genauigkeitsan¬ forderungen an die Spannungsreferenzen der Signalerzeu¬ gungsschaltung zu vermeiden und sie durch physikalische Eigenschaften des Klasse-E-Verstärkers, die hauptsächlich nur durch die passiven Elemente des Verstärkers bedingt sind, sowie vorzugsweise wenigstens ein oder zwei Klemm- Elemente der Spannungserfassungsschaltung zu ersetzen.

Eine bevorzugte Ausführungsform- des erfindungsgemäßen re¬ sonanten Wechselrichters wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm einer ersten Ausführungsform des erfindungsgemäßen resonanten Wechselrichters;

Fig. 2 eine Ausführungsform der Ansteuerschaltung des in Fig. 1 gezeigten Wechselrichters;

Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm einer zweiten Ausführungs¬ form des erfindungsgemäßen resonanten Wechsel¬ richters, und

Fig. 4 eine dritte Ausführungsform der Ansteuerschaltung des resonanten Wechselrichters;

Fig. 5 eine abgewandelte Ausführungsform des resonanten Wechselrichters;

Fig. 6 eine dritte Ausführungsform der Ansteuerschaltung;

Fig. 7 eine vierte Ausführungsform der AnsteuerSchaltung; und

Fig. 8 eine fünfte Ausführungsform der Ansteuerschaltung.

Die in Fig. 1 gezeigte erste Ausführungsform eines erfin¬ dungsgemäßen resonanten Wechselrichters, der in seiner Ge¬ samtheit mit dem Bezugszeichen W bezeichnet ist, umfaßt einen Serienresonanzkreis, dessen Resonanzfrequenz im wesentlichen durch die Kapazität eines Schwingkreiskondensa¬ tors C und den Induktivitätswert einer Schwingkreisindukti¬ vität L-L festgelegt ist. Die Schwingkreisinduktivität liegt in Reihe zu einer Last RL sowie zu einem Gleichstromsperr¬ kondensator C, dessen Kapazitätswert größer als derjenige des Schwingkreiskondensators C^- ist, und daher die Resonanz¬ frequenz des so gebildeten Serienschwingkreises C, C _lf L-^ nur unwesentlich beeinflußt. Der Wechselrichter umfaßt fer¬ ner eine Spannungsquelle U ₀ mit einer in Reihe zu dieser ge¬ schalteten Drossel L. Der Induktivitätswert der Drossel L ist größer als derjenige der Schwingkreisinduktivität L-^. Parallel zu dem Serienschwingkreis C, C _{l t} L-^ und der Last R _L liegt einerseits ein kapazitiver Spannungsteiler, der durch den Schwingkreiskondensator C und einen weiteren Span¬ nungsteilerkondensator C gebildet ist, sowie andererseits die Reihenschaltung eines elektronischen Schalters S und eines Serienwiderstandes R _s . Wie insbesondere durch Fig. 2 verdeutlicht wird, wird bei dem gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel der elektronische Schalter S durch einen MOS-Transistor 8 gebildet.

Einer Ansteuerschaltung 1, deren Ausgangssignal den elektro¬ nischen Schalter S betätigt bzw. dem Gateanschluß des MOS- Transistors zugeführt wird, werden eingangsseitig zwei Span¬ nungssignale zugeführt. Hierbei handelt es sich einerseits um das Spannungssignal U _u am Spannungsteilerknoten und ande¬ rerseits um das Spannungssignal U^ am gemeinsamen Knoten des elektronischen Schalters S und des Serienwiderstandes R _s .

Allgemein umfaßt die Ansteuerschaltung eine Spannungserfas¬ sungsschaltung, die auf einen Spannungswert des Spannungs¬ abfalls U _u über die elektronische Schaltereinrichtung S nahe des Nulldurchganges des Spannungsabfalles anspricht, sowie eine Stromerfassungsschaltung, die anspricht, wenn der durch

die Schaltereinrichtung S oder der durch den Schwingkreis fließende Strom einen bestimmten Wert übersteigt. Die Strom¬ erfassungsschaltung kann bei dem bevorzugten Ausführungsbei¬ spiel auf den Spannungsabfall U_ über den Serienwiderstand R _s ansprechen. Gleichfalls ist es möglich, die Schwingkreis¬ induktivität !> ₎ ■_ mit einem Abgriff bzw. einer Anzapfung zu versehen, um hier den Strom über eine induzierte Spannung indirekt zu messen.

