LÁMPARA Y SISTEMA QUE LO INCLUYE

Sector de la técnica

La presente invención concierne en general, en un primer aspecto, a un balastro electrónico auto-oscilante con atenuación de luz para una lámpara, aplicable a lámparas fluorescentes por inducción sin electrodos (IEFL) y a otro tipo de lámparas, tales como las lámparas de descarga de alta intensidad (HID), y más particularmente a un balastro que permite realizar tanto funciones de atenuación como de autoarranque sin la necesidad de utilizar circuitos auxiliares.

Un segundo aspecto de la presente invención concierne a un sistema que comprende al balastro del primer aspecto y a un dispositivo de control remoto adaptado para controlarlo.

Estado de la técnica anterior

En el estado de la técnica son conocidos balastros electrónicos auto-oscilantes con atenuación de luz para una lámpara que comprenden:

- un inversor de corriente que comprende por lo menos un dispositivo de conmutación;

- un tanque resonante que comprende una inductancia de tanque y un condensador de tanque conectados eléctricamente en serie a la salida del inversor de corriente;

- un circuito de detección de corriente que incluye por lo menos un sensor de corriente configurado y dispuesto para detectar la corriente que circula por dicho tanque resonante; y

- un circuito de control conectado a dicho circuito de detección de corriente para recibir unas señales de detección proporcionadas por éste, y con al menos una salida conectada al dispositivo o dispositivos de conmutación, estando el circuito de control configurado y dispuesto para llevar a cabo un control de atenuación en relación a la luz emitida por una lámpara conectada a la salida de dicho tanque resonante, mediante la generación de unas primeras señales de control de conmutación en función de las señales de detección recibidas, y su posterior envío al dispositivo o dispositivos de conmutación. En general, los balastros del estado de la técnica necesitan de un circuito auxiliar para poder llevar a cabo el autoarranque, que incluye elementos magnéticos adicionales y, en general un DIAC o dispositivo equivalente, con el fin de generar un pulso inicial que permita el autoarranque. Tal es el caso del balastro descrito en US6696803.

Por otra parte, por la patente US5545955 se conoce un balastro electrónico que prescinde del mencionado circuito auxiliar de elementos magnéticos adicionales y DIAC, para llevar a cabo el autoarranque del balastro, y en su lugar propone realizar una detección de cruce por cero de la corriente circulante por el tanque resonante, mediante una disposición de dos diodos en inversa, y una circuitería lógica que actúa directamente sobre los transistores del inversor, en función de la citada detección de cruce por cero, realizando así el autoarranque del balastro.

El circuito propuesto en la patente US5545955 implementa, a la entrada de la mencionada circuitería lógica, un oscilador adicional, formado por una resistencia RT y un condensador CT (ambos externos), en función de cuyos valores se generará una oscilación, diferente y adicional a la del tanque resonante, que proporcionará la conmutación de los transistores que hará que el circuito resonante oscile cerca de la frecuencia de resonancia y, por tanto, que se produzca el autoarranque. La elección de los valores de RT y CT resulta crítica para que pueda o no producirse el autoarranque del balastro, ya que deben proporcionar una constante de tiempo que sea más lenta que la asociada a la frecuencia de resonancia del tanque pero no mucho más lenta, ya que sino no se producirá el autoarranque del balastro. En este sentido, si bien en la descripción de US5545955 se indica que el circuito está preparado para proporcionar también funciones de atenuación, sin describir cómo hacerlo, resulta evidente que ello solamente sería posible actuando sobre los valores de RT y CT, O sobre algún elemento adicional conectado a RT y CT, con lo cual el riesgo de salirse del rango de valores de RT y CT mencionado arriba que permite el autoarranque es muy alto.

Aparece, por tanto, necesario ofrecer una alternativa al estado de la técnica que cubra las lagunas halladas en el mismo, proporcionando un balastro electrónico que realmente permita realizar tanto el autoarranque del mismo como funciones de atenuación sin la necesidad ni de circuitos magnéticos ni de osciladores auxiliares.

