以下、本発明の実施の形態について図面� ��参照して詳細に説明する。なお、実施の形� ��において、同一の構成要素には同一の符号� ��付し、その説明は重複するので省略する。

 (実施の形態1)
 図2は、本発明の実施の形態1における直交� �調器100の構成を示すブロック図である。図2� ��おいて、直交復調器100は、同相系サンプリ� ��グミキサ101と、直交系サンプリングミキサ1 02と、局部発振器103と、LO信号生成部104とを� �えている。

 局部発振器103は、所定の周波数を持つ信� ��をLO信号生成部104に出力する。局部発振器10 3は、例えば、LO信号の2倍の周波数を持つ信� �をLO信号生成部104に出力する。

 LO信号生成部104は、局部発振器103から受� �取る信号を分周し、得られたLO信号、LOB信号 及びREF信号を出力タイミングを調整して同相 系サンプリングミキサ101と直交系サンプリン グミキサ102とに出力する。LO信号生成部104は� ��直交系サンプリングミキサ102に出力するLO� �号(Q)、LOB信号(Q)及びREF信号(Q)を、同相系サ� �プリングミキサ101に出力するLO信号(I)、LOB信 号(I)及びREF信号(I)の位相と90度ずらした上で� ��力タイミングを調整して直交系サンプリン� ��ミキサ102に出力する。ここで、例えば、LO� �号及びLOB信号は、局部発振器103から出力さ� �た信号が2分周された信号であり、REF信号は� ��4分周された信号である。

 図3は、同相系サンプリングミキサ101の回 路構成図である。なお、直交系サンプリング ミキサ102は、同相系サンプリングミキサ101と 同じ回路構成を有しているため、その説明は 省略する。ただし、同相系サンプリングミキ サ101と直交系サンプリングミキサ102では、入 力するLO信号とREF信号の位相が異なる。

 図3において、同相系サンプリングミキサ101 は、受信した無線周波数(RF)信号をRF電流i _RF に変換するTA(トランスコンダクタンスアンプ )1と、TA1で変換されたRF電流i _RF をサンプリングによって周波数変換を行う同 相ミキサ部2と、それと組み合わせられた逆� �ミキサ部3と、同相ミキサ部2および逆相ミキ サ部3への制御信号を生成する制御信号生成� �115とを備えている。

 同相ミキサ部2は、サンプリングスイッチ 5と、このサンプリングスイッチ5でサンプリ� ��グされた信号を時間的に連続して積分するC h(ヒストリキャパシタ)6とを含んでいる。ま� �、同相ミキサ部2は、サンプリングスイッチ5 でサンプリングされた信号の積分と放出とを 繰り返す複数のCr(ローテートキャパシタ)7~14� ��、各Cr7~14で放出した信号を一時的に保存す� ��Cb(バッファキャパシタ)15とを含んでいる。

 さらに、同相ミキサ部2は、各Cr7~14に保持 された信号をCb15へ放出させるためのダンプ� �イッチ16と、信号放出後に各Cr7~14に保持され ている信号をリセットさせるリセットスイッ チ17と、各Cr7~14にCh6を順次接続させるための� ��数の積分スイッチ18~25とを含んでいる。さ� �に、同相ミキサ部2は、各Cr7~14をCb15に順次接 続させるための複数の放出スイッチ26~33と、D A(デジタル・アナログ)変換器から同相系サン プリングミキサ101側へのフィードバック信号 の入力を制御するフィードバックスイッチ34� ��35とを含んでいる。

 図3において、縦に並ぶローテートキャパ シタ、積分スイッチ、及び放出スイッチの組 は、1つのユニットを構成している。例えば� �Cr7、積分スイッチ18、及び放出スイッチ26は� ��1つのユニットを構成している。

 逆相ミキサ部3は、同相ミキサ部2と同様� �構成を有している。ただし、サンプリング� �イッチ36に入力されるLOBは、サンプリングス イッチ5に入力されるLOよりも1/2周期遅れてい る。従って、同相ミキサ部2のサンプリング� �イミングと、逆相ミキサ部3のサンプリング� ��イミングとは、1/2周期ずれている。

 制御信号生成部115は、LO信号生成部104か� �受け取るREF信号に基づいて、各種制御信号� �生成し、生成した各種制御信号を出力する� �制御信号生成部115は、信号処理部(図示せず) から受け取る第1の遅延制御信号に基づいて� �各種制御信号の出力タイミングを調整する� �

 制御信号生成部115は、各積分スイッチ18~2 5、各放出スイッチ26~33、ダンプスイッチ16、� ��セットスイッチ17、およびフィードバック� �イッチ34,35の各ゲートに接続されている。制 御信号生成部115は、それらのスイッチ16~34の� ��ートに各種制御信号を出力する。

