| JP08094660 | PULSE MEASURING APPARATUS |
| JP62102161 | INSTRUMENT FOR MEASURING ROTATIONAL SPEED |
| JP3537355 | ROTARY-DETECTING DEVICE |
ACKER, Heinrich (Sauererlenstr. 44, Schwalbach, 65824, DE)
| Patentansprüche 1. Sensoranordnung umfassend einen Geschwindigkeitssensor (10), der zumindest ein Sensorelement (8) aufweist, so¬ wie eine elektronische Kontrolleinheit (5) , wobei der Geschwindigkeitssensor (10) und die elektronische Kont¬ rolleinheit (5) mittels wenigstens einer Leitung mitei¬ nander verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, dass der Geschwindigkeitsensor (10) eine Signalverarbeitungs¬ schaltung (7) aufweist, welche so ausgebildet ist, dass diese aus dem Sensorelementausgangssignal zumindest ein digitales Frequenzsignal gewinnt, welches in einem Da¬ tenwort codiert ist und in zumindest einer ersten Spei¬ chereinheit gespeichert wird und an die elektronische Kontrolleinheit (5) übertragen wird. 2. Sensoranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Geschwindigkeitsensor (10) eine Sensor- Taktgebereinheit (9) aufweist, mit welcher das digitale Frequenzsignal skaliert ist und/oder von dieser abhängt. 3. Sensoranordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest die Sensor-Taktgebereinheit (9) mit der Signalverarbeitungsschaltung (7) gemeinsam auf einem Chip integriert ausgebildet ist, insbesondere als RC- Oszillator . 4. Sensoranordnung nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die elektronische Kontrolleinheit (5) eine ECU-Taktgebereinheit (1) auf- weist, welche insbesondere einen Quarzoszillator um- fasst . 5. Sensoranordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Sensoranordnung so ausgebildet ist, dass der Geschwindigkeitssensor (10) nacheinander Datenworte mit einer Sensorsendefrequenz an die elektronische Kontrolleinheit (5) überträgt, wobei diese Sensorsendefrequenz abhängig ist von der Taktfrequenz seiner Sensor- Taktgebereinheit (9) und wobei die elektronische Kont¬ rolleinheit (5) so ausgebildet ist, dass sie die Sensor¬ sendefrequenz erfasst und damit unter Berücksichtigung der Taktfrequenz der ECU-Taktgebereinheit (1) wenigstens eine Frequenzinformation eines Datenwortes skaliert oder korrigiert . 6. Sensoranordnung nach mindestens einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die elektronische Kontrolleinheit (5) so ausgelegt ist, dass sie zu defi¬ nierten Zeiten oder in einem definierten Takt Datenanforderungssignale an den Geschwindigkeitssensor (10) sendet und dieser so ausgebildet ist, dass er als Ant¬ wort darauf jeweils ein Datenwort an die elektronische Kontrolleinheit (5) überträgt. 7. Sensoranordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die elektronische Kontrolleinheit (5) so ausgebil¬ det ist, dass sie in definierter Weise in Abhängigkeit der Taktfrequenz ihrer ECU-Taktgebereinheit (1) die Da¬ tenanforderungssignale an den Geschwindigkeitssensor sendet, insbesondere mit konstanter Anforderungsfre¬ quenz, und dass der Geschwindigkeitssensor (10) so ausgebildet ist, dass er die Anforderungsfrequenz erfasst und in Abhängigkeit eines Verhältnisses von Anforde¬ rungsfrequenz zur Taktfrequenz der eigenen Sensor- Taktgebereinheit (9) die Frequenzinformation oder das Frequenzsignal eines Datenwortes, insbesondere jeden Da¬ tenwortes, anpasst oder korrigiert. Sensoranordnung nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Geschwindig¬ keitssensor (10) so ausgebildet ist, dass ein Datenwort wenigstens eine oder mehrere der folgenden Informationen umfasst - eine Frequenzinformation oder das digitale Frequenzsignal, - eine Winkelinformation, - eine interne Statusinformation des Geschwindigkeits¬ sensors, - eine externe Statusinformationen, von wenigstens einer externen, an den Geschwindigkeitssensor angeschlossenen Komponente, - eine Identifikationsinformation des Geschwindigkeitssensors selbst und/oder - detaillierte Messinformationen. Sensoranordnung nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Geschwindig¬ keitssensor, zumindest ein Sensorelement (8) und einen Analog-Digital-Wandler (12) umfasst, welcher die Sensor- elementausgangssignale digitalisiert, wobei der Ge¬ schwindigkeitssensor eine Costas-Schleifen-Einheit (9, 14, 15) aufweist, welche am Ausgang des Analog-Digital- Wandlers (12) angeschlossen ist, wobei der Analog- Digital-Wandler (12) insbesondere als Sigma-Delta- Modulator ausgebildet ist. 10. Sensoranordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Costas-Schleifen-Einheit (9, 14, 15) so ausge¬ bildet ist, dass sie zumindest ein Frequenzausgangssig¬ nal (fNco) oder ein Phasenausgangssignal (cpNco) oder ein Frequenzausgangssignal (fNco) und ein Phasenausgangssignal (cpNCo) bereitstellt, jeweils in Abhängigkeit des Sensor- elementausgangssignals . 11. Sensoranordnung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des Analog-Digital-Wandlers (12), der einen Bitstrom bereitstellt, jeweils mit einem ersten Multiplizierer und einem zweiten Multiplizierer verbunden ist, wobei dem ersten und zweiten Multiplizierer jeweils zusätzlich ein Taktsignal der Sensor- Taktgebereinheit (9) zugeführt werden, wobei die dem ersten und dem zweiten Multiplizierer zugeführten Taktsignale (sin, cos) zueinander um 90° phasenverschoben sind, wobei die Ausgangssignal des ersten und zweiten Multiplizierers jeweils einem Tiefpassfilter zugeführt werden, deren Ausgänge jeweils einer gemeinsamen Phasen- detektoreinheit (15) zugeführt werden, welche ausgangs- seitig mit einer Reglereinheit (14) verbunden ist, die ausgangsseitig mit der Sensor-Taktgebereinheit (13) ver- bunden ist. 12. Sensoranordnung nach mindestens einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Sensor- Taktgebereinheit (9) als numerisch gesteuerter Oszilla¬ tor ausgebildet ist, wobei die Taktgebereinheit das Fre¬ quenzausgangssignal (fuco) und/oder das Phasenausgangssig¬ nal ((PNCO) als Ausgangssignale der Costas-Schleifen- Einheit bereitstellt. 13. Sensoranordnung nach mindestens einem der Ansprüche 9 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausgangssignal der Phasendetektoreinheit (15) und das Phasenausgangs¬ signal ((PNCO) der Sensor-Taktgebereinheit (9) addiert wer¬ den, insbesondere in einem Summierer, wodurch ein korrigiertes Phasensignal (φ) erzeugt wird, welches ein Aus¬ gangssignal der Costas-Schleifen-Einheit bildet, insbe¬ sondere alternativ oder zusätzlich zum Phasenausgangssignal ((NCO) der Sensor-Taktgebereinheit (9) . 