Explicación de la invención Con tal fin, la presente invención concierne, en un primer aspecto, a un balastro electrónico auto-oscilante con atenuación de luz para una lámpara, que comprende, de manera en sí conocida:

- un inversor de corriente que comprende por lo menos un dispositivo de conmutación;

- un tanque resonante que comprende una inductancia de tanque y un condensador de tanque conectados eléctricamente en serie a la salida del inversor de corriente;

- un circuito de detección de corriente que incluye por lo menos un sensor de corriente configurado y dispuesto para detectar la corriente que circula por dicho tanque resonante; y

- un circuito de control conectado a dicho circuito de detección de corriente para recibir unas señales de detección proporcionadas por éste, y con al menos una salida conectada a dicho al menos un dispositivo de conmutación, estando el circuito de control configurado y dispuesto para llevar a cabo un control de atenuación en relación a la luz emitida por una lámpara conectada a la salida de dicho tanque resonante, mediante la generación de unas primeras señales de control de conmutación en función de las señales de detección recibidas, y su posterior envío al dispositivo de conmutación.

A diferencia de los balastros electrónicos del estado de la técnica, en el propuesto por la presente invención, de manera característica, el circuito de control está configurado y dispuesto también para llevar a cabo un control del autoarranque del balastro por la propia oscilación proporcionada por el tanque resonante, mediante la generación de unas segundas señales de control de conmutación en función de una señal de habilitación recibida por el circuito de control, y su posterior envío al dispositivo de conmutación, que es al menos uno.

Para un ejemplo de realización, la lámpara también está incluida en el balastro propuesto por el primer aspecto de la invención.

De acuerdo a un ejemplo de realización preferido del balastro del primer aspecto de la presente invención el citado sensor de corriente es un transformador de corriente con un primario que constituye la citada inductancia de tanque y un secundario que constituye una inductancia de detección. Según un ejemplo de realización, el inversor es de media onda y comprende dos dispositivos de conmutación conectados eléctricamente en serie entre sí, estando el tanque resonante conectado entre un punto intermedio de conexión de ambos dispositivos de conmutación y una conexión a masa.

En el balastro del primer aspecto de la presente invención, según un ejemplo de realización, el circuito de detección de corriente comprende una primera y una segunda resistencias conectadas al sensor de corriente de manera que por una de ellas circule una primera corriente directamente proporcional a la corriente circulante por el tanque resonante, y por la otra una segunda corriente de igual magnitud pero de signo inverso a la primera corriente.

Preferentemente, para el caso preferido en que le sensor de corriente es un transformador de corriente, la primera resistencia está conectada entre un primer extremo de la inductancia de detección y una conexión a masa, y la segunda resistencia está conectada entre un segundo extremo de la inductancia de detección y la conexión a masa.

De acuerdo a un ejemplo de realización, el circuito de control comprende un circuito lógico con por menos una primera y una segunda salidas, cada una de ellas conectada a un respectivo de los dos dispositivos de conmutación para su control mediante el envío de las primeras y segundas señales de control de conmutación, y una entrada de habilitación para la recepción de la señal de habilitación, estando el circuito lógico adaptado para, al recibir la señal de habilitación, generar las segundas señales de control de conmutación para que uno de los dos dispositivos de conmutación adopte un estado de conducción. Aunque el referido circuito lógico puede implementarse de diversas formas, para una implementación preferida éste comprende:

- un biestable que comprende las citadas primera y segunda salidas, la mencionada entrada de habilitación, y una primera y una segunda entradas de control;

- un primer comparador con una primera entrada conectada a la primera resistencia de manera que la caída de tensión existente en la primera resistencia es aplicada en la citada primera entrada, una segunda entrada conectada a un punto de referencia de un circuito de tensión de referencia variable, y una salida conectada a la primera entrada de control del biestable; y - un segundo comparador con una primera entrada conectada a la segunda resistencia de manera que la caída de tensión existente en la segunda resistencia es aplicada en la citada primera entrada, una segunda entrada conectada al mencionado punto de referencia del circuito de tensión de referencia variable, y una salida conectada a la segunda entrada de control del biestable.