 制御信号生成部115で生成される制御信号� ��は、各SV0信号~SV7信号、SAZ信号、SBZ信号、D� �号、R信号、およびF信号(FB0及びFB1)がある。� ��SV0信号~SV7信号は、それぞれ積分スイッチ18~ 25のゲート信号である。SAZ信号は、放出スイ� ��チ30~33のゲート信号であり、SBZ信号は、放� �スイッチ26~29のゲート信号である。D信号は� �ダンプスイッチ16のゲート信号であり、R信� �は、リセットスイッチ17のゲート信号である 。FB0は、フィードバックスイッチ34のゲート� ��号であり、FB1は、フィードバックスイッチ3 5のゲート信号である。

 図4は、制御信号生成部115の構成を示すブ ロック図である。図4において、制御信号生� �部115は、一般的な回路であるDフリップフロ� ��プで構成された制御信号生成回路116と、遅� ��制御部117とを有する。

 遅延制御部117は、入力REF信号に遅延時間� ��御信号に応じた遅延を与えた上で、制御信� ��生成回路116に出力する。

 制御信号生成回路116は、遅延制御部117か� ��受け取る信号に基づいて各種制御信号を生� ��する。制御信号生成回路116では、シフトレ� ��スタ、分周回路によって、制御信号が生成� ��れる。

 このように、制御信号生成回路116では、� ��力信号に対して固定的な処理が為される。� ��って、制御信号生成部115では、遅延制御部1 17が入力信号に対して与える遅延量を調整す� ��ことにより、出力制御信号の位相が調整さ� ��ている。

 図5は、遅延制御部117の具体的な構成例を 示す図である。

 図5Aには、インバータによって遅延時間� �制御する場合の遅延制御部117の回路例が示� �れている。図5Aに示される遅延制御部117には 、複数の経路が設けられ、複数の経路に設け られるインバータの数が異なっている。従っ て、与えられる遅延時間は、経路毎に異なっ ている。遅延制御部117は、遅延制御信号に応 じた経路にスイッチを切り替えることにより 、入力信号に対して与える遅延量を調整する ことができる。図5Aに示される遅延制御部117� ��、インバータ数が2個、4個、6個の3つの経路 から1つの経路を選択する構成を有している� �、これらは一例にすぎず、これ以外のイン� �ータ数を有する経路を組み合わせても良い� �、経路数も3つに限定されない。

 また、図5Bには、キャパシタの容量によ� �て遅延時間を制御する場合の遅延制御部117� �回路例が示されている。図5Bに示される遅延 制御部117には、複数のキャパシタが設けられ ており、これらの容量値が異なっている。遅 延制御部117は、入力信号の経路に接続するキ ャパシタを遅延制御信号に応じで切り替える ことにより、入力信号に対して与える遅延量 を調整することができる。接続キャパシタの 容量値が大きいほど、入力信号に与えられる 遅延時間は長くなる。図5Bに示される遅延制� ��部117は、3個のキャパシタから1つの接続キ� �パシタを選択する構成を有しているが、こ� �に限定されるものではなく、2個であっても� ��いし、3個以上であっても良い。

 図6は、LO信号生成部104の構成を示すブロ� ��ク図である。

 図6において、LO信号生成部104は、局部発� ��器103の出力を2分周する分周器118と、局部発 振器103の出力を4分周する分周器119と、分周� �118の出力であるLO信号(I)、LOB信号(I)の出力タ イミングを調整する遅延制御部120、121と、分 周器118の出力であるLO信号(Q)、LOB信号(Q)の出� ��タイミングを調整する遅延制御部122、123と� ��備えている。

 分周器118、119は、例えば、一般的なDフリ ップフロップを用いた回路である。 

 遅延制御部120~123は、それぞれLO信号(I)、L OB信号(I)、LO信号(Q)、LOB信号(Q)に信号処理部(� ��示せず)から受け取る遅延制御信号に応じた 遅延を与えた上で、出力する。こうして遅延 制御信号に基づいてLO信号(I)、LOB信号(I)、LO� �号(Q)、LOB信号(Q)の出力タイミングが調整さ� �ることにより、受信無線信号のサンプリン� �タイミングが調整される。遅延制御部120~123� ��は、図5に示した遅延制御部117と同じ回路を 用いることができる。また、遅延制御部120、 121には、同じ第2の遅延制御信号が入力され� �。遅延制御部122、123には、同じ第3の遅延制� ��信号が入力される。

 遅延制御部117及び遅延制御部120~123に対し て遅延制御信号を出力する信号処理部(図示� �ず)は、LO信号周波数、RF信号周波数、及び、 直交復調器100の出力信号周波数の組み合わせ (つまり、直交復調器100の設定状態)とこれに� ��じた「特異位相差」との対応テーブルを保� ��している。なお、「特異位相差」とは、後� ��するように、LO信号と制御信号の位相差を� �化させたときに、折り返し成分レベルが他� �位相差に比べて非常に小さくなる位相差で� �る。

 そして、信号処理部(図示せず)は、直交� �号器100の設定状態に応じた特異位相差を対� �テーブルを用いて特定し、LO信号(I)と制御信 号生成部115から出力される制御信号との位相 差が特定した特異位相差となるように、遅延 制御信号を遅延制御部117及び遅延制御部120に 出力する。遅延制御部120が受け取る遅延制御 信号は、遅延制御部121にも渡される。これに より、LOB信号(I)と制御信号生成部115から出力 される制御信号との位相差も調整される。