14. Sensoranordnung nach mindestens einem der Ansprüche 9 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Geschwindig¬ keitssensor eine Ausgangsschaltung (18) umfasst, welcher von der Costas-Schleifen-Einheit ein Frequenzsignal und mindestens ein Phasensignal zugeführt werden, insbeson¬ dere das Frequenzausgangssignal (fNco) der Sensor- Taktgebereinheit (9) und das Phasenausgangssignal ((PNCO) der Sensor-Taktgebereinheit und/oder das korrigierte Phasensignal (φ) , wobei die Ausgangsschaltung (18) we¬ nigstens eine Treiberstufe zum Senden des Ausgangssig- nals des Geschwindigkeitssensors über wenigstens eine Leitung aufweist und eine Logikeinheit (18) aufweist, mit welcher das Ausgangssignal der Ausgangsschaltung mit definierten Signaleigenschaften als definierte Schnittstelle bereitgestellt wird, wobei insbesondere die Lo¬ gikeinheit (18) programmierbar und/oder umschaltbar ausgebildet ist, so dass das Ausgangssignal der Ausgangs¬ schaltung und damit des Geschwindigkeitssensors an un¬ terschiedliche Schnittstellen-Anforderungen anpassbar ausgebildet ist. Sensoranordnung nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Logikeinheit (18) eine Kompensa¬ tionseinrichtung aufweist, welche Kompensations- Informationen, insbesondere in wenigstens einer Tabelle, umfasst, mit denen Encoderfehler, dessen moduliertes magnetisches Feld oder optisches Muster das Sensorele¬ ment erfasst, kompensiert werden können und/oder mit de¬ nen Temperatureinflüsse kompensierbar sind und/oder mit denen eine Phasenverschiebung einstellbar oder programmierbar ist und/oder mit denen eine Verzögerungszeit im Signalpfad innerhalb des Sensors kompensierbar ist, wozu die Kompensationseinrichtung von außerhalb des Geschwindigkeitssensors angesteuert wird und/oder vom Geschwin¬ digkeitssensor intern selbstständig angesteuert wird. |
Die Erfindung betrifft eine Sensoranordnung gemäß Oberbeg ¬ riff von Anspruch 1 sowie die Verwendung der Sensoranordnung in Kraftfahrzeugen.
Die Messung einer Drehzahl, die in der Technik an vielen Maschinen und Anlagen benötigt wird, ist physikalisch gleichbedeutend mit der Messung der Winkelgeschwindigkeit. Es ist allgemein bekannt, die Drehzahl von Wellen zu messen, indem auf die Welle am Umfang ein periodisches Muster, genannt „Encoder", aufgebracht wird (z.B. ein Zahnrad), welches von einem neben der Welle ortsfest angebrachten Sensor abgetastet wird. Der Sensor hat die Fähigkeit, zwischen Zahn und Zahnlücke (oder anderen periodisch wechselnden Eigenschaften, wie z.B. magnetischer Feldrichtung oder optischer
Transparenz) zu unterscheiden. Der Sensor erzeugt daraufhin ein Ausgangssignal, das die gleiche Periodizität aufweist wie das abgetastete Muster.
Ein solcher Sensor gibt, je nach vorhandener Signalverarbeitung, unterschiedliche Signale aus: Es gibt annähernd sinus ¬ förmige Signale, die meist direkt vom primären Sensorelement erzeugt werden, oder Rechtecksignale, die meist von der nachgeschalteten Signalverarbeitung durch Komparatoren erzeugt werden. Die sinusförmigen Signale treten oft als sin- /cos-Signalpaar auf, da diese Kombination Vorteile aufweist, u.a. hinsichtlich einer Richtungserkennung. Beliebige Kombinationen der erwähnten Signale sind möglich, so dass bis zu vier Ausgänge (und jede Teilmenge davon) vorhanden sein kön- nen: sin, cos, Rechteck in Phase mit sin, Rechteck in Phase mit cos. Alle diese Signale sind frequenzanalog, d.h. die Frequenz ändert sich kontinuierlich innerhalb des durch die Anwendung gegebenen Intervalls. Das elektrische Ausgangssig ¬ nal ist ein direktes Abbild des Encoders. Auch die Rechteck ¬ signale sind daher nicht als „digital" aufzufassen, denn die diskrete Größe Amplitude diskretisiert nicht die sensorische Information. Je nach Implementierung gibt es auch die Möglichkeit, dass der physikalische sensorische Prozess ein Signal mit der doppelten Frequenz des Encodermusters er ¬ zeugt. Das betrifft z.B. bestimmte AMR-Sensorelemente, deren elektrische Signalperiode nur 180° Drehung des (Encoder-) Magnetfeldes umfasst.
Werden Sensoren der beschriebenen Art in Messgeräten oder Regelungen eingesetzt, so ist zu beachten, dass der Messvorgang mit den beschriebenen Ausgangssignalen keineswegs komplett ist: Während die meisten Messsysteme Ausgangssignale liefern, die entweder digital codiert sind oder deren Aus ¬ gangsgröße ein unmittelbares Maß für den Messwert ist, so muss bei den hier betrachteten Sensoren die Messgröße erst aus der Ausgangsschwingung bzw. Impulsfolge berechnet werden. Das betrifft Geschwindigkeits- , Winkelgeschwindigkeits- , und Drehzahlmessungen ebenso wie Winkelmessungen, da oft absolute Messungen benötigt werden, die aus dem periodischen Signal durch Zählen gewonnen werden. Die sin-/cos-Signale haben dabei den Vorteil der Interpolationsmöglichkeit, er ¬ fordern aber einen höheren Aufwand zur Auswertung. Die dargestellte Technik wird in gleicher Weise für lineare Weg- und Geschwindigkeits-Messung verwendet; mit linearen statt ringförmigen Encodern.
Die oben genannte Unvollständigkeit der Messung verursacht auf der Empfängerseite des Sensorsignals einen u.U. erhebli ¬ chen Aufwand. Im Allgemeinen muss ein Frequenzzähler aufgebaut werden, der mit den üblichen Methoden (Torzeit- oder Periodendauermessung) die Frequenz misst. Bei einem Regelsystem mit mikrocontrollerbasiertem Aufbau wird oft versucht, diesen Zähler ohne dedizierte Hardware zu realisie ¬ ren, indem der Programmablauf immer dann unterbrochen wird, wenn an dem Eingang, an dem der Sensor liegt, eine Pegeländerung erkannt wird. Im Rahmen der Unterbrechung werden dann entsprechende Programmteile ausgeführt. Leider geht durch die bei hohen Frequenzen häufigen Unterbrechungen viel Rechenzeit für den eigentlichen Regelvorgang verloren. Das Verfahren ist daher keineswegs als kostenfrei zu betrachten, denn ohne die Frequenzzählung hätte für die gleiche Anwendung ein Controller geringerer Leistung oder niedrigerer Taktfrequenz ausgereicht. Der eigentliche Zählvorgang wird bei vielen Controllertypen direkt durch die integrierte Hardware unterstützt („Capture/Compare Unit"), es bleibt dann der Programmaufwand für die Ermittlung der Frequenz aus dem Zählerstand und alle weiteren Schritte.