Alternativ kann anstelle eines MOS-Transistors 8 (vergleiche Fig. 2) ein sog. Multi-Source-Transistor 8' (vergleiche Fig. 3) verwendet werden, um das den. Strom anzeigende Signal U-^ zu gewinnen. Bei Verwendung eines derartigen Multi-Source- Transistors 9 wird eine Source-Elektrode dieses Transistors 9 direkt mit dem Bezugspotentialpunkt verbunden, während die andere Elektrode über den Serienwiderstand R _s zum Erzeugen des Spannungsabfalles U^ mit dem Bezugspotential verbunden wird. Ansonsten stimmt dieses Ausführungsbeispiel gemäß Figur 3 mit demjenigen gemäß Figur 1 überein.

Bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel ist die Spannungs¬ teilerschaltung durch einen kapazitiven Spannungsteiler C _χ , C ₂ gebildet.

Ebenfalls kann, obwohl dies als weniger bevorzugt angesehen wird, ein ohmischer Spannungsteiler verwendet werden. In diesem Fall entfällt der Spannungsteilerkondensator C ₂ •

Die Ansteuerschaltung umfaßt in jedem Fall eine Steuersig¬ nalerzeugungsschaltung 6, 7 zur Erzeugung des Ansteuersig¬ nales für die elektronische Schaltereinrichtung S, die bei Ansprechen der Spannungserfassungsschaltung die elektroni¬ sche Schaltereinrichtung S in einen ersten Schaltzustand bringt und bei Ansprechen der Stromerfassungsschaltung diese in einen zweiten Schaltzustand bringt. Der erste Schaltzu¬ stand ist vorzugsweise der Durchschaltzustand oder Ein¬ schaltzustand, während der zweite Schaltzustand vorzugsweise der geöffnete Zustand ist.

Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 umfaßt die Ansteuerschaltung seitens der Stromerfassungsschaltung einen ersten Komparator 4, der mit seinem nicht invertieren¬ den Eingang mit einem Bezugspotential U _r beaufschlagt wird und an seinem invertierenden Eingang mit dem Ausgang einer Pegelschieberschaltung 3 verbunden ist, die eingangsseitig mit dem gemeinsamen Knoten der Schaltereinrichtung und des Serienwiderstandes R _s verbunden ist. Diese Pegelschieber¬ schaltung kann beispielsweise ein dem ersten Komparator 4 vorgeschalteter Verstärker sein, welcher zur Anpassung der Bezugsspannung erforderlich sein mag.

Die Spannungserfassungsschaltung wird bei dem hier gezeigten Ausführungsbeispiel durch einen zweiten Komparator 5 gebil¬ det, dessen nicht invertierender Eingang gleichfalls von dem Bezugspotential U _r beaufschlagt wird, während der invertie¬ rende Eingang mit dem gemeinsamen Knoten der Spannungstei¬ lerkondensatoren C _χ , C ₂ verbunden ist.

Die beiden Komparatoren 4, 5 sind ausgangsseitig mit den Eingängen eines UND-Gatters 6 verbunden, welches eine Trei¬ berschaltung 7 ansteuert, die zusammen mit dem UND-Gatter 6 die Steuersignalerzeugungsschaltung bildet. Ausgangsseitig ist die Treiberschaltung 7 mit dem Gateanschluß des MOS- Transistors 8 verbunden.

Bei den gezeigten Ausführungsbeispielen ist der Schwingkreis als Serienschwingkreis ausgeführt. Als weniger bevorzugt kommt auch ein Parallelschwingkreis in Betracht.