 信号処理部(図示せず)は、直交系サンプ� �ングミキサ102においてもLO信号(Q)と制御信号 生成部115から出力される制御信号との位相差 が特定した特異位相差となるように、遅延制 御信号を遅延制御部117及び遅延制御部122に出 力する。遅延制御部122が受け取る遅延制御信 号は、遅延制御部123にも渡される。これによ り、直交系サンプリングミキサ102においてLOB 信号(Q)と制御信号生成部115から出力される制 御信号との位相差も調整される。

 以上の構成を有する直交復調器100の動作� ��ついて説明する。上記のように同相系サン� ��リングミキサ101と直交系サンプリングミキ� ��102は同じ構成で特性も共通する。従って、� ��下では主に同相系サンプリングミキサ101の� ��作について説明する。

 図7は、制御信号生成部115が生成する各制 御信号のタイミングチャートを示す。図7に� �、同相系サンプリングミキサ101の同相ミキ� �部2に入力されるLO信号、及び、同相系サン� �リングミキサ101で使用される各種制御信号� �示されている。なお、同相系サンプリング� �キサ101の逆相ミキサ部3には、LO信号と位相� �1/2周期ずれているLOB信号、及び、各種制御� �号が入力される。すなわち、逆相ミキサ部3� ��サンプリングスイッチ35のゲート信号とし� �動作するLOB信号は、LO信号に対し、位相遅れ が180度となり、逆相ミキサ部3におけるサン� �リングのタイミングが、同相ミキサ部2にお� ��るタイミングよりも、1/2周期遅れる。しか� ��、逆相ミキサ部3に入力される制御信号は、 同相ミキサ部2に入力される制御信号と一致� �る。従って、逆相ミキサ部3の動作は、RF周� �数信号をサンプリングするタイミングが異� �る以外、以下で説明する逆相ミキサ部3の動� ��と共通する。なお、REF信号から各種の制御� ��号を生成する際には、図3及び図4の制御信� �生成部115の解説で説明したように、位相の� �御がされている。従って、LO信号と各種制御 信号の位相は一致するものではなく、位相差 が制御されている。

 同相系サンプリングミキサ101の同相ミキサ� ��2において、RF電流i _RF は、スイッチ5によってサンプリングされ、� �間的に離散化された離散信号となる。この� �散信号は、SV0信号~SV7信号に基づいて、順次� ��Ch6および、Cr7~14の各々に積分され、フィル� ��リングおよびデシメーション(decimation:間引� ��)が行われる。

 このようにすると、8タップのFIR(Finite Impuls e Response)フィルタの効果が得られる。このと き、積分スイッチ18~25のそれぞれにおけるサ� ��プリングレートは、同相ミキサ部2全体のサ ンプリングレートの1/8になる。これは、8個� �積分スイッチ18~25により8個のCr7~14に保持さ� �た信号が、移動平均されるからである。こ� �ようなフィルタを1段目FIRフィルタという。1 段目FIRフィルタの伝達関数は次式で表される 。

 また、各Cr7~14に順次接続されるCh6は、出力� ��位を保持するので、IIR(Infinite Impulse Response )フィルタの効果も得られる。このようなフ� �ルタを1段目IIRフィルタという。第1段目IIRフ ィルタの伝達関数のZ変換は、次式で表され� �。ただし、Ch6の容量をCh、各Cr7~14の容量をCr� ��する。

 さらに、上述したSBZ信号が、各放出スイ� ��チ26~29のゲートに入力すると、すべての放� �スイッチ26~29が、SBZ信号のハイレベルの間オ ンする。すると、各Cr7~10に積分された離散信 号が、オン状態の各放出スイッチ26~29を介し� ��、Cb15に同時に放出される。

 このようにすると、各Cr7~10に積分された� ��号が、同時にCb15に放出され、これにより、 4タップのFIRフィルタの効果が得られる。こ� �とき、SBZ信号によって稼働するダンプスイ� �チ16のサンプリングレートは、積分スイッチ 18~25のそれぞれにおけるサンプリングレート� ��1/4となる。これは、4個のCr7~10に積分された 信号が、Cb15で移動平均されるからである。

 また、各Cr11~14に積分された信号も、各Cr7~10 の場合と同様に機能し、SAZ信号のハイレベル の間、同時にCb15に放出される。したがって� �4タップのFIRフィルタの効果が得られる。こ� ��とき、SAZ信号によって稼働するダンプスイ� ��チ16のサンプリングレートは、積分スイッ� �18~25のそれぞれにおけるサンプリングレート の1/4となる。このようなフィルタを2段目FIR� �ィルタという。2段目FIRフィルタの伝達関数� ��Z変換は、次式で表される。

 また、上述した4個のCr7~10、または4個のCr11~ 14のグループ単位で、4個のCrがCb15に接続され る。これにより、IIRフィルタの効果が得られ る。このようなフィルタを2段目IIRフィルタ� �いう。2段目IIRフィルタの伝達関数のZ変換は 、次式で表される。ただし、Cb15の容量値をCb とする。

