本发明涉及一种输出频率连续可变的自激振荡 逆变电源， 也包括其采用该电源制成的一 种具有调光功能的气体放电灯自激振荡电子镇 流器或恒流驱动电源。

背景技术

将直流转变成交流的自激振荡逆变电源应用广 泛， 特别常见于低成本的气体放电灯自激 振荡电子镇流器或电子变压器中。 但是自激振荡逆变电路要实现振荡频率可调或 输出功率可 调， 则比较困难。

美国专利 US5596247提出了一种比较简单的自激振荡电子镇 流器调光方案， 但该方案将 造成半桥上下管的开通时间不同， 使上下管工作在不对称状态， 对电路可靠性带来影响。

另一美国专利 US6696803 披露了一种能可靠工作的可改变工作频率的自 激振荡电源方 案， 但该方案中辅助电源电压的波动将影响其振荡 频率和输出功率， 因此对辅助电源的设计 提出了较高的要求， 成本相对较高。

发明内容

为了克服上述不足之处， 本发明的主要目的旨在提供一种能可靠工作且 成本较低的输出 频率或输出功率连续可变的自激振荡电源。

本发明要解决的技术问题是： 如何使自激振荡逆变电路能在一个连续的频率 范围内正常 工作， 并且能按要求改变工作频率； 当负载匹配电路形成非纯阻性的等效负载时， 若电路能 改变工作频率， 就能改变输出功率。

通常的自激振荡逆变电路的工作原理， 是利用一个磁环作为电流互感器， 将逆变输出电 流耦合到磁环副边用于驱动逆变开关管， 形成自激振荡。 当电路其他部分的参数确定时， 逆 变输出电流到磁环副边耦合关系的不同将产生 不同的自激振荡频率， 例如磁环的饱和深度不 同会导致自激振荡频率不同。

基于以上原理， 本发明的目的是这样实现的：

该电源设置有逆变开关电路、 至少两个磁性电流互感器、 负载电路和控制电路， 构成自 激振荡逆变电源电路， 每个磁性电流互感器有原边绕组、 副边绕组， 原边绕组串联后与逆变 开关电路输出和负载电路连接， 副边绕组分别串联后连接至逆变开关电路， 控制电路的输出 与任一磁性电流互感器的一个绕组并接， 改变控制电路的输出阻抗， 达到改变自激振荡频率 目的。 所述控制电路的输出与任一磁性电流互感器的 原边绕组并接，改变控制电路的输出阻抗， 达到改变自激振荡频率目的。

所述控制电路的输出与任一磁性电流互感器的 任一副边绕组并接， 改变控制电路的输出 阻抗， 达到改变自激振荡频率目的。

所述的任一磁性电流互感器绕有一个控制绕组 ， 控制电路的输出与该控制绕组并接， 改 变控制电路的输出阻抗， 达到改变自激振荡频率目的。

所述控制电路由外部指令控制其输出阻抗能够 连续改变， 达到连续改变逆变电源频率目 的。

自激振荡逆变电源电路在上电启动或收到外来 启动命令时， 由控制指令控制可变阻抗置 于某个确定的阻抗值， 以达到一个确定频率。

控制电路包含控制模块、 晶体管或其他导通阻抗可变器件， 晶体管集电极和射极并接任 一磁性电流互感器的一个绕组或其它导通阻抗 可变器件的至少两个输入端并接任一磁性电流 互感器的一个绕组， 控制模块输出 PWM信号经滤波后连接至晶体管基极， 或连接至其他导 通阻抗可变器件的控制端， 通过改变 PWM信号脉宽比例来改变晶体管或其他导通阻抗 可变 器件的导通阻抗， 改变自激振荡频率。

上述方案应用到气体放电灯电子镇流器中后， 振荡频率的受控改变即能导致输出功率的 受控改变， 达到调光效果。

自激振荡电源的输入为直流输入。 逆变开关电路获得直流输入后， 由逆变开关电路内部 起振线路产生或外部电路产生起振触发脉冲， 使逆变开关电路开始工作， 将直流输入转变成 交流输出至磁性电流互感器和负载电路构成的 串联回路， 两个磁性电流互感器自逆变开关电 路输出的交流电流产生耦合输出， 串联叠加后连接至逆变开关电路， 用于驱动逆变开关电路， 产生自激振荡。 当外部控制命令使控制电路的等效输出阻抗的 阻值改变时， 与控制电路输出 并联的磁性电流互感器的饱和深度发生改变， 随之副边输出发生改变， 而另一个电流互感器 耦合关系未变保证电路可靠工作， 共同导致电路自激振荡频率改变， 逆变开关电路输出至负 载电路的电流振荡频率即发生改变； 当负载电路等效阻抗为非纯阻性时， 振荡频率的改变导 致输至负载电路的功率改变。