Die nachfolgend zu erläuternden Ausführungsformen des erfin¬ dungsgemäßen resonanten Wechselrichters nach den Fig. 4 bis 7 stimmen miteinander und mit den Ausführungsformen nach den Fig. 1 bis 3 mit Ausnahme der nachfolgend erläuterten Unter¬ schiede überein. Zum Vermeiden von Wiederholungen werden übereinstimmende Teile mit gleichen Bezugszeichen bezeich¬ net, so daß deren nochmalige Erläuterung entbehrlich ist.

Fig. 4 zeigt eine weitere Ausführungsform der Ansteuerschal- tung 1. Der Spannungsabfall U-g wird über die beiden Dioden Dl und D2 zwischen den Potentialen ihrer Flußspannungen ge¬ genüber Masse M festgehalten, ist jedoch in diesem Intervall variabel. Über den Serienwiderstand R _R wird das Signal der Spannungserfassungsschaltung U _R abgegriffen, welches als Eingangssignal für den Spannungskomparator 5 dient. Die Referenzspannung U _R0 ist dabei eine kleine Spannung größer als Null ohne einen exakt definierten Wert. Dieser Wert hängt von den Eigenschaften des Komparators 5, wie zum Bei¬ spiel der Ansprechschwelle (Offs.et) , den dynamischen Eigen¬ schaften sowie der Stabilisierung dieser Referenzspannung ab. Sie kann aber beispielsweise um 100% schwanken, ohne daß sich das detektierte Zeitintervall wesentlich ändern wird, d.h. es werden Änderungen von weniger als 1% erzielbar sein. Dies ist dadurch bedingt, daß die Ansprechschwelle des Kom¬ parators 5 in einem sehr kurzen Zeitintervall, also fast mit einem Rechteckimpuls überschritten wird. Der reale Impuls hat etwa die Form einer Sinushalbwelle, bei der aber der An¬ stieg im Nulldurchgang wesentlich größer als bei einer Si¬ nusfunktion ist. Die Komparatorausgangsspannung U _D1 dient zusammen mit der Schalter-SteuerSpannung U _G (hier für einen MOS-Transistor) als Berechnungsgröße für die digitale Ein¬ stellung der Stromreferenz U _RI , welche im Beispiel als ana¬ loges Signal über einen DA-Wandler 9 an den Stromkomparator 4 als variable Referenzspannung U _B1 weitergegeben wird. All¬ gemein erfolgt diese Weitergabe durch einen Regler, der vor¬ zugsweise ein Integrator ist, damit eine stabile Regelung gewährleistet wird. Gleichzeitig wird der Zeitpunkt des Wie- dereinschaltens über die Zeitintervall-Vergleichsschaltung 10 in Form des Signals U _G1 erzeugt, und über eine Verknüp¬ fung 6 zusammen mit dem Ausgang des Stromkomparators 4 zur Ansteuerung des Transistors 8 über den Treiber 7 genutzt.

Fig. 5 zeigt eine Variante der Auskopplungsschaltung 2 für die Spannungserfassungsschaltung mit nur einer Diode D. Die Diode weist in einer Richtung eine Flußspannung und in die