 そして、Cr7~10のグループ又はCr11~14のグル ープからの積分信号放出後、D信号がローレ� �ルになりダンプスイッチ16がオフし、Cb15が� �Cr7~10から切り離される。

 SBZ信号がハイレベルで、かつSAZ信号がロ� ��レベルのときに、R信号がリセットスイッチ 17のゲートに入力し、リセットスイッチ17が� �ンすると、4個のCr7~10に保持されている信号� ��、各Cr7~10の接地端子側へ放出されて、リセ� ��トされる。その後、FB0信号がフィードバッ� ��スイッチ34のゲートに入力し、フィードバ� �クスイッチ34がオンすると、フィードバック 信号が、不図示のDA変換器を介して信号処理� ��からサンプリングミキサ101側へ入力する。� ��ィードバック信号は、DCオフセットや差動� �フセットなどを補償するための信号であり� �不図示の信号処理部に生成される。具体的� �は、信号処理部は、サンプリングミキサ101� �出力信号を、AD変換器を介して入力する。そ して、信号処理部は、その出力信号を基に、 上述したフィードバック信号を生成する。こ れにより、DCオフセットや差動オフセットな� ��が補償される。このときのフィードバック� ��号により、1段目IIRフィルタの動作時に、DC� ��フセットや差動オフセットなどが補償され� ��。

 他方、SAZ信号がハイレベルで、かつSBZ信� ��がローレベルのときに、R信号がリセットス イッチ17のゲートに入力すると、リセットス� ��ッチ17がオンし、4個のCr11~14に保持されてい る信号が、各Cr11~14の接地端子側へ放出され� �、リセットされる。その後、FB1信号がフィ� �ドバックスイッチ35のゲートに入力し、フィ ードバックスイッチ35がオンすると、フィー� ��バック信号が、不図示のDA変換器を介して� �号処理部からサンプリングミキサ101側へ入� �する。

 以上のように同相系サンプリングミキサ1 01を構成すると、そのサンプリングミキサ101� ��出力信号は、1段目FIRフィルタ、1段目IIRフ� �ルタ、2段目FIRフィルタおよび2段目IIRフィル タを通過した信号となる。

 サンプリングミキサ101全体のフィルタ伝達� ��数は、式(1)、式(2)、式(3)、式(4)及びTA1によ� ��電流変換の式を用いて整理すると、次式で� ��される。ただし、TA1の相互コンダクタンス� ��gm、入力するRF信号の周波数をf _RF とする。

 図8は、上記(式1)~(式5)のそれぞれに対応� �るフィルタ特性を表す図である。図8Aには、 (式1)に対応する1段目FIRフィルタの特性が示� �れ、図8Bには、(式2)に対応する1段目IIRフィ� �タの特性が示されている。また、図8Cには、 (式3)に対応する2段目FIRフィルタの特性が示� �れ、図8Dには、(式4)に対応する2段目IIRフィ� �タの特性が示されている。そして、図8Eには 、(式5)に対応する同相系サンプリングミキサ 101全体のフィルタ特性が示されている。ここ では、LO信号周波数を2.4GHz、Ch6の容量を15pF、 各Cr7~14の容量を0.5pF、Cb15の容量を15pF、TA1の� �互コンダクタンスを7.5mSとしている。

 図8に示されるフィルタ特性例では、Cb15� �得られるサンプリング周波数は75MHzである。 これは、Cr7~10のグループとCr11~14のグループ� �らなる並列構成部分が、それぞれ37.5MHzで動� ��し、交互に信号を放出しているためである� ��

 このように並列に設けられた各グループ� ��動作周波数に一致する周波数間隔(ここでは 、37.5MHz間隔)及び両動作周波数の和に相当す� ��Cr7~14全体の出力周波数に一致する周波数間� ��(ここでは、75MHz間隔)で折り返し成分が現れ る。この折り返し成分は、上述したように受 信感度劣化の要因となる。

 ここで、LO信号と制御信号の位相差を変� �させると、折り返し成分レベルが非常に小� �くなる位相差(以下、「特異位相差」と呼ぶ� ��とがある)が存在する。この特異位相差は、 LO信号周波数、RF信号周波数、及び、直交復� �器100の出力信号周波数に応じた値をとる。

 図9は、LO信号と制御信号の位相差に対す� ��折り返し成分のレベルを示す図である。図9 において、LO信号と制御信号の位相差は、LO� �号周波数を基準とする位相で示している。� �こでは、LO信号周波数=2.4GHz、RF信号周波数=2. 438GHz及び出力信号周波数=500KHzの条件に設定� �れている。

 図9から分かるように、上記条件の下では 、特異位相差は、約150度である。従って、同 相系サンプリングミキサ101及び直交系サンプ リングミキサ102のそれぞれにおいて、LO信号� ��制御信号の位相差を150度に調整することに� ��り、上記条件下における受信感度の劣化を� ��止することができる。