Hohe Anforderungen hinsichtlich einer gering zu haltenden Verzögerung und die hohe Spreizung zwischen minimaler und maximaler Frequenz bei einigen Anwendungen, z.B. im Automobil, machen eine Anpassung der Torzeit an die gemessene Fre- quenz erforderlich (bzw. einen Wechsel zwischen Torzeitoder Periodendauermessung) , insbesondere bei Regelanwendungen. Dadurch wird das notwendige Programm komplizierter und die Rechenzeit steigt weiter an.
Eine mögliche Lösung ist die Verwendung dedizierter Hardware (z.B. eines MikroControllers oder ASICs allein für die Fre ¬ quenzmessung) , die aber Kosten, Baugröße und Stromverbrauch des gesamten Systems erhöht.
Bei allen Überlegungen bezüglich Systemarchitektur und Kosten wird davon ausgegangen, dass alle Mess- und Regelsysteme heute digital arbeiten und damit jedes Messergebnis in den Speicher eines Rechners transferiert werden muss, um weiter ¬ verarbeitet zu werden. Im einfachsten Fall handelt es sich dabei um einen MikroController, der nur auf eine Anzeige wirkt .
Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, eine Sensoranord ¬ nung vorzuschlagen, mit welcher die Frequenz- und optional zusätzlich eine Winkelmessung zu relativ geringeren Kosten realisiert werden kann, wobei insbesondere die Kosten auf der Sensorseite (Sender) und der Steuergeräte-/Elektronische Kontrolleinheit „ECU"-/Reglerseite (Empfänger) in Summe zu betrachten sind. Beim Empfänger soll dazu besonders bevorzugt keine Mikrocontroller-Peripherie vorausgesetzt werden, die dazu geeignet ist, eine Frequenzmessung zu unterstützen. Der eingesetzte MikroController soll zweckmäßigerweise mög ¬ lichst wenig durch die Lösung belastet werden, so dass seine Leistung ausschließlich nach anderen Aufgaben dimensioniert werden kann, mit entsprechender Wirkung auf Kosten und
Stromverbrauch .
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch die Sensor ¬ anordnung gemäß Anspruch 1.
Der Geschwindigkeitssensor weist vorzugsweise eine Sensor- Taktgebereinheit auf, mit welcher das digitale Frequenzsig ¬ nal skaliert ist und/oder von dieser abhängt.
Es ist bevorzugt, dass zumindest die Sensor-Taktgebereinheit mit der Signalverarbeitungsschaltung gemeinsam auf einem Chip integriert bzw. monolithisch ausgebildet ist, insbesondere als RC-Oszillator .
Die elektronische Kontrolleinheit weist vorzugsweise eine ECU-Taktgebereinheit auf, welche insbesondere einen Quarzos ¬ zillator oder einen Keramikoszillator oder einen anderen Oszillator mit ähnlicher Präzision umfasst.
Es ist bevorzugt, dass die Sensoranordnung so ausgebildet ist, dass der Geschwindigkeitssensor nacheinander Datenworte mit einer Sensorsendefrequenz an die elektronische Kontroll ¬ einheit überträgt, wobei diese Sensorsendefrequenz abhängig ist von der Taktfrequenz seiner Sensor-Taktgebereinheit und wobei die elektronische Kontrolleinheit so ausgebildet ist, dass sie die Sensorsendefrequenz erfasst und damit unter Be ¬ rücksichtigung der Taktfrequenz der ECU-Taktgebereinheit wenigstens eine Frequenzinformation eines Datenwortes skaliert oder korrigiert. Es ist zweckmäßig, dass die elektronische Kontrolleinheit so ausgelegt ist, dass sie zu definierten Zeiten oder in einem definierten Takt Datenanforderungssignale an den Geschwin ¬ digkeitssensor sendet und dieser so ausgebildet ist, dass er als Antwort darauf jeweils ein Datenwort an die elektroni ¬ sche Kontrolleinheit überträgt. Die elektronische Kontroll ¬ einheit ist dabei insbesondere so ausgebildet, dass sie in definierter Weise in Abhängigkeit der Taktfrequenz ihrer ECU-Taktgebereinheit die Datenanforderungssignale an den Ge ¬ schwindigkeitssensor sendet, besonders bevorzugt mit kons ¬ tanter Anforderungsfrequenz, und dass der Geschwindigkeitssensor so ausgebildet ist, dass er die Anforderungsfrequenz erfasst und in Abhängigkeit eines Verhältnisses von Anforde ¬ rungsfrequenz zur Taktfrequenz der eigenen Sensor- Taktgebereinheit die Frequenzinformation oder das Frequenzsignal eines Datenwortes, ganz besonders bevorzugt jeden Da ¬ tenwortes, anpasst oder korrigiert.
Der Geschwindigkeitssensor ist zweckmäßigerweise so ausge ¬ bildet, dass ein Datenwort wenigstens eine oder mehrere der folgenden Informationen umfasst
- eine Frequenzinformation oder das digitale Frequenzsignal,
- eine Winkelinformation,
- eine interne Statusinformation des Geschwindigkeitssensors,
- eine externe Statusinformationen, von wenigstens einer externen, an den Geschwindigkeitssensor angeschlossenen Komponente,
- eine Identifikationsinformation des Geschwindigkeitssen- sors selbst und/oder
- detaillierte Messinformationen.
Es ist bevorzugt, dass der Geschwindigkeitssensor, zumindest ein Sensorelement und einen Analog-Digital-Wandler umfasst, welcher die Sensorelementausgangssignale digitalisiert, wo ¬ bei der Geschwindigkeitssensor eine Costas-Schleifen-Einheit aufweist, welche am Ausgang des Analog-Digital-Wandlers an ¬ geschlossen ist, wobei der Analog-Digital-Wandler insbesondere als Sigma-Delta-Modulator ausgebildet ist.
Unter einer Costas-Schleifen-Einheit wird bevorzugt eine elektronische Einrichtung verstanden, welche eine Costas- Schleife bzw. „Costas-Loop" zur Signalverarbeitung umfasst.
Der Analog-Digital-Wandler ist vorzugsweise als Sigma-Delta- Modulator ausgebildet.
Die Costas-Schleifen-Einheit ist bevorzugt so ausgebildet, dass sie zumindest ein Frequenzausgangssignal oder ein Pha ¬ senausgangssignal oder ein Frequenzausgangssignal und ein Phasenausgangssignal bereitstellt, jeweils in Abhängigkeit des Sensorelementausgangssignals .