Ventajosamente, los dos dispositivos de conmutación son sendos transistores MOSFET de canal N, con sus terminales de puerta conectados, respectivamente, a la primera y la segunda salidas del biestable.

Las anteriormente llamadas primeras y segundas señales de control de conmutación son, para el ejemplo de realización descrito justo arriba, las señales digitales proporcionada a las salidas del biestable, por lo que tales señales son señales binarias, es decir en forma de pulso. De acuerdo a un ejemplo de realización, el circuito de tensión de referencia variable comprende también una resistencia conectada entre el punto de referencia y un terminal con una tensión de referencia variable en un rango de tensión igual o mayor que cero para llevar a cabo el control de la atenuación, de manera que al aumentar la tensión de referencia se atenúe la luz emitida por la lámpara al disminuir la potencia de salida suministrada por el tanque resonante.

El balastro del primer aspecto de la presente invención es aplicable a lámparas IEFL y a otro tipo de lámparas, tales como las lámparas HID, simplemente adaptando el tanque resonante a la lámpara a la que conectarlo.

Según un ejemplo de realización, el circuito de tensión de referencia variable comprende además un filtro pasa-bajos que incluye un condensador y un dispositivo de conmutación auxiliar conectados en paralelo entre una conexión a masa y el citado punto de referencia, estando la entrada de habilitación del biestable conectada eléctricamente al dispositivo de conmutación auxiliar para recibir la señal de habilitación y controlarse su conmutación en función de la misma.

El circuito de tensión de referencia variable comprende además, de acuerdo a una realización, un diodo Zener con su cátodo conectado eléctricamente al punto de referencia y su ánodo conectado eléctricamente a la conexión a masa. De acuerdo a un ejemplo de realización, el dispositivo de conmutación auxiliar es un transistor MOSFET de canal P con su terminal de drenador conectado eléctricamente al punto de conexión a masa, su terminal de fuente conectado eléctricamente al punto de referencia y su terminal de puerta conectado eléctricamente a la entrada de habilitación del biestable.

Según un ejemplo de realización, el circuito de control comprende medios de comunicación (inalámbricos y/o vía cable) adaptados para recibir unas señales de control desde un dispositivo de control remoto que incluyan como mínimo a la señal de tensión de referencia variable, donde, por ejemplo, las señales de control incluyen un mensaje que pueda ser transformado en una señal de tensión que constituya la tensión de referencia. Opcionalmente, las señales de control incluyen también a la señal de habilitación, aunque esta última (alternativamente o de manera complementaria) puede aplicarse localmente actuando sobre unos medios de entrada (tal como un pulsador o teclado) del propio circuito de control del balastro.

Según un ejemplo de realización del balastro propuesto por la presente invención, el circuito de control comprende:

- un primer sub-circuito de control, configurado y dispuesto para llevar a cabo el control de atenuación en relación a la luz emitida por la lámpara, mediante la generación de las primeras señales de control de conmutación en función de las señales de detección recibidas, y su posterior envío al dispositivo o dispositivos de conmutación; y

- un segundo sub-circuito de control, configurado y dispuesto para llevar a cabo el control del autoarranque del balastro por la propia oscilación proporcionada por el tanque resonante, mediante la generación de las segundas señales de control de conmutación en función de la arriba mencionada señal de habilitación recibida por el circuito de control y de las señales de detección recibidas desde el circuito de detección de corriente, y su posterior envío al dispositivo o dispositivos de conmutación.

De acuerdo a un ejemplo de realización preferido, el circuito de control del balastro del primer aspecto de la presente invención está implementado en un circuito integrado, fabricado por ejemplo mediante procedimientos convencionales de fabricación CMOS. Mediante el primer aspecto de la invención se consigue proporcionar un balastro electrónico más ligero, pequeño y barato que los conocidos en el estado de la técnica.