 以上のように本実施の形態によれば、直� ��復調器100において、信号処理部(図示せず)� �、LO信号周波数、RF信号周波数、及び、直交� ��調器100の出力信号周波数の組み合わせ(つま り、直交復調器100の設定状態)とこれに応じ� �特異位相差との対応テーブルを予め保持し� �いる。そして、信号処理部は、LO信号と制御 信号の位相差が直交復調器100の設定状態に対 応する特異位相差となるように、遅延制御信 号を出力する。これにより、直交復調器100は 、設定状態にかかわらず、受信感度の劣化を 防止できる。

 なお、通常、LO信号周波数及び直交復調� �100の出力信号周波数は固定的であるので、� �の場合には、RF信号周波数(つまり、希望波� �周波数)に応じて特異位相差が異なってくる� ��従って、信号処理部は、RF信号周波数とこ� �に応じた特異位相差との対応テーブルを予� �保持し、この対応テーブルを用いて希望波� �波数に対応する特異位相差に応じた遅延制� �信号を出力すれば良い。例えば、直交復調� �100が例えばテレビ放送受信機に用いられる� �合には、RF信号周波数の異なるテレビチャネ ル毎の特異位相差を記憶する対応テーブルを 保持し、受信機が備えるチャネル選択部で選 択されたテレビチャネルに対応する特異位相 差にLO信号と制御信号の位相差を調整すれば� ��い。

 また、本実施の形態に係る直交復調器100� ��は、同相系サンプリングミキサ101の遅延制� ��部117が入力信号に対して与える遅延量を調� ��することにより出力制御信号の位相調整が� ��能である。また、遅延制御部120(遅延制御部 121)がLO信号(I)(LOB信号(I))に対して遅延制御信� ��に応じた遅延を与えることにより、LO信号(L OB信号(I))の位相調整も可能である。

 すなわち、同相系サンプリングミキサ101� ��は、制御信号生成部115の出力制御信号の位� ��及びLO信号生成部104の出力LO信号(出力LOB信� �)の位相の両方を調整することにより、出力� ��御信号と出力LO信号(出力LOB信号)との相対的 位相関係を調整している。

 しかしながら、本発明はこれに限定され� ��ものではなく、制御信号生成部115の出力制� ��信号の位相又はLO信号生成部104の出力LO信号 (出力LOB信号)の位相が調整されても良い。要� ��、制御信号生成部115の出力制御信号の位相� ��びLO信号生成部104の出力LO信号(出力LOB信号)� ��位相の少なくともいずれか一方を調整でき� ��ば良い。

 また、本実施の形態では、LO信号生成部10 4において、局部発振器103の出力信号周波数� �LO信号周波数の2倍とし、分周器118の分周数� �2、分周器119の分周数を4としたが、特にこれ に限定されるものではない。

 また、本実施の形態では、90度の位相差� �持ったLO信号、REF信号を生成するために、分 周器を用いたが、これに限らず、ポリフェイ ズフィルタ等を用いても良い。

 (実施の形態2)
 本発明の本実施の形態2では、サンプリング ミキサのデシメーション数が低い(ここでは� �特に、デシメーション数がゼロ)場合につい� ��説明する。デシメーション数が低い構成(デ シメーション無しの構成も含む)を有するサ� �プリングミキサは、特に、受信帯域が広帯� �に渡るUHF帯地上デジタルテレビ放送等の無� �システムでの使用に適している。

 図10は、本発明の実施の形態2に係る直交� ��調器200のブロック図である。ここでは、実� ��の形態1と異なる点を主に説明する。

 直交復調器200は、同相系サンプリングミ� ��サ201と、直交系サンプリングミキサ202と、L O信号生成部204とを備えている。

 LO信号生成部204は、一例として局部発振� �103から出力された信号を2分周したLO信号、LO B信号及びREF信号を出力タイミングを調整し� �同相系サンプリングミキサ201と直交系サン� �リングミキサ202とに出力する。

 図11は、同相系サンプリングミキサ201の� �路構成図である。なお、直交系サンプリン� �ミキサ202は、同相系サンプリングミキサ201� �同じ回路構成を有しているため、その説明� �省略する。ただし、同相系サンプリングミ� �サ201と直交系サンプリングミキサ202では、� �力するLO信号とREF信号の位相が異なる。

 図11において、同相系サンプリングミキ� �201は、TA1と、スイッチドキャパシタ部212、21 3と、制御信号生成部214と、サンプリングス� �ッチ5、36とを備えている。

 スイッチドキャパシタ部212は、Ch(ヒスト� ��キャパシタ)6と、Cr(ローテートキャパシタ)7 a,7b,7c,7dと、Cb(バッファキャパシタ)15と、ダ� �プスイッチ16a,16b,16c,16dと、リセットスイッ� �17a,17b,17c,17dと、積分スイッチ18a,18b,18c,18dと� �フィードバックスイッチ34a,34b,34c,34dとを備� �ている。