一种恒流驱动电源， 该电源设置有逆变开关电路、 至少二个磁性电流互感器、 谐振电容、 谐振电感、 控制电路、 输出整流电路、 以及直流负载， 其组成谐振逆变电路， 每个磁性电流 互感器有原边绕组、 副边绕组， 原边绕组串联后一端与逆变开关电路输出连接 ， 另一端和谐 振电容及谐振电感组成的谐振电路连接， 边绕组分别串联后连接至逆变开关电路， 控制电 路的输出与任一磁性电流互感器的一个绕组并 接， 谐振电容并接输出整流电路， 输出整流电 路的输出并接直流负载， 改变控制电路的输出阻抗， 以改变输出至直流负载的电流大小。

直流负载包括至少一发光二极管。

输出整流电路包含至少一个发光二极管。

较佳地， 控制电路包含控制模块、 晶体管或其他导通阻抗可变器件， 晶体管集电极和射 极并接任一磁性电流互感器的一个绕组或其它 导通阻抗可变器件的至少两个输入端并接任一 磁性电流互感器的一个绕组， 控制模块输出 PWM信号经滤波后连接至晶体管基极， 或连接 至其他导通阻抗可变器件的控制端， 通过改变 PWM信号脉宽比例来改变晶体管或其他导通 阻抗可变器件的导通阻抗， 改变自激振荡频率。

较佳地， 控制电路还包括采样和 /或反馈模组、 所述采样和 /或反馈模组连接控制模块， 根 据采集或反馈的输出电流的采样值与基准值比 较的差异， 改变 PWM脉宽比， 使输出电流恒 定在目标值附近。

较佳地， 在所述控制模块中改变基准值， 改变输出电流的恒定值。

本发明的有益效果是： 本发明提供了一种能可靠工作的输出频率或输 出功率可变的自激 振荡电源， 或具有调光功能的气体放电灯自激振荡电子镇 流器， 而且由于采用自激振荡的方 式来实现输出频率或输出功率的改变， 与他激振荡电路相比较， 达到了成本相对较低的功效。 本发明还提供一种恒流驱动电源。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

图 1是本发明的总体结构方框图；

图 2是本发明的一实施例示意图；

图 3是本发明的另一实例示意图。

附图中标号说明：

101—逆变开关电路；

102—磁性电流互感器；

102a—磁性电流互感器原边； 102b—磁性电流互感器驱动副边 1 ;

102c—磁性电流互感器驱动副边 2;

102d—磁性电流互感器控制绕组；

103—负载电路； 104—控制电路；

105—控制电路的等效输出阻抗； 106—磁性电流互感器；

106a—磁性电流互感器原边；

106b—磁性电流互感器副边； 106c—磁性电流互感器副边；

D201—双向触发二极管； D202—二极管； C201—电容；

R201—充电电阻； R202—上管驱动电阻；

R203—下管驱动电阻； R204—可变电阻；

Q201—上管； Q202—下管； T201—可控磁环电流互感器；

T201a—可控磁环电流互感器原边；

T201b—可控磁环电流互感器上管驱动副边；

T201c—可控磁环电流互感器下管驱动副边；

T201d—可控磁环电流互感器控制绕组；

T202a—固定磁环电流互感器原边；

T202b—固定磁环电流互感器上管驱动副边；

T202c—固定磁环电流互感器下管驱动副边； L201—负载电路

D301—双向触发二极管； D302—二极管；

C301—电容；

R301—充电电阻； R302—上管驱动电阻；

R303—下管驱动电阻；

Q301—上管； Q302—下管；

T301—可控磁环电流互感器；

T301a—可控磁环电流互感器原边；

T301b—可控磁环电流互感器上管驱动副边；

T301c—可控磁环电流互感器下管驱动副边；

T301d—可控磁环电流互感器控制绕组；

T302a—固定磁环电流互感器原边；

T302b—固定磁环电流互感器上管驱动副边；

T302c—固定磁环电流互感器下管驱动副边； Lr301—谐振电感;