Un segundo aspecto de la presente invención concierne a un sistema, que comprende:

- por lo menos un balastro según el primer aspecto de la presente invención, en particular según el ejemplo de realización descrito arriba para el que el circuito de control comprende medios de comunicación; y - un dispositivo de control remoto que está adaptado para la generación de por lo menos la señal de tensión de referencia variable (y opcionalmente también de la señal de habilitación) y que incluye medios de comunicación para el envío (inalámbricos y/o vía cable) de por lo menos la señal de tensión de referencia generada variable (y opcionalmente también de la señal de habilitación) a los respectivos medios de comunicación del circuito de control del balastro.

Breve descripción de los dibujos

Las anteriores y otras ventajas y características se comprenderán más plenamente a partir de la siguiente descripción detallada de unos ejemplos de realización con referencia a los dibujos adjuntos, que deben tomarse a título ilustrativo y no limitativo, en los que:

La Figura 1 ilustra, de manera esquemática, al balastro del primer aspecto de la invención, para un ejemplo de realización que permite una conmutación de paso por cero de corriente (ZCS, acrónimo de los términos en inglés: "Zero-Current Switching") y para el que el inversor opera por debajo de la frecuencia de resonancia.

La Figura 2 muestra unas formas de onda asociadas al funcionamiento del balastro de la Figura 1 , durante una etapa inicial de autoarranque del mismo seguida de una de atenuación.

La Figura 3 muestra unas formas de onda asociadas al funcionamiento del balastro de la Figura 1 , durante una etapa de atenuación.

La Figura 4 ilustra, de manera esquemática, al balastro del primer aspecto de la invención, para otro ejemplo de realización, el cual permite una conmutación de paso por cero de tensión (ZVS, acrónimo de los términos en inglés: "Zero-Voltage Switching") y para el que el inversor opera por encima de la frecuencia de resonancia.

La Figura 5 muestra unas formas de onda asociadas al funcionamiento del balastro de la Figura 4, durante una etapa inicial de autoarranque del mismo seguida de una de atenuación.

La Figura 6 ilustra, de manera esquemática, al balastro del primer aspecto de la invención, para otro ejemplo de realización, para el cual el circuito de control está dividido en dos secciones, A y B, y que permite conseguir un 100% de atenuación y mantener la atenuación para un gran rango de cargas diferentes.

La Figura 7 muestra unas formas de onda asociadas al funcionamiento del balastro de la Figura 6, durante una etapa de autoarranque sin atenuación, con Vth = 0 y donde la Sección A se encarga de controlar al biestable.

La Figura 8 muestra unas formas de onda asociadas al funcionamiento del balastro de la Figura 6, durante una etapa de autoarranque seguida de una de atenuación, con Vth≠ 0 y donde la Sección B se encarga de controlar al biestable. Descripción detallada de unos ejemplos de realización

En la Figura 1 se ilustra un ejemplo de realización ilustrado del balastro electrónico auto- oscilante con atenuación de luz para una lámpara propuesto por el primer aspecto de la presente invención, para el que éste comprende, entre otros elementos, un inversor de corriente de media onda con su entrada conectada a una tensión continua Vg, y que incluye dos dispositivos de conmutación Q1 , Q2, en particular dos transistores MOSFET de canal N.

El balastro también comprende un tanque resonante que comprende una inductancia de tanque Lr y un condensador de tanque Cr conectados eléctricamente en serie a la salida del inversor de corriente, en particular entre un punto intermedio de conexión de ambos transistores Q1 , Q2 (a través de un condensador Cb) y el extremo libre del transistor Q2.

En paralelo con el condensador de tanque Cr se conecta una lámpara F (por ejemplo una lámpara IEFL o una lámpara HID). Según se aprecia en la Figura 1 , el balastro comprende un circuito de detección de corriente que incluye un sensor de corriente configurado y dispuesto para detectar la corriente que circula por dicho tanque resonante, y que está constituido por un transformador de corriente con un primario que constituye la inductancia de tanque Lr y un secundario que constituye una inductancia de detección Ls.