 スイッチドキャパシタ部213は、スイッチ� ��キャパシタ部212とも同様の構成を有してい� ��。ただし、スイッチドキャパシタ部213のサ� ��プリングスイッチ36に入力されるLOBは、ス� �ッチドキャパシタ部212のサンプリングスイ� �チ5に入力されるLOよりも1/2周期遅れている� �従って、同相ミキサ部2のサンプリングタイ� ��ングと、逆相ミキサ部3のサンプリングタイ ミングとは、1/2周期ずれている。

 制御信号生成部214は、LO信号生成部204か� �受け取るREF信号に基づいて、各種制御信号� �生成し、生成した各種制御信号を出力する� �制御信号生成部115は、信号処理部(図示せず) から受け取る第1の遅延制御信号に基づいて� �各種制御信号の出力タイミングを調整する� �

 制御信号生成部214は、Dフリップフロップ 回路を用いたシフトレジスタと、遅延制御部 117とを備えている。シフトレジスタは、REF信 号を基準とした4相の制御信号(S0信号、S1信号 、S2信号、S3信号)を出力する。S0信号、S1信号 、S2信号、S3信号は、ハイとローとを繰り返� �周期に関しては共通であり、且つ、位相に� �しては1/4周期ずつずれている。S0信号、S1信� ��、S2信号、S3信号のそれぞれにおいて、ハイ になっている時間はLO信号の1周期分である。

 遅延制御部117は、実施の形態1と同様であ る。従って、制御信号生成部214では、遅延制 御部117が入力信号に対して与える遅延量を調 整することにより、出力制御信号の位相が調 整されている。

 図12は、LO信号生成部204の構成を示すブロ ック図である。

 図12において、LO信号生成部204は、分周器 118の出力をバッファするバッファアンプ215、 216を備えている。

 バッファアンプ215は、LO信号(I)、LOB信号(I )をバッファして、一方の信号をREF信号(I)と� �て出力する。ここでは、LO信号(I)の入力に対 応するバッファアンプ215の出力信号をREF信号 (I)としているが、LOB信号(I)の入力に対応する バッファアンプ215の出力信号をREF信号(I)とし ても良い。

 バッファアンプ216は、バッファアンプ215� ��同様の構成を有している。

 遅延制御部120~123は、実施の形態1と同様� �ある。従って、LO信号生成部204でも、実施の 形態1のLO信号生成部104と同様に、LO信号(I)、L OB信号(I)、LO信号(Q)、LOB信号(Q)に信号処理部(� ��示せず)から受け取る遅延制御信号に応じた 遅延を与えることにより、受信無線信号のサ ンプリングタイミングが調整されている。

 本実施の形態における、遅延制御部117及� ��遅延制御部120~123に対して遅延制御信号を出 力する信号処理部(図示せず)は、実施の形態1 と同様に、LO信号周波数、RF信号周波数、及� �、直交復調器100の出力信号周波数の組み合� �せ(つまり、直交復調器200の設定状態)とこれ に応じた折り返し成分に関する特異位相差と の対応テーブル(第1対応テーブル)を保持して いる。

 更に、本実施の形態における信号処理部( 図示せず)は、直交復調器200の設定状態とこ� �に応じた2次歪成分に関する特異位相差との� ��応テーブル(第2対応テーブル)を保持してい� ��。

 信号処理部(図示せず)は、第1対応テーブ� ��及び第2対応テーブルの一方を利用対象テー ブルとして選択する。そして、信号処理部(� �示せず)は、直交復号器100の設定状態に応じ� ��特異位相差を利用対象テーブルを用いて特� ��し、LO信号(I)と制御信号生成部115から出力� �れる制御信号との位相差が特定した特異位� �差となるように、遅延制御信号を遅延制御� �117及び遅延制御部120に出力する。

 以上の構成を有する直交復調器200の動作� ��ついて説明する。上記のように同相系サン� ��リングミキサ201と直交系サンプリングミキ� ��202は同じ構成で特性も共通する。また、同� ��系サンプリングミキサ201において、スイッ� ��ドキャパシタ部212とスイッチドキャパシタ� ��213とは、同じ構成を有している。従って、� ��下では、主にスイッチドキャパシタ部212の� ��作について説明する。

 まず始めの第1段階として、S0信号がハイ� ��とき、Ch6とCr7aとが接続し、サンプリングス イッチ5から出力された離散信号は、Ch6とCr7a� ��積分される。

 次に第2段階として、S0信号がローになり� ��S1信号がハイになると、Cr7aとCb15とが接続し 、Cr7aに積分された信号がCb15に放出される。

 第3段階として、S1信号がローになり、S2� �号がハイになると、Cr7aに残った電荷がリセ� ��トスイッチ17aを介して接地され、Cr7aの電荷 がリセットされる。

 第4段階として、S2信号がローになり、S3� �号がハイになると、フィードバックスイッ� �34aがオンし、DA変換器からのフィードバック 信号がCr7aに入力され、DCオフセットや差動オ フセットなどが補償できる。

 Cr7aは、これらの4段階の動作を繰り返し� �う。

 また、Cr7b、7c、7dについても同様に4段階� ��繰り返し動作を行う。

 Cr7a~7dの繰り返し動作で異なる点は、同じ タイミングでは互いに異なる段階の動作をし ている点である。Cr7a~Cr7dを並列に備えるスイ ッチドキャパシタ回路は、4段階の動作を4相� ��行うことにより、全体としてデシメーショ� ��の行われない処理を実現している。

