SHEN CHENGKE (CN)
CN1848828A | 2006-10-18 | |||
CN101572687A | 2009-11-04 | |||
CN1753346A | 2006-03-29 |
北京派特恩知识产权代理事务所(普通合伙) (CN)
权利要求书 1、 一种实现多径搜索的分段频域方法, 其特征在于, 包括: 将伪码序列切成预设数量个子序列段; 将输入信号序列结尾补零扩展后, 分割成预设数量个相互部分重叠的 子序列段; 对每个分段分别进行频域搜索, 并对各分段的频域搜索结果进行叠加 合并。 2、 根据权利要求 1所述的分段频域方法, 其特征在于, 所述将伪码序 列切成预设数量个子序列段包括: 将长度为 Lc的所述伪码序列 c切成预设数量 K个子序列段, 分别为 c(l),c(2),...,c(K), 每段长度为 N, 且满足 K*N=Lc; N=L+Lo, 其中, L0是 使得 N=L+L。是 2的指数的最小整数; 其中, L是所搜索的信道的时域长度, Lc是码分多址 CDMA本地伪码 的长度并且其长度为 2的幂, 且 L〈Lc。 3、 根据权利要求 2所述的分段频域方法, 其特征在于, 所述将输入信 号序列结尾补零扩展后, 分割成预设数量个相互部分重叠的子序列段包括: 所述输入信号序列 X长度为 (L+Lc),将所述输入信号序列 X结尾补零扩 展到长度满足 K*N+L+L。= (K+1)*N; 将经过补零扩展后的输入信号序列分割成预设数量 K个相互部分重叠 的子序列段, 分别为 x(l),x(2),...,x(K), 且每个子序列段的长度为 2Ν。 4、 根据权利要求 1~3任一项所述的分段频域方法, 其特征在于, 所述 对每个分段分别进行频域搜索为: 利用现有不分段的频域搜索方法实现。 5、 根据权利要求 4所述的分段频域方法, 其特征在于, 所述对各分段 的频域搜索结果进行叠加合并包括:将预设数量 Κ个分段分别输出的频域搜 索结果 y。(l ) , y0(2), y。(K)按照下列公式叠加合并得到最终频域搜索结 果 yo: yD = y0(i)+y0(2)+—+y0 。 6、 一种实现多径搜索的分段频域装置, 其特征在于, 至少包括: 伪码 序列分段模块、 输入信号序列分段模块、 预设数量 κ个频域搜索模块, 以及 合并处理模块, 其中, 伪码序列分段模块, 用于将伪码序列切成预设数量个子序列段; 输入信号序列分段模块, 用于将输入信号序列结尾补零扩展后, 分割 成预设数量个相互部分重叠的子序列段; 各频域搜索模块, 用于根据来自伪码序列分段模块的 k伪码子序列段, 以及来自输入信号序列分段模块的第 k输入信号子序列段, 对第 k分段进 行频域搜索,并将第 k分段搜索结果输出给合并处理模块;其中 k为 1或 2 , ... 或 K; 合并处理模块, 用于对各分段的频域搜索结果进行叠加合并, 得到最 终频域搜索结果。 |
本发明涉及多径搜索技术, 尤指一种实现多径搜索的分段频域方法及 装置。 背景技术
码分多址(CDMA ) 多径搜索用于搜索信道的多径延迟和衰减, 可以 通过检测信道的冲击响应 (CIR ) 来完成。 CDMA 的多径搜索通常通过时 域卷积完成。 时域卷积也可等价的通过频域乘积完成, 用频域法替代时域 卷积可大大简化多径搜索的运算复杂度, 频域法的运算复杂度与所釆用的 快速傅里叶变换(FFT ) 的大小有关。
随着多模软基带平台的日益广泛应用, 以通用数字信号处理(DSP )或 并行阵列处理器为核心完成 CDMA系统(或 WCDMA、 CDMA2000等系 统)码片级处理变得愈来愈可行。 对于 CDMA的多径搜索器来说, 相比在 时域直接卷积搜索的复杂度, 在频域乘法搜索的计算复杂度要低得多。
CDMA多径搜索时域法大致包括: 利用本地产生的伪码与天线接收到 的基带信号进行卷积完成, 卷积的结果是信道的冲击响应。 时域卷积法的 问题是运算量巨大。 图 1为现有频域法 CDMA多径搜索的示意图, 如图 1 所示, X是 CDMA天线基带信号码片取样信号, 长度为 Lx个码片; 本地 伪码序列长度为 Lc。假设信道搜索长度为 L(单位:码片),那么, Lx=L+Lc。
频域法是将长度为 Lx的 X补零扩展到 L fft , L fft 是大于 Lx, 且满足为 2 的指数的最小整数(可用 FFT处理); 然后, 通过尺度为 L fft 点 FFT运算完 成多径搜索。 其数学原理可用公式 (1)给出: y = - IFFT {eii g\ FFT {G|l,*|} | x FFT {\} } (1)