El circuito de detección de corriente comprende una primera resistencia Rb conectada entre un primer extremo de la inductancia de detección Ls y una conexión a masa, y una segunda resistencia Ra conectada entre un segundo extremo de la inductancia de detección Ls y la conexión a masa, de manera que por la primera resistencia Rb circule una primera corriente directamente proporcional a la corriente circulante por el tanque resonante, y por la segunda resistencia Ra circule una segunda corriente de igual magnitud pero de signo inverso a la primera corriente. Asimismo, el balastro ilustrado por la Figura 1 comprende además un circuito de control que comprende un circuito lógico que a su vez comprende:

- un biestable Be que comprende unas primera Q y segunda Q salidas, una entrada de habilitación E, y una primera S y una segunda R entradas de control;

- un primer comparador A1 (en la forma de un amplificador operacional) con una primera entrada A1 + conectada a la segunda resistencia Ra (a su extremo conectado a Ls) de manera que la caída de tensión existente en la segunda resistencia Ra es aplicada en la primera entrada A1 +, una segunda entrada A1- conectada a un punto de referencia Pr de un circuito de tensión de referencia variable, y una salida C- conectada a la primera entrada de control S del biestable; y

- un segundo comparador A2 con una primera entrada A2+ conectada a la primera resistencia Rb (a su extremo conectado a Ls) de manera que la caída de tensión existente en la segunda resistencia Rb es aplicada en la primera entrada A2+, una segunda entrada A2- conectada al punto de referencia Pr del circuito de tensión de referencia variable, y una salida C+ conectada a la segunda entrada de control R del biestable Be.

Tal y como puede apreciarse en la Figura 1 , cada una de las primera Q y segunda Q salidas del biestable Be se encuentra conectada al terminal de puerta de un respectivo de los dos transistores Q1 , Q2 para su control mediante el envío de unas primeras y segundas señales de control de conmutación, y una entrada de habilitación E para la recepción de una señal de habilitación En.

Para el ejemplo de realización ilustrado en la Figura 1 , el circuito de tensión de referencia variable comprende una resistencia Rf conectada entre el punto de referencia Pr y un terminal Tth con una tensión de referencia Vth variable (manual o automáticamente, de forma local o remota) en un rango de tensión igual o mayor que cero para llevar a cabo el control de la atenuación. El circuito de tensión de referencia variable comprende además un filtro pasa-bajos que incluye un condensador Cf y un dispositivo de conmutación auxiliar Qf conectados en paralelo entre una conexión a masa y el punto de referencia Pr.

Para la realización ilustrada, el dispositivo de conmutación auxiliar Qf es un transistor MOSFET de canal P con su terminal de drenador conectado eléctricamente al punto de conexión a masa, su terminal de fuente conectado eléctricamente al punto de referencia Pr y su terminal de puerta conectado eléctricamente a la entrada de habilitación E del biestable Be para recibir la señal de habilitación En y controlarse su conmutación en función de la misma. Adicionalmente, el circuito de tensión de referencia variable comprende un diodo Zener Z con su cátodo conectado eléctricamente al punto de referencia Pr y su ánodo conectado eléctricamente a la conexión a masa.

El circuito de control está configurado y dispuesto tal y como se ha descrito anteriormente y según se ilustra en la Figura 1 , para un ejemplo de realización, con el fin de llevar a cabo tanto un control de atenuación en relación a la luz emitida por la lámpara F como el autoarranque del balastro.

El funcionamiento del balastro del primer aspecto de la presente invención se describe a continuación, para el ejemplo de realización ilustrado en la Figura 1.

El transformador de corriente detecta la corriente de entrada Is y al hacer circular la corriente circulante por la inductancia de detección Ls por las resistencias Ra y Rb, genera en éstas unas correspondientes caídas de tensión asociada a unas señales eléctricas que tienen unas formas de onda invertida en Ra, y no invertida en Rb. La señal no invertida se compara en el comparador A2 con una tensión de referencia umbral Vth filtrada a través de un filtro pasa-bajos. De forma similar, la señal invertida se compara en el comparador A1 con la tensión de referencia umbral Vth también filtrada por el filtro pasa- bajos. Como resultado de las comparaciones llevadas a cabo en A1 y A2, sus salidas C- y C+ son complementarias. Cuando la corriente es positiva, la salida C+ está activa y la salida C- está inactiva. Cuando la corriente es negativa, la salida C- está activa y la salida C+ está inactiva. Las salidas C- y C+ están conectadas a un biestable Be que controla la activación de los transistores Q1 y Q2. La descripción anterior proporciona los fundamentos de la auto-oscilación del balastro electrónico de la presente invención.