Es ist bevorzugt, dass der Ausgang des Analog-Digital- Wandlers, der einen Bitstrom bereitstellt, jeweils mit einem ersten Multiplizierer und einem zweiten Multiplizierer verbunden ist, wobei dem ersten und zweiten Multiplizierer jeweils zusätzlich ein Taktsignal der Sensor-Taktgebereinheit zugeführt werden, wobei die dem ersten und dem zweiten Mul- tiplizierer zugeführten Taktsignale zueinander um 90° phasenverschoben sind, wobei die Ausgangssignal des ersten und zweiten Multiplizierers jeweils einem Tiefpassfilter zuge ¬ führt werden, deren Ausgänge jeweils einer gemeinsamen Pha- sendetektoreinheit zugeführt werden, welche ausgangsseitig mit einer Reglereinheit verbunden ist, die ausgangsseitig mit der Sensor-Taktgebereinheit verbunden ist. Insbesondere umfasst bzw. bildet die Costas-Schleifen-Einheit obige be ¬ vorzugte Schaltung.
Die Sensor-Taktgebereinheit ist vorzugsweise als numerisch gesteuerter Oszillator, auch digital gesteuerter Oszillator „Digitally Controlled Oscillator", „DCO" bzw. „Numerically Controlled Oscillator", „NCO" genannt, ausgebildet, wobei die Sensor-Taktgebereinheit das Frequenzausgangssignal und/oder das Phasenausgangssignal als Ausgangssignale der Costas-Schleifen-Einheit bereitstellt.
Es ist bevorzugt, dass das Ausgangssignal der Phasendetek- toreinheit und das Phasenausgangssignal der Sensor- Taktgebereinheit addiert werden, insbesondere in einem Sum ¬ mierer, wodurch ein korrigiertes Phasensignal erzeugt wird, welches ein Ausgangssignal der Costas-Schleifen-Einheit bil ¬ det, insbesondere alternativ oder zusätzlich zum Phasenausgangssignal der Sensor-Taktgebereinheit. Unter diesem Addie ¬ ren bzw. dem Summierer wird insbesondere ebenfalls ein Subt ¬ rahieren bzw. eine entsprechende Beschaltung verstanden. Dieses Addieren und damit die Bildung des korrigierten Phasensignals finden besonders bevorzugt in einer Korrekturvor ¬ richtung des Geschwindigkeitssensors statt. Der Geschwindigkeitssensor umfasst vorzugsweise eine Aus ¬ gangsschaltung, welcher von der Costas-Schleifen-Einheit ein Frequenzsignal und mindestens ein Phasensignal zugeführt werden, insbesondere das Frequenzausgangssignal der Sensor- Taktgebereinheit und das Phasenausgangssignal der Sensor- Taktgebereinheit und/oder das korrigierte Phasensignal, wo ¬ bei die Ausgangsschaltung wenigstens eine Treiberstufe zum Senden des Ausgangssignals des Geschwindigkeitssensors über wenigstens eine Leitung aufweist und eine Logikeinheit auf ¬ weist, mit welcher das Ausgangssignal der Ausgangsschaltung mit definierten Signaleigenschaften als definierte Schnittstelle bereitgestellt wird.
Es ist bevorzugt, dass die Logikeinheit programmierbar und/oder umschaltbar ausgebildet ist, so dass das Ausgangs ¬ signal der Ausgangsschaltung und damit des Geschwindigkeits ¬ sensors an unterschiedliche Schnittstellen-Anforderungen anpassbar ausgebildet ist. Die Logikeinheit umfasst dabei in ¬ sbesondere eine einfache Verbindungsleitung zwischen einem Flip-Flop eines Phasenregisters und dem Ausgang, wobei die Treiberstufe immer schaltet, wenn sich der Zustand dieses Flip-Flops ändert, d.h. die Phase einen bestimmten Schwell ¬ wert überschreitet. Alternativ vorzugsweise oder zusätzlich umschaltbar ist die Logikeinheit so ausgebildet, dass die Logikeinheit ein Datenwort erzeugt, in welchem wenigstens eine Frequenzinformation und/oder Phaseninformation codiert ist .
Zumindest die Costas-Schleifen-Einheit und die Ausgangs- Schaltung sind vorzugsweise als digitale Schaltungen ausge ¬ bildet .
Es ist zweckmäßig, dass die Logikeinheit eine Kompensations ¬ einrichtung aufweist, welche Kompensations-Informationen, insbesondere in wenigstens einer Tabelle, umfasst, mit denen Encoderfehler, dessen moduliertes magnetisches Feld oder op ¬ tisches Muster das Sensorelement erfasst, kompensiert werden können und/oder mit denen Temperatureinflüsse kompensierbar sind und/oder mit denen eine Phasenverschiebung einstellbar oder programmierbar ist und/oder mit denen eine Verzögerungszeit im Signalpfad innerhalb des Sensors kompensierbar ist, wozu die Kompensationseinrichtung von außerhalb des Geschwindigkeitssensors angesteuert wird und/oder vom Ge ¬ schwindigkeitssensor intern selbstständig angesteuert wird.
Insbesondere liegt der erfindungsgemäßen Sensoranordnung der Gedanke zu Grunde, eine Bestimmung der zu messenden Frequenz bzw. des Winkels bereits im Sensor durchzuführen, d.h. eine Abkehr von der unvollständigen Messung, die erst durch die Frequenzmessung beim Empfänger komplettiert wird. Im Sensor befindet sich bevorzugt eine Signalverarbeitungsschaltung, die entweder die Frequenzzählung und/oder Winkelmessung aus einem oder mehreren der sonst üblichen Ausgangssignale vornimmt, oder direkt aus dem Sensorsignal eine Frequenz und Phase bestimmen kann, z.B. durch eine Phasenregelung. Das bedeutet, der Sensor beinhaltet bereits den Rechner, in des ¬ sen Speicher das Messergebnis vorliegt. Der Transfer dieser Information zum Empfänger wird daher in Form eines Datenworts auf einer, zweckmäßigerweise seriellen, digitalen Schnittstelle vorgenommen; das frequenzanaloge Signal als Übertragungsform entfällt völlig. Die angestrebte Einsparung von Ressourcen wird bevorzugt dadurch erreicht, dass beim Empfänger nur eine Kopie der gesendeten Daten angelegt werden muss, aber kein Dekodierungsaufwand und kein Zählen und Erfassen von Zählerständen zu bestimmten Zeitpunkten erfolgt. Ein Vorteil dabei ist, dass eine Verschiebung von Signalflanken durch Bauteiltoleranzen oder Laufzeiten das Messergebnis nicht mehr beeinflusst, solange die Toleranzen im erlaubten Bereich der gewählten Schnittstelle bleiben.