C302—滤波电容； C303—谐振电容； R304—基极电阻；

Q303—控制管； R305—采样电阻； D303—输出整流电路；

ASIC301—控制模块； LEDs301—半导体发^：器件组； VDC301—独立辅助直流电源；

C304—半桥电容上； C305—半桥电容下。

具体实施方式

请参阅附图 1所示， 本发明的输出频率或输出功率连续可变的自激 振荡电源由逆变开关 电路 （101)、 磁性电流互感器 （102)、 磁性电流互感器 （106)、 负载电路 （103)和控制电路 (104)构成， 逆变开关电路（101) 的输出连接至磁性电流互感器原边（102a)、 磁性电流互 感器原边 （106a) 和负载电路 （103) 构成的串联回路， 磁性电流互感器驱动副边 1 (102b) 和磁性电流互感器副边 （106b) 串联， 磁性电流互感器驱动副边 2 (102c) 和磁性电流互感 器副边 （106c) 串联， 然后分别输出至逆变开关电路 （101) 作为逆变开关电路 （101) 的驱 动。其中磁性电流互感器（102)或设置有磁性� �流互感器控制绕组（102d)。控制电路（104) 的输出或与磁性电流互感器原边 （102a) 相并接， 或与磁性电流互感器驱动副边 1 (102b) 相并接，或与磁性电流互感器驱动副边 2( 102c)相并接，或与磁性电流互感器控制绕组（1 02d) 相并接， 与所述绕组并联连接的控制电路的等效输出阻 抗（105)可按外来控制命令的要求改 变其阻抗值。

某些负载在上电启动时对输至负载的频率或功 率有特定要求， 只有符合要求的频率或功 率才能保证负载正常启动， 在连接这类负载时， 附图 1所示的输出频率连续可变的自激振荡 电源， 在初始上电时， 控制电路可置其等效输出阻抗（105)于一特定� �值使初始上电时的输 出频率为一特定频率， 该频率符合负载的启动特性的要求。

上述方案所述自激振荡电源的输入为直流输入 。 逆变开关电路 （101) 获得直流输入后， 由逆变开关电路 （101) 内部起振线路产生或外部电路产生起振触发脉 冲， 使逆变开关电路

(101)开始工作，将直流输入转变成交流输出� ��磁性电流互感器（102)、磁性电流互感器（106 ) 和负载电路 （103) 构成的串联回路， 两个磁性电流互感器自逆变开关电路 （101) 输出的交 流电流产生耦合， 叠加后连接至逆变开关电路 （101)， 用于驱动逆变开关电路 （101)， 产生 自激振荡。 当外部控制命令使控制电路的等效输出阻抗（ 105)改变阻值时， 磁性电流互感器

(102) 的饱和深度发生改变， 随之副边输出发生改变， 而磁性电流互感器 （106) 耦合关系 未变使电路能可靠工作， 两个互感器输出叠加导致电路自激振荡频率改 变， 逆变开关电路

(101)输出至负载电路（103) 的电流振荡频率即发生改变； 当负载电路（103) 的等效阻抗 为非纯阻性时， 振荡频率的改变导致输至负载电路 （103) 的功率改变。

附图 2是本发明的一实施例示意图。 上管 （Q201)和下管 （Q202)组成逆变半桥， 输出 连接至由可控磁环电流互感器 （T201)、 固定磁环原边 （T202a) 和负载电路 （L201) 构成的 串联回路； 充电电阻 （R201)、 电容 （C201) 和双向触发二极管 （D201) 组成起振线路， 二极管 （D202)在电路起振后将电容 （C201)篏在低电平避免重复触发； 电路中设置有两个 磁环， 固定磁环电流互感器原边（T202a)、 固定磁环电流互感器上管驱动副边（T202b)和固 定磁环电流互感器下管驱动副边（T202c)为同一 磁环的不同绕组， 可控磁环电流互感器原边 (T201a)、 可控磁环电流互感器上管驱动副边 （T201b)、 可控磁环电流互感器下管驱动副边 (T201c) 和可控磁环电流互感器控制绕组 （T201d) 为可控磁环电流互感器 （T201) 的不同 绕组；固定磁环电流互感器上管驱动副边（T20 2b)、可控磁环电流互感器上管驱动副边（T201b) 和上管驱动电阻 （R202) 串联后连接至上管 （Q201) 的基极和发射极； 固定磁环电流互感器 下管驱动副边（T202c)、可控磁环电流互感器下 管驱动副边（T201c)和下管驱动电阻（R203) 串联后连接至下管 （Q202) 的基极和发射极； 可控磁环电流互感器控制绕组 （T201d) 的两 端连接可变电阻 （R204)。