Para llevar a cabo el auto-arranque del balastro, según se ilustra en la Figura 2, se activa la señal de habilitación En, es decir pasa a tener un estado alto (en el tiempo ta). Mientras se encuentra en estado bajo, el transistor Qf permite que el condenador Cf del filtro pasa-bajos se descargue por completo. Una vez En pasa a un estado alto, Qf deja de conducir corriente y se permite la carga del condensador Cf.

El filtro de paso bajo formado por Rf y Cf tiene una constante de tiempo lenta con el fin de desactivar la atenuación durante el encendido de la lámpara F, es decir durante el auto- arranque. La señal de habilitación En alimenta el transistor auxiliar Qf, lo que asegura que el condensador Cf esté completamente descargado antes de la puesta en marcha, tal y como se ha explicado en el párrafo anterior. El diodo Zener entre Vth y masa impide que valores excesivos de Vth puedan deshabilitar la auto-oscilación del circuito, limitando el valor de tensión en Pr a comparar en A1 y A2, es decir Vc _f , a que sea igual o menor que VR ₃ y VF*.

Como se observa en la Figura 2, en el tiempo ta, es decir al activarse la señal de habilitación En, Q adopta un estado alto, por lo Q1 pasa a un estado de conducción, lo que hace que el balastro arranque, es decir se inicie la oscilación del tanque resonante.

A partir de ese momento, es decir una vez el balastro ha arrancado, puede llevarse a cabo la función de atenuación, lo cual sucede de manera natural y consecutiva al autoarranque, al realizarse la comparación descrita anteriormente en los comparadores A1 , A2, lo que provoca la correspondiente conmutación de los transistores Q1 , Q2 por la propia oscilación del circuito, es decir del tanque resonante. Tal función de atenuación se ilustra tanto en la Figura 2 (tras el autoarranque) como en la Figura 3. En esta última puede apreciarse cómo, para una tensión Vth de valor positivo (adoptada en el tiempo td), el condensador Cf se va cargando hasta como máximo la tensión Vth (o la del diodo Zener Z, si Vth fuese demasiado alta), y comparándose con VR ₃ y VF*, es decir con las caídas de tensión provocadas por la circulación de Is por Ra y Rb, de manera que cuando VR ₃ supera el valor de Vcf la salida Q pasa a un estado activo, haciendo que Q2 adopte un estado de conducción, y en cambio cuando es VF* la que supera el valor de Vcf es la salida Q la que pasa a un estado activo, haciendo que Q1 adopte un estado de conducción. Como puede apreciarse en las Figuras 2 y 3, os instantes de conmutación ocurren en los cruces entre un valor positivo creciente de Is (o decreciente de -Is) y Vcf (o -Vcf). Por tanto, un aumento en Vth da lugar a un cruce posterior de las dos formas de onda, en un ángulo negativo entre las componentes fundamentales de la tensión de entrada y la corriente de entrada del balastro, incrementándose la fase de la impedancia de entrada, y en una consiguiente reducción de la frecuencia de conmutación, lo que disminuye la potencia de salida suministrada a la lámpara. Se consigue así, por tanto, controlar la atenuación mediante la variación del valor de Vth.

Para el ejemplo de realización del balastro de la Figura 1 la atenuación se proporciona con la corriente adelantada en fase a la tensión, lo que permite que el inversor opere bajo una conmutación de paso por cero de corriente (ZCS) y por debajo de la frecuencia de resonancia. La atenuación conseguida según este ejemplo de realización está por debajo el 50%.