Digitale Regler arbeiten üblicherweise in bzw. mit einem festen Takt, in dem sie zyklisch die Phasen Sensorabfrage, Berechnung der Antwort und Einstellen der Aktoren durchlaufen. Die Frequenz, mit der die Datenworte beim Empfänger eintreffen sollten, ist damit bei Regelanwendungen durch die Frequenz dieses Zyklus nach oben begrenzt, da der Regler, also der Mikrokontroller der elektronischen Kontrolleinheit, in kürzerer Zeit als einer Zykluszeit ohnehin nicht auf Sensorsignale reagieren kann. Dieser Umstand ist beim Vergleich zwischen der Lösung nach dem Stand der Technik und der neuen Lösung insbesondere zu berücksichtigen: Falls die Frequenz der frequenzanalogen Signale einer Implementierung nach dem Stand der Technik höher ist als die Frequenz, mit der Datenworte nach der neuen Lösung übertragen werden, kann daraus nicht geschlossen werden, dass die Implementierung nach dem Stand der Technik schneller arbeitet. Neben der beschriebenen Begrenzung durch den Reglerzyklus ist zu berücksichti ¬ gen, dass aus der frequenzanalogen Impulsfolge jenes Datenwort erst noch berechnet werden muss, das bei der erfin- dungsgemäßen Sensoranordnung bereits vorliegt. Dazu ist eine anwendungsabhängige Zahl von Impulsen erforderlich, die je nach geforderter Genauigkeit u.U. sehr hoch sein kann.
Die im Vergleich zu üblichen Drehzahl- bzw. Winkelgeschwindigkeitssensoren völlig andere Partitionierung des Systems bzw. der erfindungsgemäßen Sensoranordnung ermöglicht neue bevorzugte Funktionen, die bei üblichem Systemaufbau entwe ¬ der nicht möglich oder nur unter großen Schwierigkeiten realisierbar sind:
1. Das Ausgangssignal ist frei skalierbar. Zwischen die fre ¬ quenzmessende Signalverarbeitung und die Ausgabe eines Da ¬ tenwortes kann ein Funktionsblock geschaltet werden, der eine programmierbare mathematische Abbildung vornimmt. Damit sind beliebige Anpassungen zwischen dem Encoder (mit einer bestimmten Periodenzahl am Umfang) und dem Empfänger möglich. Der Sensor fungiert mit dieser Programmierbarkeit als Adapter zwischen Bauteilen, die nicht aufeinander abgestimmt konstruiert wurden.
2. Bislang bedeutet eine Festlegung auf eine Impulsanzahl pro Umdrehung in Verbindung mit einem Encoderradius ebenfalls die Festlegung einer Periodenlänge am Encoderumfang. Somit ergeben sich in der Praxis sehr große Unterschiede in der Periodenlänge, je nach Anwendung. Ein universell ver ¬ wendbarer Sensor, der hinsichtlich der Kosten von hohen Stückzahlen profitieren soll, muss all diese Periodenlängen unterstützen. Eine Festlegung auf eine feste Periodenlänge hat aber messtechnische Vorteile beim Sensorelement. Diese können mit der erfindungsgemäßen Sensoranordnung erstmals genutzt werden, weil zu einem vom Anwender festgelegten Encoderradius und der benötigten Skalierung des Datenwortes jede bevorzugte Periodenlänge gewählt werden kann (durch entsprechende Programmierung des Sensors) .
3. Die Nachrichten, welche über die digitale Schnittstelle übertragen werden, können zusätzliche Informationen enthalten. Es besteht ein hoher Bedarf, solche zusätzlichen Informationen zu übertragen, wie man am Beispiel von Raddrehzahlsensoren im Automobil erkennen kann. Dort gibt es eine Erweiterung der üblichen frequenzanalogen Schnittstelle um ein Protokoll, bei dem jeweils im Anschluss an die Geschwindig ¬ keitsimpulse mehrere Bits übertragen werden. Ab einer anwendungsabhängigen Grenzgeschwindigkeit fehlt jedoch die not ¬ wendige Zeit zwischen den Geschwindigkeitsimpulsen, um das Protokollwort vollständig zu übertragen. Dann sind Fallun ¬ terscheidungen für unterschiedliche Grade von Unvollständig- keit notwendig; überdies kann das Protokoll nicht für Infor ¬ mationen verwendet werden, die immer bzw. besonders bei ho ¬ hen Geschwindigkeiten erforderlich sind.
Insbesondere viele Beschränkungen hinsichtlich der übertragenen Daten entfallen mit der erfindungsgemäßen Sensoranordnung. Das Datenwort kann beispielsweise in einen oder mehre ¬ re der folgenden Bereiche aufgeteilt werden, bzw. jede Teil ¬ menge davon:
a) Winkelgeschwindigkeit (bzw. Geschwindigkeit, Frequenz, Drehzahl )
b) Winkel (bzw. Phase, Position)
c) Interne Statusinformation (Zustand des Sensors, z.B. Feh- lerflags ) d) Externe Statusinformation (von angeschlossenen Komponenten, z.B. eine an Raddrehzahlsensoren übliche Erweiterung zur Bremsbelagverschleißerkennung)
e) Informationen zur RückVerfolgbarkeit (z.B. Seriennummer) f) Weiterverarbeitung der Messdaten, besonders a. und b., um Informationen höherer Ordnung zu liefern, die die Empfängereinheit weiter entlasten (siehe auch noch nachfolgenden Punkt 4)
Insbesondere die Freiheit der Zuordnung von Informationen zu Bereichen von Datenworten ermöglicht ebenfalls mit der erfindungsgemäßen Sensoranordnung, unterschiedliche Arten von Datenworten bzw. Botschaften zu mischen, die ihrerseits durch ein Typfeld in jedem Datenwort vom Empfänger unterschieden werden können. Beispielhaft seien als zwei von vielen Möglichkeiten genannt:
- Bestimmte Botschaften enthalten nur die Winkelgeschwindig ¬ keit, andere den Winkel. Beide Typen können mit unterschied ¬ licher Frequenz gesendet werden.
- Nur die erste Botschaft nach dem Einschalten des Systems enthält Informationen zur RückVerfolgbarkeit, bei allen wei ¬ teren entfällt dies, um Übertragungsbandbreite zu sparen.
4. Die freie Gestaltung der Botschaften nach Punkt 3 ermöglicht es zweckmäßigerweise, im Geschwindigkeitssensor Be ¬ rechnungen auszuführen und die Ergebnisse zu übertragen. Zunächst erscheint die reine Verlagerung einer Berechnung von einer Einheit in eine andere wenig attraktiv, es gibt aber zwei Gründe, die eine Berechnung im Sensor sehr vorteilhaft machen können:
a) Wenn der Sensor z.B. in Form eines ASIC implementiert wird, ein angeschlossener Regler aber eine generische Recheneinheit ist, kann der Sensor über applikationsspezifische, festverdrahtete Berechnungseinheiten verfügen, die die betreffende Funktion zeitlich wie energetisch viel effizienter ausführen als die Software im Regler.
b) Wenn die Frequenz, mit der Botschaften gesendet werden sollen (oder, aufgrund von anwendungsabhängigen Grenzen der Bandbreite, können) , kleiner ist als die Hälfte der höchsten relevanten Frequenz im primären Signal des Sensorelements, geht Information verloren (Abtasttheorem) , sofern nur Momentanwerte eines Signals übertragen werden. Der Sensor kann dann eine Parameterextraktion aus dem primären Signal vornehmen und Parameter anstelle von bzw. ergänzend zu Momentanwerten übertragen. Eine solche Parameterextraktion spart in der Regel Bandbreite, weil sich Parameter von Signalen langsamer ändern als Momentanwerte.