直流电压施加到直流输入端后， 经充电电阻 （R201) 向电容 （C201) 充电， 直至双向 触发二极管 （D201) 击穿， 产生起振触发脉冲使下管 （Q202) 导通， 电路起振。 当可变电 阻 （R204) 固定于一阻值时， 可控磁环电流互感器上管驱动副边 （T201b)、 可控磁环电流互 感器下管驱动副边 （T201c) 与可控磁环电流互感器原边 （T201a) 形成一固定的耦合关系， 可控磁环电流互感器 （T201) 与另一磁环电流互感器共同决定一固定的振荡 频率。

若本电源的负载具有特定的启动特性， 要求初始上电时振荡频率为一特定值， 则在初始 上电的时刻应将可变电阻 （R204) 置于一特定阻值， 该阻值对应自激振荡频率为所要求的特 定启动频率。

当需要调频时， 改变可变电阻 （R204) 的阻值至另一值， 可控磁环电流互感器上管驱动 副边（T201b)、可控磁环电流互感器下管驱动副 边（T201c)与可控磁环电流互感器原边（T201a) 之间的耦合关系受控制绕组负载变化的影响被 改变， 可控磁环上管驱动副边（T201b)和可控 磁环电流互感器下管驱动副边（T201c) 的输出发生改变， 可控磁环电流互感器（T201)与另 一磁环电流互感器共同产生另一振荡频率， 连续改变可变电阻 （R204) 的阻值， 即实现输出 频率的受控连续改变； 若负载电路 （L201) 为非纯阻性负载， 则振荡频率的受控改变导致输 出至负载电路 （L201) 的功率的受控改变， 达到发明目的。

应用例一

上述的该些实例的电源可直接应用于气体放电 灯电子镇流器。 电子镇流器 (Electricalballast) ， 是指采用电子技术驱动电光源， 使之产生所需照明的电子设备。 与 之对应的是电感式镇流器 (或镇流器）。 现代日光灯越来越多的使用电子镇流器， 轻便小巧， 甚至可以将电子镇流器与灯管等集成在一起， 同时， 电子镇流器通常可以兼具起辉器功能， 故此又可省去单独的起辉器。 将上述实例的电源应用于电子镇流器中， 还能达到调光功效。 应用例二

一种恒流驱动电源， 该电源设置有逆变开关电路、 至少二个磁性电流互感器、 谐振电容、 谐振电感、 控制电路、 输出整流电路、 以及直流负载， 其组成谐振逆变电路， 每个磁性电流 互感器有原边绕组、 副边绕组， 原边绕组串联后一端与逆变开关电路输出连接 ， 另一端和谐 振电容及谐振电感组成的谐振电路连接， 副边绕组分别串联后连接至逆变开关电路， 控制电 路的输出与任一磁性电流互感器的一个绕组并 接， 谐振电容并接输出整流电路， 输出整流电 路的输出并接直流负载， 改变控制电路的输出阻抗， 以改变输出至直流负载的电流大小。

直流负载包括至少一发光二极管。

输出整流电路包含至少一个发光二极管。

较佳地， 控制电路包含控制模块、 晶体管或其他导通阻抗可变器件， 晶体管集电极和射 极并接任一磁性电流互感器的一个绕组或其它 导通阻抗可变器件的至少两个输入端并接任一 磁性电流互感器的一个绕组， 控制模块输出 PWM信号经滤波后连接至晶体管基极， 或连接 至其他导通阻抗可变器件的控制端， 通过改变 PWM信号脉宽比例来改变晶体管或其他导通 阻抗可变器件的导通阻抗， 改变自激振荡频率。

较佳地， 控制电路还包括采样和 /或反馈模组、所述采样和 /或反馈模组连接控制模块， 根 据采集或反馈的输出电流的采样值与基准值比 较的差异， 改变 PWM脉宽比， 使输出电流恒 定在目标值附近。