 ただし、Cr7a~Cr7dのそれぞれの動作周波数� ��LO信号周波数の1/4であるので、スイッチド� �ャパシタ部212のフィルタ特性には、LO信号周 波数の1/4周波数間隔で折り返し成分が現れる 。

 ここでも、LO信号と制御信号の位相差を� �化させると、特異位相差が存在する。この� �異位相差は、LO信号周波数、RF信号周波数、� ��び、直交復調器200の出力信号周波数に応じ� ��値をとる。

 図13は、LO信号と制御信号の位相差に対す る受信感度特性劣化因子のレベルを示す図で ある。特に、図13Aは、LO信号と制御信号の位� ��差に対する折り返し成分のレベルを示す図� ��ある。図13Aにおいて、LO信号と制御信号の� �相差は、LO信号周波数を基準とする位相で示 している。ここでは、LO信号周波数=480MHz、RF� ��号周波数=600.5MHz及び出力信号周波数=500KHzの 条件に設定されている。

 図13Aから分かるように、上記条件の下で� ��、特異位相差は、約100度である。従って、� ��相系サンプリングミキサ201及び直交系サン� ��リングミキサ202のそれぞれにおいて、LO信� �と制御信号の位相差を100度に調整すること� �より、上記条件下における折り返し成分を� �圧することができ、結果として、受信感度� �劣化を防止することができる。

 図13Bは、LO信号と制御信号の位相差に対� �る2次歪成分のレベルを示す図である。図13B� ��おいても、LO信号と制御信号の位相差は、LO 信号周波数を基準とする位相で示している。 ここでは、LO信号周波数=480MHz、RF信号周波数= 483MHz、483.5MHz及び出力信号周波数=500KHzの条件 に設定されている。

 図13Bから分かるように、上記条件の下で� ��、特異位相差は、約150度である。従って、� ��相系サンプリングミキサ201及び直交系サン� ��リングミキサ202のそれぞれにおいて、LO信� �と制御信号の位相差を150度に調整すること� �より、上記条件下における2次歪成分のレベ� ��を抑圧することができ、結果として、受信� ��度の劣化を防止することができる。

 なお、通常、LO信号周波数及び直交復調� �200の出力信号周波数は準固定的であるので� �この場合には、RF信号周波数(つまり、希望� �の周波数)に応じて特異位相差が異なってく� ��。従って、信号処理部(図示せず)は、RF信号 周波数とこれに応じた特異位相差との上記第 1対応テーブル及び上記第2対応テーブルを予� ��保持し、これらの対応テーブルを用いて希� ��波周波数に対応する特異位相差に応じた遅� ��制御信号を出力すれば良い。例えば、直交� ��調器200が例えばテレビ放送受信機に用いら� ��る場合には、RF信号周波数の異なるテレビ� �ャネル毎の特異位相差を記憶する対応テー� �ルを保持し、受信機が備えるチャネル選択� �で選択されたテレビチャネルに対応する特� �位相差にLO信号と制御信号の位相差を調整す れば良い。

 以上のように本実施の形態によれば、直� ��復調器200において、信号処理部(図示せず)� �、上記第1対応テーブル及び上記第2対応テー ブルを予め保持している。そして、信号処理 部(図示せず)は、上記第1対応テーブル及び上 記第2対応テーブルの一方を利用対象テーブ� �として選択し、この利用対象テーブルを用� �て、LO信号と制御信号の位相差が直交復調器 200の設定状態に対応する特異位相差となるよ うな遅延制御信号を出力する。これにより、 直交復調器200は、設定状態にかかわらず、折 り返し成分又は2次歪成分に起因する受信感� �の劣化を防止できる。

 なお、上記した実施形態1及び2では、直� �復調器100及び直交復調器200がシングルバラ� �ス構成を有するものとして説明を行った。� �ングルバランス構成とは、TA1への入力が同� �信号のみであり、サンプリングスイッチ5、3 6が互いに1/2周期差でサンプリングする構成� �意味する。しかしながら、直交復調器100及� �直交復調器200は、シングルバランス構成に� �られず、ダブルバランス構成としてもよい� �このダブルバランス構成をとる場合でも、� �施の形態1及び2と同様の効果が得られる。ダ ブルバランス構成では、同相信号入力端子及 び逆相信号入力端子を有する差動構成のTAが� ��いられるとともに、TAの同相信号出力端子� �び逆相信号出力端子のそれぞれにサンプリ� �グスイッチを設け、この2つのサンプリング� ��イッチが互いに1/2周期差でサンプリングす� ��。

 (実施の形態3)
 実施の形態3では、実施の形態1及び実施の� �態2の直交復調器100及び直交復調器200の具体� ��な適用例について説明する。

 図14は、本発明の実施の形態3に係る無線� ��置300の構成を示すブロック図である。無線� ��置300は、例えば、携帯電話、自動車電話、� ��ランシーバなどである。