在公式 (1)中, χ是将长度为 Lx的 X补零扩展到 L fft 后的输入信号序列, FFT()为长度为 L fft 的 FFT变换; G[l , *] 为将长度为 Lc本地伪码序列补零 扩展到 L fft 后的伪码序列; IFFT0是长度为 L fft 的 FFT逆变换, FFT逆变换 的结果为一个长度为 L fft 的向量 y, 该向量 y由两个子向量 y0和 yl级联组 成, 其中, y0 长度为 L, 是该信道的冲激响应, 现有频域搜索器的组成框 图如图 2所示。
频域法大大降低了运算复杂度。 例如, £设 Lc=256, L=128 , 那么, 时域卷积需要 256*128=32768复数乘运算;而釆用频域法时, 假设 L fft = 512, 则仅需要 512*log 2 512+512=5120复数乘运算。 发明内容
有鉴于此, 本发明的主要目的在于在频域法的基础上提供 一种实现 CDMA多径搜索的分段频域方法及装置,能够进 步降低总的运算复杂度, 同时降低成本。
为达到上述目的, 本发明的技术方案是这样实现的:
一种实现多径搜索的分段频域方法, 包括:
将伪码序列切成预设数量个子序列段;
将输入信号序列结尾补零扩展后, 分割成预设数量个相互部分重叠的 子序列段;
对每个分段分别进行频域搜索, 并对各分段的频域搜索结果进行叠加 合并。
所述将伪码序列切成预设数量个子序列段包括 :
将长度为 Lc的所述伪码序列 c切成预设数量 K个子序列段, 分别为 c(l),c(2),...,c(K), 每段长为 N, 且满足 K*N=Lc; N=L+LQ, 其中, L。是使 得 N=L+Lo是 2的指数的最小整数;
其中, L是所搜索的信道的时域长度, Lc是 CDMA本地伪码的长度并 且其长度为 2的幂, 且 L〈Lc。
所述将输入信号序列结尾补零扩展后, 分割成预设数量个相互部分重 叠的子序列段包括:
所述输入信号序列 X长度为 (L+Lc),将所述输入信号序列 X结尾补零扩 展到长度满足 K*N+L+L。= (K+1)*N;
将经过补零扩展后的输入信号序列分割成预设 数量 K个相互部分重叠 的子序列段, 分别为 x(l),x(2),...,x(K), 且每个子序列段的长度为 2N。
所述对每个分段分别进行频域搜索为: 利用现有不分段的频域搜索方 法实现。
所述对各分段的频域搜索结果进行叠加合并包 括:将预设数量 K个分段 分别输出的频域搜索结果 y。(l) , y 0 (2), y。(K)全部按照公式 (2)叠加合并 得到最终频域搜索结果 y 0 。
一种实现多径搜索的分段频域装置, 至少包括: 伪码序列分段模块、 输入信号序列分段模块、预设数量 K个频域搜索模块, 以及合并处理模块, 其中,
伪码序列分段模块, 用于将伪码序列切成预设数量个子序列段; 输入信号序列分段模块, 用于将输入信号序列结尾补零扩展后, 分割 成预设数量个相互部分重叠的子序列段;
各频域搜索模块, 用于根据来自伪码序列分段模块的 k伪码子序列段, 以及来自输入信号序列分段模块的第 k输入信号子序列段, 对第 k分段进 行频域搜索,并将第 k分段搜索结果输出给合并处理模块;其中 k为 1或 2 , ... 或 K;
合并处理模块, 用于对各分段的频域搜索结果进行叠加合并, 得到最 终频域搜索结果。 从上述本发明提供的技术方案可以看出, 本发明釆用在将整个卷积段 分拆成多个较短的卷积段, 在每个子段上进行频域分段搜索, 进一步降低 了总的运算复杂度; 而且, 如果用 FFT硬件加速器完成的话, 可用小尺寸 的 FFT替代原需要大尺寸 FFT才能完成的搜索,降低了硬件实现的复杂度 , 从而降低了成本, 而且可以重复利用原有的小尺寸的 FFT模块。 附图说明
图 1为现有 CDMA多径搜索的示意图;
图 2为现有频域搜索器的组成框图;
图 3为本发明实现多径搜索的方法的流程图;
图 4为本发明多径搜索的方法中伪码数据块分割 实现示意图; 图 5为本发明多径搜索的方法中输入数据块分割 实现示意图; 图 6为本发明多径搜索的方法中分段卷积和合并 实现示意图; 图 7为本发明实现多径搜索的装置的组成结构示 图。 具体实施方式
图 3为本发明实现多径搜索的方法的流程图, 如图 3所示, 包括: 步骤 300: 将伪码序列切成预设数量个子序列段。
假设 L是所搜索的信道的时域长度, Lc是 CDMA本地伪码的长度并 且其长度为 2的幂; 并^^设 L〈Lc, 即伪码序列的长度长于信道的长度。 图 4为本发明多径搜索的方法中伪码数据块分割 实现示意图, 如图 3所 示,
本步骤中, 将长度为 Lc的伪码序列 c切成预设数量 K个子序列段, 分 别为 c(l),c(2),...,c(K), 每段长为 N, 且满足 K*N=Lc。 而 N=L+Lo, 其中, L 0 是使得 N=L+L Q 是 2的指数的最小整数, 即 2N也是 2的指数。
步骤 301 : 将输入信号序列结尾补零扩展后, 即可分割成预设数量个相 互部分重叠的子序列段。