andere Richtung eine Durchbruchspannung auf. Außerdem ist ein hochohmiger Entladewiderstand R _E vom Abgriff Uy gegen Masse M geschaltet, um ein Floaten des Potentials, z.B. in einem definierten Startzustand zu vermeiden. Die zu dem Transistor 8 antiparallel gelegene Diode D _R gewährleistet, daß der Transistor jederzeit in einen Reversbetrieb gelangen kann. In Fig. 6 ist ein modifizierter Aufbau der Ansteuer¬ schaltung 1 mit einem Flip-Flop 11 zur Erzeugung des Signals U _G zu sehen. Weiterhin ist die Schaltung für den Zeitinter¬ vallvergleich 10 in zwei Schaltungsteile TC und TO aufge¬ teilt. Fig. 7 zeigt nun eine bevorzugte Variante der Schal¬ tung 10, bei der in der Teilschaltung TC der Zeitintervall¬ vergleich für die Regelung auf konstante Leistung vorgenom¬ men wird. Dabei wird bei jeder periodischen Schwingung des Verstärkers das Signal U _D1 aus der Spannungserfassungsschal¬ tung genutzt, um mit der positiven Flanke ein D-Flip-Flop 12 zu takten. Dieses Flip-Flop gibt ein berechnetes Signal U _v zum Zeitpunkt des Spannungsmaximums am Schalter (Zurück¬ schalten des Spannungskomparators) an einen VR-Zähler 13 weiter, wodurch das digitale Signal U _RI entweder erhöht oder erniedrigt wird. Die Berechnung des Regel-Vergleichssignals U _v erfolgt durch eine Zeitintervall-Vergleichsschaltung 14, die durch ein Signal U _w angesteuert wird. Dieses Signal U _w entsteht am Ausgang eines Flip-Flops 16, welches durch das negierte Signal U _G gesetzt, und durch das Signal U _D1 zurück¬ gesetzt wird. Wenn der Schalter ausschaltet, wird somit der Ausgang des Flip-Flops 16 gesetzt, was den zeitlichen Beginn des Spannungsanstieges am Schalter markiert. Durch das Sig¬ nal U _w wird die Stromquelle 24(11) eingeschaltet, und die Stromquelle 23(12) über die Negation 25 ausgeschaltet. Die Stromquelle 23 wird bis zu diesem Zeitpunkt über eine mög¬ lichst ideale Diode 22 kurzgeschlossen, so daß die Spannung am invertierenden Eingang des Komparators 19 nicht negativ werden kann, sondern etwa den Wert Null hat. Von diesem Null-Wert steigt nunmehr die Spannung am invertierenden Eingang linear an, da die Kapazität 21 über die konstante Stromquelle 24 aufgeladen wird. Sobald das Signal U _w zurück¬ setzt, d.h., wenn der Spannungskomparator nach Erreichen der

Fluß- oder Durchbruchspannung eines Ventils der Spannungs¬ erfassungsschaltung 2 zurückschaltet, wird das Flip-Flop 16 zurückgesetzt und schaltet die beiden Stromquellen 23 und 24 wieder in den Ausgangszustand. Nun wird die Kapazität 21 durch die Stromquelle 23 so lange linear entladen, bis sie wieder ihren Ausgangsspannungswert erreicht hat. Bei diesem Vorgang schaltet der Vergleichsko parator 19 zunächst bei Ansteigen des Signals am invertierenden Eingang zurück, so¬ bald die Referenzspannung 20(U _RO ) erreicht ist. Diese Span¬ nung ist eine kleine Referenzspannung größer als Null ohne einen fest definierten Wert. Das Zeitintervall vom Ein¬ schalten der Stromreferenz 24 bis zu deren Abschalten wird nun im Verhältnis der Ströme II zu 12 verlängert, wonach der Komparator 19 wieder einschaltet. Dadurch entsteht zum Zeit¬ punkt des Wiedereinschaltens von U _D1 ein Signal U _v , welches auswertet, ob der Klasse-E-Verstärker seine Soll-Einschalt¬ zeit und damit die Soll-Frequenz erreicht hat. Im Falle ei¬ ner vollständigen Ausregelung wäre somit das Signal U _v zum Zeitpunkt des Durchstellens über das Flip-Flop 12 gerade auf 50% zwischen den beiden digitalen Zuständen. Dieser meta¬ stabile Zustand wird in der Praxis selten erreicht, weil die Schaltzeiten sehr klein sind. Der VR-Zähler kann zusätzlich mit einem ternären Eingang versehen werden, um einen dritten Zustand zu erfassen, bei dem keine nennenswerten Regelab¬ weichung vorhanden ist. Ein solch großer Aufwand wird aber eingespart, wenn man das Latch 12 mit einer zusätzlichen Schaltung zur Unterdrückung oder ausreichenden Herabsetzung der Wahrscheinlichkeit einer Matastabilität ausrüstet. Ein Verzögerungsglied 32 kann dafür sorgen, daß dann zunächst ein definierter Zustand am VR-Eingang des Zählers entstanden ist, bevor der Zähler zweckmäßigerweise vom selben Signal U _D1 getaktet wird.