 図14において、無線装置300は、アンテナ30 1、共用器302、送信部303、受信部304及び信号� �理部(DSP)305を備えている。送信部303は、電力 増幅器(PA)306及び変調部307を有する。受信部30 4は、低雑音増幅器(LNA)308及び復調部309を有す る。

 アンテナ301は、共用器302を介して、送信� ��303及び受信部304にそれぞれ接続されている� ��共用器302は、送信部303から信号が入力され� ��ば、その信号のうち、送信信号の周波数帯� ��の信号を通過させてアンテナ301に出力する� ��他方、共用器302は、アンテナ301からの信号� ��共用器302に入力されれば、その信号のうち� ��受信信号の周波数帯域の信号を通過させて� ��信部304に出力する。

 信号処理部305では、受信部304からの出力� ��号が、AD変換された後、その出力信号が信� �処理(例えば、音声処置、データ処理)される 。また、信号処理部305では、所定の入力信号 (例えば、音声、データ)が信号処理された後� ��DA変換されて、送信部303に出力される。な� �、図14において、無線装置300には信号処理部 305が1つ設けられているが、複数設けられて� �ても良い。

 復調部309には、実施の形態1に係る直交復 調器100を用いることができる。これにより、 LO信号と制御信号の位相関係を調整すること� ��可能となり、折り返し成分の抑圧により受� ��感度劣化を抑えることができる。

 また、復調部309には、実施の形態2に係る 直交復調器200を用いることもできる。これに より、折り返し成分を抑圧できることに加え て、2次歪成分を抑圧することができ、無線� �置300全体の受信感度劣化を抑えることがで� �る。

 (実施の形態4)
 実施の形態4でも、実施の形態1及び実施の� �態2の直交復調器100及び直交復調器200の具体� ��な適用例について説明する。

 図15は、本発明の実施の形態4に係る無線� ��置400の構成を示すブロック図である。ここ� ��は、実施の形態3の無線装置300の構成と異な る部分について説明する。

 図15において、受信部404は、検出部410を� �えている。

 検出部410はLNA308の出力信号をモニタし、� ��ニタ結果(出力電力、周波数、ピーク対平均 電力比等)を信号処理部(DSP)405に出力する。

 DSP405は、モニタ結果に基づき復調部409に� ��延制御信号を出力する。すなわち、ここで� ��、DSP405が、実施の形態1及び実施の形態2で� �明した信号処理部(図示せず)の代わりとなっ ている。

 復調部409には、実施の形態1に係る直交復 調器100を用いることができる。これにより、 LO信号と制御信号の位相関係を調整すること� ��可能となり、折り返し成分の抑圧により受� ��感度劣化を抑えることができる。

 また、復調部409には、実施の形態2に係る 直交復調器200を用いることもできる。検出部 410がLNA308から出力された信号の周波数成分を モニタしているとすると、DSP405は、予め保持 している上記第1対応テーブル及び上記第2対� ��テーブルから利用対象テーブルを選択する� ��択基準を次のように定めることができる。

 すなわち、モニタ結果にLO周波数のn/4倍(n は整数)の成分が存在するときには、折り返� �成分を抑圧するために上記第1対応テーブル� ��選択される。一方、モニタ結果にLO周波数� �n/4倍の成分が存在しないときには、2次歪を� ��圧するために上記第2対応テーブルが選択さ れる。

 こうして選択された利用対象テーブルを� ��いてDSP405が遅延制御信号を出力することに� ��り、折り返し成分の抑圧又は2次歪成分の抑 圧が可能となり、無線装置400全体の受信感度 劣化を抑えることができる。

 なお、ここで用いた利用対象テーブルの� ��択基準は、実施の形態2の信号処理部(図示� �ず)においても利用することができる。

 また、上記各実施の形態では、本発明を� ��ードウェアで構成する場合を例にとって説� ��したが、本発明はソフトウェアで実現する� ��とも可能である。

 また、上記各実施の形態の説明に用いた� ��機能ブロックは、典型的には集積回路であ� ��LSIとして実現される。これらは個別に1チッ プ化されてもよいし、一部または全てを含む ように1チップ化されてもよい。ここでは、LS Iとしたが、集積度の違いにより、IC、システ ムLSI、スーパーLSI、ウルトラLSIと呼称される こともある。

 また、集積回路化の手法はLSIに限るもの� ��はなく、専用回路または汎用プロセッサで� ��現してもよい。LSI製造後に、プログラムす� ��ことが可能なFPGA(Field Programmable Gate Array)� �、LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成� �能なリコンフィギュラブル・プロセッサー� �利用してもよい。

 さらには、半導体技術の進歩または派生� ��る別技術によりLSIに置き換わる集積回路化� ��技術が登場すれば、当然、その技術を用い� ��機能ブロックの集積化を行ってもよい。バ� ��オ技術の適用等が可能性としてありえる。

 2007年12月12日出願の特願2007-320380の日本出 願に含まれる明細書、図面および要約書の開 示内容は、すべて本願に援用される。