Als Ausführungsbeispiel ist unten näher dargestellt die Be ¬ stimmung von Parametern am Verbrennungsmotor mit Hilfe von kurzzeitigen Schwankungen der Drehzahl der Kurbelwelle. Beispielhaft für die erfindungsgemäße Sensoranordnung ist da ¬ bei, dass die zur Parameterextraktion verwendeten Drehzahlschwankungen so schnell ablaufen, dass es nicht praktikabel wäre, Botschaften in einer Frequenz zu übertragen, die die Analyse der Drehzahlschwankungen empfängerseitig zulässt. Stattdessen wird die Tatsache ausgenutzt, dass die Drehzahl ¬ schwankungen sich nahezu periodisch wiederholen und ihre Amplitude sich nur langsam ändert. Aus dem Prozess, dessen eine Prozessgröße (Drehzahl) vom Sensor gemessen wird, werden mit der erfindungsgemäßen Lösung vorzugsweise weitere Prozessgrößen (Parameter) bestimmt, die nur mittelbar aus dem zeitlichen Verlauf der gemessenen Größe folgen.
Die Messung einer Frequenz ist maßgeblich von einer Zeitbasis abhängig. Dazu werden bevorzugt Quarzoszillatoren verwendet. Sie weisen die höchste Genauigkeit auf, sind jedoch nicht monolithisch integrierbar, empfindlich hinsichtlich maximaler Betriebstemperatur und Vibration - und teuer. Wenn möglich, werden daher RC-Oszillatoren bevorzugt. Für einen Taktgeber einer Digitalschaltung ist ihre Frequenztoleranz u.U. akzeptabel, für eine Frequenzmessung hingegen eher nicht. Da die erfindungsgemäße Sensoranordnung aus zwei Di ¬ gitalschaltungen Geschwindigkeitssensor und elektronische Kontrolleinheit bzw. Regler besteht, stellt sich die Frage, wo welcher Oszillatortyp einzusetzen ist. Verwendet man je einen Oszillator beider Typen, so sollte diejenige Komponente, die die Frequenzmessung vornimmt, den Quarzoszillator haben - also der Sensor. Diese Zuordnung ist jedoch in vielen Anwendungen ausgesprochen unvorteilhaft, denn meist ist der Sensor härteren Umgebungsbedingungen ausgesetzt und Bauraum dort besonders knapp. Es ist daher vorzuziehen, die Zeitbasis, also den präziseren Oszillator, im Regler bzw. der elektronischen Kontrolleinheit anzusiedeln und nicht im Sensor. Für diesen Anwendungsfall gibt es zwei alternative Ausführungsbeispiele : 1. Der Sensor misst eine Frequenz relativ zu seiner lokalen, mit hoher Toleranz versehenen Oszillatorfrequenz. Der Takt, mit dem Datenworte über die digitale Schnittstelle übertra ¬ gen werden, ist ebenfalls an die Oszillatorfrequenz gekoppelt. Dadurch kann der Empfänger nach Messung dieses Taktes die aktuelle Frequenz des Sensoroszillators bestimmen und das Ergebnis entsprechend skalieren. Damit ist zwar wieder eine Frequenzmessung verbunden, aber mit deutlich niedrigerer typischer Maximalfrequenz im Vergleich zur Impulsfrequenz nach Stand der Technik. Überdies ist aufgrund der Bauart des Sensoroszillators bekannt, in welchen Intervallen diese Messung wiederholt werden muss, um die Toleranzanforderungen zu erreichen. Drift und Temperaturänderung werden im Allgemeinen so langsam ablaufen, dass Messungen im Sekundenabstand ausreichen, die keine nennenswerte Belastung des Empfängers darstellen.
2. Der Sensor wird vom Regler getriggert, Datenworte abzu ¬ senden. Diese Methode setzt eine elementare bidirektionale Kommunikation voraus. Der Sensor wird damit vorteilhaft in den Zyklus des Reglers eingebunden. Die Triggerung bewirkt, dass gerade zu dem Zeitpunkt, zu dem ein Messergebnis für den Regelvorgang benötigt wird, die neueste Messung übertra ¬ gen wird. Durch diese Abstimmung ist die Totzeit der Rege ¬ lung besonders kurz. Die Skalierung der Frequenzmessung wird nun vom Sensor vorgenommen, indem dieser die Abstände zwischen Triggerimpulsen misst und damit die aktuelle Toleranz seines lokalen Oszillators bestimmt. Hinsichtlich der Häu ¬ figkeit dieser Messungen und des sich daraus ergebenden Aufwandes gilt das Gleiche wie unter Punkt 1. Die Erfindung bezieht sich außerdem auch auf die Verwendung des Geschwindigkeitssensors in Kraftfahrzeugen, insbesondere als Kurbelwellendrehzahlsensor oder Raddrehzahlsensor oder als Drehzahlsensor in Antriebsstrangkomponenten, dabei beispielsweise als Getriebedrehzahlsensor, oder Turboladerdrehzahlsensor oder alternativ vorzugsweise in linearen, inkre- mentellen Sensoren.
Weitere bevorzugte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen und der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels an Hand von Figuren.
Bezugszeichen
1 ECU-Taktgebereinheit bzw. Oszillator des Reglers
2 Teiler
3 Mikrokontroller der ECU
4 Seriell-Parallel-Wandler
5 Elektronische Kontrolleinheit ECU bzw . Regler
6 Sendevorrichtung
7 Signalverarbeitungschaltung bzw. Signalverarbeitung
8 Sensorelement: Das physikalische Wandlerelement. Wan ¬ delt diejenige Größe, die vom Encoder moduliert wird, in eine elektrische Größe
9 Sensor-Taktgebereinheit, beispielhaft als numerisch ge ¬ steuerter Oszillator „NCO" ausgebildet, dargestellt mit zwei Ausgängen „sin" und „cos", die um 90° gegeneinander phasenverschoben sind.
10 Geschwindigkeitssensor bzw. Sensor
12 Analog-Digital-Wandler, beispielgemäß als Sigma-Delta- Modulator ausgebildet 14 Reglereinheit bzw. Regler: bestimmt durch seine Über ¬ tragungsfunktion die „Übersetzung" von Phasendifferenz in die Änderung der NCO-Frequenz
15 Phasendetektoreinheit bzw. Phasendetektor
16 Frequenzregister
17 Phasenregister
18 Logikeinheit bzw. Logik-Block der Ausgangsschaltung für die Impulserzeugung als Ausgangssignal des Ge ¬ schwindigkeitssensor
Tl Signal vom Regler zum Sensor (Trigger)
T2 Signal vom Sensor zum Regler (Datenworte)
S Signalamplitude in beliebigen Einheiten t Zeit
Das Ausführungsbeispiel der Sensoranordnung wird durch die Figuren 1 und 2 schematisch illustriert. Fig. 1 zeigt die Sensoranordnung selbst, Fig. 2 den beispielhaften zeitlichen Verlauf von Signalen, die zwischen den beiden beteiligten Einheiten, der elektronischen Kontrolleinheit 5 bzw. Regler5 (bzw. Steuergerät bzw. ECU, 5) und dem Geschwindigkeitssensor 10 übertragen werden.
