旭化成エレクトロニクス株式会社 (〒01 東京都千代田区神田神保町１丁目１０５番地 Tokyo, 1018101, JP)
| センサの入力に対しヒステリシス特性をもったデジタル信号を出力するセンサ閾値回路において、 前記センサの出力電圧を2値化する電圧比較器と、 前記センサの駆動電流を検出するセンサ駆動電流検出回路と、 前記電圧比較器の出力に基づいて前記センサ駆動電流検出回路で検出されたセンサ駆動電流の1/K倍(K>0)の閾値電流を発生するセンサバイアス電流発生回路と、 前記センサ駆動電流検出回路で検出したセンサ駆動電流の1/A倍(A>0)の閾値調整電流を発生し、前記センサバイアス電流発生回路で発生した前記閾値電流から前記閾値調整電流を加減算してセンサバイアス電流を発生し、前記センサの出力端子に供給する閾値調整電流発生回路と、 を具備することを特徴とするセンサ閾値回路。 |
| 前記電圧比較器の出力に基づいて第1の抵抗と第2の抵抗を切り替えるバイアス電流切り替え回路と、 を更に具備し、 前記センサバイアス電流発生回路は、前記バイアス電流切り替え回路で接続された第1の抵抗または第2の抵抗に基づいて、前記閾値電流を発生することを特徴とする請求項1に記載のセンサ閾値回路。 |
| 前記閾値調整電流発生回路は、センサ駆動電圧を基準として閾値点を変化させるための第1の抵抗器と、GNDを基準にして閾値点を変化させるための第2および第3の抵抗器と、演算増幅器とを備え、前記第1の抵抗器の抵抗値をR A
、前記第2および第3の抵抗器の抵抗値をそれぞれR B
,R C
(R B
>R C
)、前記センサ駆動電流検出回路の抵抗器の抵抗値をR S
とすると、前記1/Aの値は、以下の式で表されることを特徴とする請求項2に記載のセンサ閾値回路。 1/A=(R S /R A /2)×(1-R C /R B ) |
| 前記第1の抵抗器、前記第2の抵抗器、前記第3の抵抗器の少なくとも1つは、可変抵抗器であることを特徴とする請求項3に記載のセンサ閾値回路。 |
| 前記閾値調整電流発生回路は、センサ駆動電圧を基準として閾値点を変化させるための第1の抵抗器と、演算増幅器とを備え、前記第1の抵抗器の抵抗値をR A
、前記センサ駆動電流検出回路の抵抗器の抵抗値をR S
とすると、前記1/Aの値は、以下の式で表されることを特徴とする請求項1に記載のセンサ閾値回路。 1/A=R S /R A |
| 前記第1の抵抗器は可変抵抗器であることを特徴とする請求項5に記載のセンサ閾値回路。 |
| 前記第1の抵抗器の抵抗値をR O 、前記第2の抵抗器の抵抗値をR R とし、前記第1の抵抗器のみが導通している場合、1/K=R S /R O で表され、前記第2の抵抗値のみが導通している場合、1/K=R S /R R で表されることを特徴とする請求項1~6のいずれか1項に記載のセンサ閾値回路。 |
| 前記センサは、4端子型のセンサであって、ホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、加速度センサのいずれか1つであることを特徴とする請求項1~6のいずれか1項に記載のセンサ閾値回路。 |
本発明は、各種センサに適応可能なセン 閾値回路に関し、特にセンサ出力インピー ンスとバイアス電流との積によりセンサ出 をデジタル出力化する為の閾値点を決める ンサ閾値回路に関する。
図8に、従来のセンサ閾値回路を示す。この センサ閾値回路は、4端子型センサ10と、電圧 比較器20と、センサ駆動電流検出回路30と、 ンサバイアス電流発生回路50と、バイアス電 流切り替え回路70とを具備し、外部から印加 れる例えば磁場のようなセンサ入力B IN に対して、センサ出力電圧V SO (=V P -V N )を得る。ここで、バイアス電流切り替え回 70で抵抗器R O 、R R を切り替え、センサバイアス電流I B を変化させることにより、センサ入力B IN に対して、図9に示すようなヒステリシス特 をもつデジタル出力電圧V O を得ることができる(例えば、特許文献1参照) 。
図9はヒステリシス特性をもつセンサ閾値回 路のセンサ入力B IN と出力電圧V O の関係を示す回路図である。センサ入力B IN を増加させると閾値点B OP において出力電圧V O はV OH からV OL に減少する。一方、センサ入力B IN を減少させると閾値点B OP より小さい閾値点B RP において出力電圧V O は逆にV OL からV OH に増加し、ヒステリシス幅|BH|を備えたヒス リシス特性をもつデジタル出力電圧V O を得る。
次に、従来のセンサ閾値回路の動作を、図8
を参照して説明する。
始めに、図8におけるバイアス電流切り替え
回路70のスイッチSW O
が導通し、スイッチSW R
が開放している時の閾値点について、図10を
照して説明する。図10は、説明を簡単にす
ために、図8のバイアス電流切り替え回路70
スイッチSW O
が導通し、スイッチSW R
が開放している状態で、4端子型センサ10、電