Un ejemplo de realización alternativo se ilustra en la Figura 4, para el cual la atenuación se proporciona con la corriente retrasada en fase respecto a la tensión, lo que permite que el inversor opere bajo una conmutación de paso por cero de tensión (ZVS) y por encima de la frecuencia de resonancia. La atenuación conseguida según este ejemplo de realización llega hasta el 50%. Los componentes incluidos en el circuito del ejemplo de realización de la Figura 4 son los mismos que los del de la Figura 1 , pero conexionados y dispuestos de manera diferente, en general invertidos con respecto a la posición ocupada en la Figura 1 , estando en este caso conectada la salida Q del biestable Be al transistor Q1 y la salida Q al transistor Q2. Las formas de onda ilustradas en la Figura 5 son similares a la de la Figura 2, pero asociadas al funcionamiento del balastro de la Figura 4, y muestran también una etapa inicial de autoarranque seguida de una de atenuación. En las realizaciones de las Figuras 1 y 4, se ha representado el puente del inversor según un tipo de medio puente, pero para realizaciones alternativas (no ilustradas), éste es de tipo puente completo, por lo que incorpora cuatro transistores controlados de manera análoga por las señales de salida del biestable Be. Tanto para el ejemplo de realización de la Figura 1 como para el de la Figura 4, el balastro de la presente invención tiene una serie de limitaciones.

Una de tales limitaciones es la relativa a la necesidad de incluir un elemento limitador de tensión, que en este caso está implementado mediante el diodo Zener Z, con el fin de limitar la entrada de atenuación, es decir V _th , para que no supere a la asociada a la corriente detectada, ya que si V _th tuviese un valor demasiado alto los comparadores no se activarían y el inversor dejaría de conmutar. Debido a que tal límite depende de la carga, el valor del diodo Zener debe ser adaptado para cada lámpara/carga. Otra de tales limitaciones es la ya apuntada arriba relativa a la limitación de la atenuación que es posible obtener, a un máximo de un 50%.

Finalmente, otra de las mencionadas limitaciones es la relativa a que como la atenuación podría impedir la auto-oscilación del balastro durante el arranque, se incluye el filtro pasa- pajos arriba descrito, formado por Rf y Cf, con el fin de asegurar la operación del balastro sin el mencionado impedimento.

Con el fin de superar las mencionadas limitaciones, se propone otro ejemplo de realización del balastro de la presente invención, que se ilustra en la Figura 6, y que extiende el rango de atenuación conseguida hasta un 100% y mantiene la auto-oscilación para un muy amplio rango de cargas sin necesidad de un diodo Zener, debido a que utiliza circuitería adicional que desacopla las señales de control de la auto-oscilación que conmutan el inversor a la frecuencia de resonancia de las señales de control que inducen la atenuación. En este caso el límite de atenuación puede establecerse como una constante debido a que no depende de la carga. Este ejemplo de realización asegura el correcto auto-arranque del balastro con indiferencia de la configuración de atenuación, siendo posible una atenuación completa en el arranque en lámparas que no requieran de ignición.

Según se aprecia en la Figura 6, el circuito mantiene la misma estructura básica que incluye un transformador de corriente Lr/Ls, unos comparadores, en este caso cuatro: A1 a, A1 b, A2a, A2b, y un biestable Be, en este caso uno de tipo JK con las entradas J y K a masa, y las entradas PRE ("preset") y CLR ("Clear") conectadas a las salidas de los comparadores (agrupados según dos disposiciones simétricas cuyo funcionamiento es análogo al de las Figuras 1 y 4) a través de la circuitería lógica ilustrada, que incluye una serie de sumadores C+a, C-a, C+b, C-b y unas puertas NAND y NOT. Sin embrago, para este ejemplo de realización, el circuito de control se encuentra dividido en dos partes o secciones A y B, una (Sección A) encargada de la auto-oscilación y la otra (Sección B) de la atenuación.

Las salidas Q y Q del biestable proporcionan, respectivamente, las señales de conmutación un y u que se activan los transistores del puente del inversor, ya sean los Q1 y Q2 como en las Figuras 1 y 4, para el caso de medio puente, o cuatro correspondientes transistores, para el caso de puente completo.