Ein Ausführungsbeispiel des Geschwindigkeitssensors wird darüber hinaus durch die Figuren 3 bis 6 schematisch illustriert. Fig. 3 zeigt die Schaltung zur Frequenz- und Phasenmessung mittels der Costas-Schleifen-Einrichtung bzw. Costas-Schleife und Sensorelement, Fig. 4 die Lösung mit einer Korrekturvorrichtung zur Verbesserung der Phasenmessung bzw. zur Erzeugung eines korrigierten Phasensignals. In Fig. 5 ist der Aufbau einer beispielhaften Sensor-Taktgebereinheit als NCO dargestellt. Fig. 6 zeigt die Ausgangsschaltung zur Erzeugung der üblichen Ausgangsimpulse.
In Fig. 1 beginnt der Signalfluss mit dem ECU- Taktgebereinheit 1, der in elektronischer Kontrolleinheit 5 bzw. Regler 5 eingebaut ist. Es handelt sich beispielgemäß um einen Quarzoszillator. Die Frequenz dieses Oszillators wird nicht nur intern in ECU 5 als Taktgeber verwendet, son ¬ dern auf einen Teiler 2 gegeben, um die Kommunikation mit dem Geschwindigkeitssensor 10 zu takten. Teiler 2 ist erforderlich, um die üblicherweise im MHz-Bereich liegende Oszillatorfrequenz herunterzuteilen, da die Frequenz der Datenübertragung typischerweise im niedrigen KHz-Bereich oder sogar darunter liegt. Am Ausgang des Teilers 2 liegt das Trig- gersignal Tl, welches auf die Übertragungsleitung gegeben wird, an die der Sensor 10 angeschlossen ist. Der Sensor 10 verfügt über eine Signalverarbeitungsschaltung 7, bei der zusätzlich die Signale des Sensorelements 8 und des Oszilla ¬ tors des Sensors 9 anliegen. Die Signalverarbeitungsschal ¬ tung 7 ist mit dem Signal der Sensor-Taktgebereinheit 9 ge ¬ taktet, wodurch das Messergebnis der Frequenz des Sensorele ¬ ments 8 von Toleranzen der Oszillatorfrequenz abhängt. Das Signal Tl dient in diesem Zusammenhang als Frequenznormal. Die Frequenz von Tl ist zwar zu niedrig, um damit die Signalverarbeitung 7 zu takten, durch Messung auch der Frequenz von Tl zusätzlich zur Messung der Frequenz des Sensorelements 8 können die Toleranzen des Oszillators 9 aber ausgeg ¬ lichen werden. Für die Durchführung der Korrektur sind verschiedene Möglichkeiten bekannt. So kann z.B. ein Zähler eingesetzt werden, um die Periodendauer von Tl mit dem Signal des Oszillators 9 bzw. Sensor-Taktgebereinheit 9 zu mes ¬ sen. Der Zählerstand, der die Periodendauer repräsentiert, wird mit einem konstanten Nennwert ins Verhältnis gesetzt, der beim Entwurf des Systems festgelegt wird. Aus dem Ver ¬ hältnis ergibt sich dann ein Korrekturfaktor für die ebenfalls mit dem Oszillator 9 gemessene Frequenz des Sensorele ¬ ments 8. Es wird also beispielhaft Signal Tl benutzt, um den Sensor zu triggern und zusätzlich die Korrektur mit Tl als Frequenznormal durchzuführen.
Nach Durchführung der Korrektur liegt das korrigierte Signal, dessen Toleranz nun durch die Frequenztoleranz des Oszillators 1 bzw. ECU-Taktgebereinheit 1 bestimmt ist, am Ausgang der Signalverarbeitungsschaltung 7 vor. Über eine Sendevorrichtung 6, im einfachsten Fall einen Schalttransistor, wird das von der Signalverarbeitung 7 berechnete Datenwort als Signal T2 auf den Weg zum Regler 5 bzw. ECU 5 ge ¬ schickt. Dort wird eine Seriell-Parallel-Wandlung 4 durchge ¬ führt, damit das Datenwort im Speicher des Mikrokontrollers 3 abgelegt werden kann. Die Wandlung erfolgt meistens im Mikrokontroller 3, der je nach Typ über eine interne Logik für solche Funktionen verfügen kann.
Fig. 2 zeigt die Signale Tl und T2 im zeitlichen Verlauf. Das Triggersignal Tl wirkt in diesem Beispiel mit der fal ¬ lenden Flanke. Unmittelbar danach wird die Übertragung des Datenworts, dem Signal T2 gestartet. Die Datenworte werden durch die grauen Felder symbolisiert. Das System ist leicht zu erweitern, indem weitere Sender die Lücke zwischen dem Ende des Datenworts und dem nächsten Triggersignal nutzen. Alternativ können Sensoren so programmiert werden, dass sie nur bei jedem n-ten Triggerimpuls senden, so dass die nicht genutzten Triggersignale andere Quellen zum Senden triggern. Beide Verfahrensweisen werden erwähnt, um zu verdeutlichen, dass die beispielgemäße Sensoranordnung mit sämtliche Metho ¬ den, die bei elektronischen Schnittstellen zur Anwendung kommen, kompatibel ist. Das gilt auch für die Natur der Sig ¬ nale Tl und T2, die im Prinzip beliebig ist. Bekannt sind hier z.B. Spannungs- und Stromsignale, einfache und diffe- rentielle Signale sowie die Übertragung durch elektrische und magnetische Felder oder elektromagnetische Wellen.
Das Signal Tl ist nicht notwendigerweise auf die Trigger ¬ funktion beschränkt. Die Dichte der Impulse kann zusätzlich für die Übertragung von Information genutzt werden, wenn dabei genau das Intervall ausgespart wird, das für die Trig ¬ gerfunktion benötigt wird. Wenn z.B. die Frequenz von Tl den Wert 1 kHz hat und die Sensor-Taktgebereinheit 9 eine Fre ¬ quenztoleranz von 20% aufweist, so erwartet der Sensor nach jedem Triggerimpuls ab einer Verzögerung von 0,8 ms bis zu maximal 1,2 ms auf den nächsten Triggerimpuls. Außerhalb dieses Zeitfensters können Impulse durch das Triggersystem ausgeblendet werden, um von einer anderen Einheit im Sensor dekodiert zu werden. Auch das Ausbleiben von Triggerimpulsen ist auf diese Weise zur Übertragung von Information nutzbar. Weiterhin kann eine leistungsfähige bidirektionale Übertra ¬ gung durch die Darstellung der Teilfunktionen „Triggern der Datenübertragung des Sensors" und „Liefern eines Frequenznormals" mit getrennten Impulsen implementiert werden. Die einzelnen Impulse von Tl werden dann ebenfalls zu Datenworten, deren Beginn das Frequenznormal liefert und deren Ende triggert .