图 5为本发明多径搜索的方法中输入数据块分割 实现示意图,如图 5 所示, 本步骤中, 将长度为 (L+Lc)输入信号序列 X结尾补 L。个零扩展到长 度满足 K*N+L+L 0 = (K+1)*N。 然后, 按照图 5将其分割成预设数量 K个相 互部分重叠的子序列段, 分别为 x(l),x(2),...,x(K), 且每段长度为 2Ν。
步骤 302: 对每个分段分别进行频域搜索, 并对各分段的频域搜索结果 进行叠加合并。
图 6为本发明多径搜索的方法中分段卷积和合并 实现示意图, 如图 6 所示, 共有 Κ个分段。 以第 k个分段为例, 在第 k个分段, 第 k个输入信号子 序列 x(k)和第 k个伪码子序列 c(k)为两个输入, 釆用现有频域法在该第 k段上 完成频域搜索, 得到该段的长度为 L输出子向 y。(k);
最后, 将预设数量 K个分段分别输出的结果 y Q (l), y 0 (2), y。(K)全部 按照公式 (2)叠加合并得到最终频域搜索结果 y 0 :
y 0 =y 0 (X)+y 0 (2)+...+y 0 {K) (2) 与现有频域法相比:
这里, 仅考虑对输入信号的 FFT运算, 本地伪码的 FFT运算可离线得 到。 于是, 现有不分段的频域法所需的复乘法和复加法数 如下:
其中, 所需的复乘法为: 对扩展输入信号作 FFT需要复乘法数为: tog 2 ½; 其中, L fft 是大于
Lx, 且满足为 2 的指数的最小整数。
输入信号 FFT的结果同伪码 FFT的结果相乘需要复乘法数为: L fft 作 IFFT需要复乘法数为: tog 2 L fft ; 这样将三部分相加, 总的所需的复乘法数为: L (l + l。g 2 L )。
类似地, 所需的总的复加法数为: 2L fft \og 2 L fft 。 如果 Lc〉 L, 则仅有 L fft 〉 2L c , 总的复乘法数 > 2L c (l + log 2 2L c ) , 总的复 力口数 > 4L c log 2 2L c 。
而本发明分段法下的频域法中, 所需的复乘法和复加法数如下: 如 果 Lc 〉 L , 则 仅 有 L C =KN , 总 的 复 乘 法 数 = 2^(1 + log 2 2N) = 2L C (1 + log 2 2N) , 总的复力口法数 = 4 log 2 2N = 4L C log 2 2N。
显然, 与现有不分段的频域法比较, 本发明分段法下的频域法所需的 复运算量小于不分段的频域法的。 因此, 本发明釆用的在将整个卷积段分 拆成多个较短的卷积段, 在每个子段上进行频域分段搜索, 进一步降低了 总的运算复杂度; 而且, 如果用 FFT硬件加速器完成的话, 由于釆用了分 段处理, 可用小尺寸的 FFT替代原需要大尺寸 FFT才能完成的搜索, 降低 了成本。
针对本发明方法, 还提供一种实现多径搜索的装置, 其组成结构示意 图如图 7 所示, 至少包括: 伪码序列分段模块、 输入信号序列分段模块、 预设数量 K各频域搜索模块即第一频域搜索模块、 第二频域搜索模块…第 预设数量 K频域搜索模块, 以及合并处理模块, 其中,
伪码序列分段模块, 用于将伪码序列切成预设数量个子序列段; 输入信号序列分段模块, 用于将输入信号序列结尾补零扩展后, 分割 成预设数量个相互部分重叠的子序列段;
各频域搜索模块, 用于根据来自伪码序列分段模块的 k伪码子序列段, 以及来自输入信号序列分段模块的第 k输入信号子序列段, 对第 k分段进 行频域搜索,并将第 k分段搜索结果输出给合并处理模块;其中 k为 1或 2 , . . . 或 K; 即:
第一频域搜索模块, 用于根据来自伪码序列分段模块的第 1伪码子序 列段, 以及来自输入信号序列分段模块的第 1 输入信号子序列段, 对第 1 分段进行频域搜索, 并将第 1分段搜索结果输出给合并处理模块; 第二频域搜索模块, 用于根据来自伪码序列分段模块的第 2伪码子序 列段, 以及来自输入信号序列分段模块的第 2输入信号子序列段, 对第 2 分段进行频域搜索, 并将第 2分段搜索结果输出给合并处理模块; 第预设数量 K频域搜索模块, 用于根据来自伪码序列分段模块的第 K 伪码子序列段,以及来自输入信号序列分段模 块的第 K输入信号子序列段, 对第 K分段进行频域搜索, 并将第 K分段搜索结果输出给合并处理模块; 合并处理模块, 用于对各分段的频域搜索结果进行叠加合并, 得到最 终频域搜索结果。
以上所述, 仅为本发明的较佳实施例而已, 并非用于限定本发明的保 护范围, 凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改 、 等同替换和改进 等, 均应包含在本发明的保护范围之内。