La sección A mantiene la auto-oscilación a la frecuencia de resonancia del inversor, mientras que la sección B produce una señal con una forma de onda de diente de sierra a la frecuencia de la oscilación, la cual cambia con cargas diferentes. Específicamente, se disponen dos integradores reiniciables con una entrada conectada a masa y la otra a un respectivo comparador con su entrada positiva conectada a uno de los extremos de la inductancia de detección Ls, creándose por tanto una señal con forma de diente de sierra a la salida de cada integrador reiniciable (A1 b+ y A2b+ en las Figuras 7 y 8), es decir una para el ciclo positivo y la otra para el ciclo negativo, estando reiniciados el resto del tiempo.

Un detector de pico conectado a la salida de los integradores encuentra el valor máximo de la señal con forma de onda de diente de sierra (entendida como la combinación de las dos señales) a la salida de sendos integradores reiniciables, y una tensión V _t h es sustraída de dicho valor máximo (de tensión) para producir una forma de onda secundaria Sp _r (es decir en el punto de referencia Pr) que se compara con la forma de onda de diente de sierra original en A1 b y A2b, para provocar la conmutación del puente del inversor. Aunque se ha representado un circuito específico para el detector de pico, cualquier otro circuito (no ilustrado) que permita cumplir la función asignada al mismo también está cubierto por la presente invención, para otros ejemplos de realización. Específicamente, según se aprecia en la Figura 6, el detector de pico proporciona un "offset" (desplazamiento en continua) a partir del cual puede restarse la señal de atenuación V _th . Si Vt _h es cero, entonces la señal de pico más el "offset" (indicado en la parte inferior del circuito de la Figura 6) nunca cruzará las formas de onda de diente de sierra. Cuando V _th es mayor que cero, entonces la señal de pico cruzará los dientes de sierra 'antes' de los cruces por cero producidos en la Sección A (es decir en las señales VR ₃ y VF*, según se señala mediante los indicadores en forma de anillo en la Figura 7), según puede apreciarse en la Figura 8 (cruces indicados por los indicadores en forma de anillo). Esto proporciona una atenuación por encima de la frecuencia de resonancia y, por lo tanto, en ZVS. Por tanto, ambas secciones, A y B, pueden controlar la conmutación del inversor. Cuando se produzca atenuación, la Sección B cambiará el estado del biestable antes de que la sección A pueda hacerlo, haciendo funcionar al inversor por encima de la frecuencia de resonancia. En caso de que no haya atenuación, la sección B permanecerá inactiva y la sección A llevará a cabo la conmutación del inversor exactamente a la frecuencia de resonancia. Finalmente, unas puertas lógicas NAND proporcionan de manera efectiva la interfaz requerida entre las secciones A/B y el biestable.

El funcionamiento del biestable Be de la Figura 6 es similar al de las Figuras 1 y 4. La diferencias en que en los de las Figuras 1 y 4, se asume que se opera en modo flanco, es decir se asume que cambian su estado solamente durante el flanco anterior de sus entradas C+ y C-, mientras que en el de la Figura 6, incluyendo la circuitería lógica asociada, se corresponde a un diseño circuital más realista y por tanto preferido (por lo que también puede aplicarse en las realizaciones de las Figuras 1 y 4, incluyendo la circuitería lógica asociada, sustituyendo al allí ilustrado), las puertas NAND reciben una señal, la cual es retardada (por la puerta NOT correspondiente) de manera complementaria.

Finalmente, debe indicarse que el circuito de la Figura 6 opera en modo ZVS, el cual es preferido para la presente invención. No obstante, modificaciones del circuito de la Figura 6 que hiciesen que éste operase en modo ZCS también estarían cubiertas por la presente invención, aunque de manera menos preferida. Un experto en la materia podría introducir cambios y modificaciones en los ejemplos de realización descritos sin salirse del alcance de la invención según está definido en las reivindicaciones adjuntas. Por ejemplo, variaciones de los esquemas circuitales ilustrados en las Figuras 1 , 4 y 6, en cuanto al tipo, número, y conexionado de los componentes ilustrados (biestables, circuitería lógica, comparadores, integradores, sumadores, detectores de pico, etc.) están cubiertas por la presente invención, siempre que permitan implementar las funciones realizadas por tales esquemas funcionales, o funciones equivalentes, y que no supongan realizar un esfuerzo inventivo.