In Fig. 3 beginnt der Signalfluss mit dem Sensorelement 8. Das Ausgangssignal, üblicherweise eine Spannung, wird an den Sigma-Delta-Modulator 12 weitergegeben. Der Modulator erzeugt daraus eine Bitfolge („Bitstrom"), deren Dichte an Einsen proportional zum Sensorsignal ist. Die Bitströme sind zur Verdeutlichung durch die punktierten Linien dargestellt. Das Ausgangssignal des Modulators wird an die Eingänge von zwei Multiplizierern (dargestellt durch das übliche Schalt ¬ symbol) gelegt, deren jeweils anderer Eingang an einem Ausgang des NCO 9 als Sensor-Taktgebereinheit liegt. Die NCO- Ausgänge sind mit „sin" und „cos" bezeichnet, um die 90°- Phasenverschiebung zwischen den Ausgängen zu illustrieren. Die Multiplizierer sind, da es sich um Bitströme handelt, lediglich einzelne XOR-Gatter. Sie erzeugen zwei weitere Bitströme, die als Frequenzen Summe und Differenz der Eingangsfrequenzen enthalten, d.h. der des Sensorelements und der des NCO 9. Die beiden nachgeschalteten Tiefpässe, dargestellt mit den üblichen Symbolen, filtern aus dem Frequenzgemisch nur die Differenz heraus. Dabei entstehen aus den (hochfrequenten) Bitströmen niederfrequente Signale, die aber eine Wortbreite haben, die deutlich über 1 Bit liegt, z.B. 10 Bit. Aufgrund der Phasenverschiebung der NCO- Ausgänge sind auch die Ausgangssignale der Tiefpässe um 90° gegeneinander verschoben. Daher lässt sich aus diesen Signalen ein Winkel bestimmen. Das ist die Aufgabe der Phasende- tektoreinheit 15. Deren Ausgangssignal entspricht der Pha ¬ sendifferenz zwischen Eingang und NCO. Die Phasendetektor- einheit nutzt hierfür beispielgemäß zur Berechnung den Vierquadranten-Arcustangens aus ihren Eingängen. Die Verwendung des Vierquadranten-Arcustangens hat den Vorteil, den Eindeu ¬ tigkeitsbereich vom üblichen Intervall [ -π/2, π/2] auf [ -π , π ] zu verdoppeln. Die Phasendifferenz wird in Reglereinheit 14 unter Verwendung einer geeigneten Übertragungsfunktion und ggf. einer geeigneten Regelstrategie in ein Signal umge ¬ setzt, das die Frequenz des NCOs 9 steuert. Damit ist der Regelkreis geschlossen.
Die Ausgänge der Schaltung sind die Frequenz und die Phase (PNCO des NCO. Diese Werte liegen in den NCO-Registern direkt vor. Fig. 4 stellt die beispielgemäße Ergänzung der Costas- Schleifen-Einheit bzw. Costas-Schleife dar. Die Ergänzung, gestrichelt dargestellt, ist der Unterschied zu Fig. 3. Vom Ausgang C NCO des NCO 9 wird die Phase übernommen und zu einem Summierer bzw. Addierer geführt, an dessen anderem Eingang die Phasendifferenz der Phasendetektoreinheit 15 liegt. Die Summe bzw. die Differenz, je nach Vorzeichenregelung der jeweiligen Implementierung, ist dann die korrigierte Phase bzw. das korrigierte Phasensignal. Kurzzeitige Regelfehler wirken sich bei dieser Form weniger auf die Phasenmessung aus, weil die Verzögerung durch den Regelvorgang entfällt. Dadurch verringern sich die Anforderungen an die Regelgüte des gesamten Systems.
Fig. 5 zeigt die Bestandteile des NCOs 9 als Sensor- Taktgebereinheit. Das Phasenregister 17 enthält die aktuelle Phase des NCO. In jedem Schritt, ausgelöst durch das Takt ¬ signal clk dessen Frequenz konstant ist, wird der Inhalt des Phasenregisters aktualisiert, indem der Wert des Frequenzre ¬ gisters 16 addiert wird. Damit wird die Rate, mit der sich die Phase ändert, proportional zum Inhalt des Frequenzregis ¬ ters. Reglereinheit 14 wirkt auf dieses Frequenzregister, indem er in Abhängigkeit von der Phasendifferenz einen neuen Frequenzwert einstellt. Die Ausgänge „sin" und „cos" werden aus der Phase φ abgeleitet, indem bei bestimmten Werten der Phase, die geraden und ungeraden Vielfachen von 90° entsprechen, der Wert des Ausgangs einfach umgeschaltet wird. Dazu genügt jeweils ein einzelnes Flip-Flop und ein Gatter, vor ¬ ausgesetzt, die Phase ist so skaliert, dass es eine binäre Stelle im Phasenregister gibt, die 90° entspricht. Im Unterschied zu analogen Implementierungen von Phasenre- gelschleifen, die auf VCOs basieren, kann ein NCO immer nur mit diskreten, per Design festgelegten Frequenz- und Phasenwerten arbeiten. Dadurch ergibt sich jedoch keinerlei Einschränkung für die praktische Anwendung, da die Auflösung praktisch beliebig gesteigert werden kann. Für jedes zusätzliche Bit müssen lediglich die Register und der Addierer entsprechend verbreitert werden, was nur wenige zusätzliche Gatter erfordert.
Fig. 6 illustriert die Ausgangsschaltung. Es handelt sich im Wesentlichen um Logikeinheit 18 bzw. um einen Logik-Block mit Frequenz und Phase als Eingängen und einem Ausgang, der einen Schalttransistor als Treiberstufe zur Erzeugung der Ausgangsimpulse bedient. Gezeigt ist beispielhaft ein Open- Drain-Ausgang, neben Open-Collector ist aber ebenso eine Push-Pull-Stufe in MOS- oder Bipolar-Technik denkbar, ebenso wie jede andere Schaltung, die mit elektronischen Mitteln zwei Ausgangspegel erzeugen kann.
Der Inhalt der Logikeinheit bzw. des Logik-Blocks hängt ab von den Funktionen, die mit dem Sensor möglich sein sollen. Im einfachsten Fall kann der Block aus einer einfachen Verbindungsleitung zwischen einem Flip-Flop des Phasenregisters und dem Ausgang bestehen. Dann schaltet der Transistor immer, wenn sich der Zustand dieses Flip-Flop ändert, d.h. die Phase einen bestimmten Schwellwert überschreitet. Funktionen wie die oben erwähnte Programmierbarkeit, Kompensation der Verzögerungszeit und Kompensation von Encoderfehlern erfor- - 2\
dern jedoch eine Logik, bei denen der Schwellwert aufgrund weiterer Informationen verschoben werden kann.
Next Patent: METHOD OF DEPLOYMENT, METHOD AND DEVICE FOR SEISMIC PROSPECTING IN AN AQUATIC MEDIUM