较佳地， 在所述控制模块中改变基准值， 改变输出电流的恒定值。

附图 3是本发明的另一实施例示意图， 该实施例利用本发明实现了可调光 LED恒电流驱 动。 该实施例的输入为直流， 通常为前级整流或 APFC 电路的直流输出； 充电电阻 R301、 电 容 C301、 双向触发二极管 D301、 二极管 D302组成起振线路； 上管 Q301和下管 Q302组成的 逆变半桥输出依次连接可控磁环电流互感器原 边 T301a、 固定磁环电流互感器原边 T302a、谐 振电感 Lr301、 谐振电容 C303; 谐振电容 C303另一端接半桥电容上 C304和半桥电容下 C305 的连接中点； 谐振电容 C303两端并接至输出整流电路 D303, 输出整流电路 D303的输出并接 半导体发光器件组 LEDs301 ; 输出整流电路 D303中还可以包含至少一个发光二极管； 上述电 路结构输出至半导体发光器件组 LEDs301的电流值受 LED导通压降的影响较小， 是一种较好 的 LED驱动电路。

可控磁环电流互感器控制绕组 T301d 两端连接控制管 （Q303 ) 的发射极和集电极。 控 制管 （Q303)是半导体三极管， 或其他导通阻抗可受控改变的器件。 控制模块（ASIC301 )输 出与控制管（Q303)基极连接，控制模块（ASIC301 )给出 PWM脉宽调制信号，经滤波电容（C302) 和基极电阻 （R304) 向控制管 （Q303) 提供基极驱动， 置控制管 （Q303) 工作于放大区， 则 改变控制模块（ASIC301 )给出的 P丽信号的占空比， 即改变输入到控制管（Q303)基极信号 的大小， 从而改变控制管 （Q303 ) 的发射极和集电极之间的导通阻抗， 改变可控磁环电流互 感器 （T301 ) 的饱和深度， 导致改变整个逆变电路的工作频率。 因为谐振电感 Lr301、 谐振 电容 C303、 输出整流电路 D303和半导体发光器件组 LEDs301形成感性负载， 工作频率的改 变导致逆变半桥输出电流改变， 并导致输出至半导体发光器件组 LEDs301的电流改变。 在输 出至半导体发光器件组 LEDs301的电流路径上串联接入采样电阻（R305),� �采样电阻（R305) 上获得的电流采样信号反馈到控制模块（ASIC30 1 ),在控制模块（ASIC301 )内与基准值比较， 根据比较结果决定控制模块（ASIC301 )输出的 P丽信号的脉宽比例， 当负载电流低于基准值 时， 縮小 P丽脉宽比， 增大控制管 （Q303) 的发射极和集电极之间的导通阻抗， 降低自激振 荡频率， 即导致输出电流增大； 当负载电流高于基准值时， 加大 P丽的脉宽比， 减小控制管 (Q303) 的发射极和集电极之间的导通阻抗， 提高自激振荡频率， 即导致输出电流减小； 通 过以上负反馈， 最终使得输出至半导体发光器件组 LEDs301的电流稳定在目标值附近， 达到 恒流输出的效果。 外部控制命令改变控制模块（ASIC301 ) 的基准值， 即可改变恒流输出的电 流值的大小。

也就是说， 恒流控制可以由 PWM控制的晶体管或其他导通阻抗可变的器件， 包括控制 模块和采样电路， 通过采样电路采集直流负载的电流采样， 反馈至控制模块， 根据与基准的 差异， 控制模块控制 PWM的占空比， 控制晶体管或其他导通阻抗可变器件的导通阻 抗， 控 制自激振荡频率， 以将电流恒定在目标值附近。 应当理解的是， 这里所描述的方法可以以各种形式的硬件、 软件、 固件、 专用处理机或 者它们的组合实现。 系统模块 （或者方法步骤的逻辑流程） 之间的连接可能不同， 根据这里 给出的指导， 相关领域的普通技术人员将能够设计出本发明 的这些以及类似的实施方式， 都 应落入本发明的范围内。 以上公开了本发明的多个方面和实施方式， 本领域的技术人员会明 白本发明的其它方面和实施方式。 本发明中公开的多个方面和实施方式只是用于 举例说明， 并非是对本发明的限定， 本发明的真正保护范围和精神应当以权利要求 书为准。