Damit wird die Gefahr vermieden, daß der Zähler in einen unerwünschten Zustand geht, und dadurch die Spitzenspannung am Schalter weit überschritten wird, nachdem eine nicht¬ zulässige Stromreferenz eingestellt wurde. Eine sichere Me¬ thode, dieses zu vermeiden, ist das Kopieren des jeweiligen

Zählerstandes in einen zweiten Zähler. Letzterer wird zu¬ nächst noch im letzten Zustand gehalten, während der erste weiterzählt. Danach wird die Abweichung zwischen den Zählern verglichen und annuliert, sobald sie größer als ein oder wenigstens k Bit ist, d.h. es wird der gespeicherte letzte Zustand des ersten Zählers in diesen zurückgeschrieben, so daß sich die Stromreferenz in diesem Fall nicht ändert.

Die Schaltung TO besitzt ebenfalls eine Zeitintervall-Ver¬ gleichs-Schaltung 15, welche zur Berechnung des Wiederein- schaltzeitpunktes des Schalters dient. Bei Ausschalten des Signals U _G wird zunächst über die Negation 34 ein Flip-Flop 35 gesetzt, welches die Stromquellen 28 (14) und 29 (13) um¬ schaltet. Das Signal U _D1 setzt über ein weiteres Flip-Flop 33 das Signal U _x durch Rücksetzen des Flip-Flops 35 in den Ausgangszustand, wenn das Spannungsmaximum über dem Schalter erreicht ist. Von diesem Zeitpunkt an wird die Kapazität 26 (C _G ) wieder entladen, und erreicht nach einem Zeitintervall, welches zum Zeitintervall des umgeschalteten Zustands der beiden Stromquellen 28 und 29 im Verhältnis der Ströme 13 und 14 steht, wieder ihren spannungsmäßigen Ausgangszustand. Das Zeitintervall, in welchem die beiden Stromquellen 28 und 29 umgeschaltet waren, entspricht dem Zeitintervall, in dem die SchalterSpannung von Null auf ihren Maximalwert an¬ steigt. Somit werden die beiden Ströme 13 und 14 etwa im Verhältnis 1 : 1 liegen müssen, um den Schalter über das Signal U _G1 nach Vergehen der nochmals gleichen Zeit wieder einzuschalten. Dieses Einschaltsignal wird über die Negation 31 durch den Komparator 36 erzeugt, welcher nach der glei¬ chen Weise funktioniert wie der Komparator 19 in Schaltung 14. Somit wird auch hier nur eine wertmäßig nicht fest de¬ finierte Referenzspannung 37 benötigt. Ein weiterer Vorteil dieser Schaltung ist ein sicheres Funktionieren auch dann, wenn die Spannung am Schalter z.B. bei dynamischen Über¬ gängen nicht vollständig auf Null zurückkehrt. Dann wird trotzdem der Zeitpunkt des Spannungsminimums getroffen, um den Schalter noch ausreichend verlustarm einzuschalten. Eine solche Möglichkeit gäbe es nicht, wenn man den Absolutwert

der Schalterspannung direkt mit einer Referenzspannung nahe Null vergleichen würde. Das Verhältnis der Ströme 13 zu 14 kann auch etwas größer als 1 : 1 sein, wenn der Schalter erst eine gewisse Zeit nach dem Erreichen des Spannungs- Nullwertes eingeschaltet werden muß. Das kann der Fall sein, wenn man den Klasse-E-Verstärker so dimensioniert hat, daß der Transistor beim Einschalten in einen schwachen Revers¬ betrieb kommt. Dann nämlich wird eine zum Schalter antipa¬ rallel geschaltete Diode D _R , wie in Figur 2 dargestellt, leitend, und übernimmt den Reversstrom. Betriebsbedingt wird dieser Strom relativ schnell seine Richtung wechseln und da¬ nach positiv durch den Schalter fließen, so daß nur ein kleines Zeitintervall als Toleranzbreite für das Wiederein¬ schalten zur Verfügung steht. Diese Tatsache kommt dem Um¬ stand entgegen, daß es bei der Auslegung einer realen Schal¬ tung immer zu kleinen Abweichungen vom vorgegebenen Wert kommen wird, wodurch eine erhöhte Zuverlässigkeit des ver¬ lustarmen Einschaltens gegeben ist.

Fig. 8 zeigt eine andere Möglichkeit zur Erzeugung des Ein¬ schaltsignals für den Schalter. Das Signal U _R aus der Span¬ nungserfassungsschaltung wird in diesem Fall von zwei Kom- paratoren ausgewertet. Der Komparator 5 erzeugt dabei wie in Fig. 7 das Signal für die Zeitintervall-Vergleichs-Regelung. Vorzugsweise erfolgt die Regelung über einen Integrator 39, der auch in diesem Beispiel als digitale Zeitintervall-Ver¬ gleichsschaltung zusammen mit einem nachgeschalteten D/A¬ Wandler ausgeführt ist. Dagegen wird zur Erzeugung des Ein¬ schaltsignals ein zweiter Komparator 40 mit einer kleinen negativen Referenzspannung 41 ohne fest definierten Wert verwendet, welcher den Stromfluß durch die antiparallel ge¬ schalteten Ventile der Spannungserfassungsschaltung in ne¬ gativer Richtung detektiert. Aus mathematischen Gründen wird der Ansprechzeitpunkt des Komparators 40 in einem festen zeitlichen Abstand zum erforderlichen Zeitpunkt des Wieder- einschaltens liegen. Durch eine feste Zeitverzögerung 42 (TA) wird der Einschaltzeitpunkt über die Negation 43 an das Flip-Flop 11 weitergegeben. Das Zeitverzögerungsglied 42

kann bezüglich seines Wertes TA um einen Toleranzwert in Größenordnung der Breite des Zeitraumes, in welchem ein Reversstrom durch den Schalter fließt, streuen.

Weiterhin ist in Fig. 8 ein Zeitverzögerurigsglied 38 (TI) gezeigt, welches eine annähernde Linearisierung zwischen der einzustellenden Stromfrequenz U _RI und der Einschaltzeit des Schalters ergibt, wodurch der Regelbereich des Verstärkers bezüglich seiner Eingangsspannung nochmals erweitert werden kann. Aus mathematischen Gründen kann der Strom durch den Schalter bei kleiner werdender Eingangspannung zunächst mit einer großen Geschwindigkeit ansteigen, danach aber wesent¬ lich flacher verlaufen, wodurch der maximale Schalterstrom zu größeren Einschaltzeiten hin nur noch wenig größer wird. Um solche starke Nichtlinearität zu umgehen, wird die vor¬ zugsweise konstante Zeitverzögerung TI etwas kleiner als die kleinste Einschaltzeit des Schalters bei maximaler Ein¬ gangsspannung gewählt, so daß eine sehr kleine Stromreferenz U _RI für diesen Fall eingestellt werden muß. Wird die Ein¬ gangsspannung dagegen kleiner werden, so wirkt sich diese Zeitverzögerung nicht mehr so stark gegenüber der Einschalt¬ zeit aus, so daß die zugehörige Stromreferenz etwa linear mit der erforderlichen Einschaltzeit verändert werden muß. Das Verzögerungsglied 38 kann auch dann vorteilhaft sein, wenn der Stromverlauf beispielsweise bei hochoh igen Lasten sein Maximum während der Einschaltzeit überschreitet und wieder abfällt. Dabei kann durch die Zeitverzögerung TI ein Referenzstrom schon vor Erreichen des Strommaximums zum Ab¬ schalten des Schalters dienen, wodurch die Funktionsweise des Reglers bei größeren Einschaltzeiten als bei den zuerst beschriebenen Ausführungsformen und bei hoherohmiger Last erhalten bleibt.