圧比較器20、センサバイアス電流I BO
を取り出した回路構成を示す図である。
まず、解析しやすくするため、センサ駆動
流I S
を検出する抵抗器R S
の抵抗値をセンサ抵抗器R 1
、R 2
、R 3
、R 4
の抵抗値に比べて非常に小さいと考え、それ
によりセンサの駆動端子電圧V CC
2はセンサ駆動電圧V CC
に等しいとする。後で導かれる結果から、セ
ンサ駆動電圧V CC
に閾値点が依存しないことがわかるので、セ
ンサ駆動電流検出抵抗器R S
の抵抗値は、任意の値でかまわない。
このとき、センサバイアス電流発生回路50
発生する電流I BO
はセンサ駆動電流I S
を用いて次の式(1)となる。
I BO
=I S
×R S
/R O
…(1)
ここで簡単にする為に、次のように電流ミ
ー比1/K O
を定義する。
1/K O
=R S
/R O
…(2)
このとき、図10に示すように、センサ抵抗
R 1
に流れる電流をI 1
、センサ抵抗器R 3
及び、R 4
に流れる電流をI 2
とし、センサ抵抗器R 1
、R 2
の接続点の電位をV P
、センサ抵抗器R 3
、R 4
の接続点の電位をV N
とすると、次の式(3a)~(3c)が成り立つ。
I 1
=(V CC
-V P
)/R 1
…(3a)
I 2
=V CC
/(R 3
+R 4
) …(3b)
V P
/R 2
=I 1
+(I 1
+I 2
)/K O
…(3c)
V P
について解くと、
V P
=V CC
×[(1+1/K O
)/R 1
+1/{K O
×(R 3
+R 4
)}]/(1/R 2
+(1+1/K O
)/R 1
) …(4)
となる。電圧比較器20は、V P
=V N
となる電圧でスイッチするので、次式(5)が成
り立つ。
V CC
×[(1+1/K O
)/R 1
+1/{K O
×(R 3
+R 4
)}]/{1/R 2
+(1+1/K O
)/R 1
}=R 4
×V CC
/(R3+R4) …(5)
4端子型センサ10は、外部から印加されるセ
サ入力B IN
に応じて、抵抗器R 1
、R 2
、R 3
、R 4
がバランスを崩し、R 1
=R 4
=R+δR、R 2
=R 3
=R-δR、または、R 1
=R 4
=R-δR、R 2
=R 3
=R+δRとなりセンサ出力電圧V SO
(=V P
-V N
)を発生すると考えることができる。これよ
、R 1
=R 4
=R+δR、R 2
=R 3
=R-δRとすると、式(5)は以下のようになる。
[(1+1/K O
)/(R+δR)+1/{K O
×(R-δR+R+δR)}]/(1/(R-δR)+(1+1/K O
)/(R+δR)=(R+δR)/(R-δR+R+δR) …(6)
上式(6)が成り立つδR/Rを求める。
δR/R=1/[(2×K O
×{1+1/(2×K O
)}]
≒1/(2×K O
) ≡B OP
…(7)
すなわち、上式(7)が成り立つδR/Rが閾値点B OP
となる。ここで、通常のセンサ出力電圧は数
百μVから数十mV程度であり、センサ駆動電圧
1Vから5V程度である。これより、K O
は十分に大きい値として近似をおこなってい
る。
同様にして、図8におけるバイアス電流切り
替え回路70のスイッチSW O
が開放し、スイッチSW R
が導通している時の閾値点について、図11を
照して説明する。図11は、説明を簡単にす
ために、図8のバイアス電流切り替え回路70
スイッチSW O
が開放し、スイッチSW R
が導通している状態で、4端子型センサ10、電
圧比較器20、センサバイアス電流I BR
を取り出した回路構成を示す図である。
このとき、センサバイアス電流発生回路50
発生する電流I BR
は次の式(8)となる。
I BR
=I S
×R S
/R R
…(8)
ここで簡単にする為に、次のように電流ミ
ー比1/K R
を定義する。
1/K R
=R S
/R R
…(9)
このとき、図11に示すように電流を定めセ
サバイアス電流I BO
の時の電流ミラー比1/K O
を1/K R
とすることで同様に考えることができ、V P
=V N
が成り立つときのδR/Rは次の式(10)で与えられ
る。
δR/R≒1/(2×K R
) ≡B RP
…(10)
すなわち、上式(10)が成り立つδR/Rが閾値点B
RP
となる。
次に、バイアス電流切り替え回路70のスイ
チSW O
、スイッチSW R
の切り替えによってつくられるヒステリシス
幅|BH|を考える。
ヒステリシス幅|BH|は以下の式(11)で求まる
|BH|=|B OP
-B RP
|=|1/(2×K O
)-1/(2×K R
)|
=|R S
×(1/R O
-1/R R
)/2| …(11)
上式(7)、(10)、(11)から得られる閾値点B OP
及びB RP
、ヒステリシス幅|BH|とセンサ駆動電流検出
抗器R S
との関係を図12に示す。
図12に示すように、従来のセンサ閾値回路
おいては、センサ駆動電流検出回路30の抵抗
器R S
を変化させることで閾値点を変化させた場合
、ヒステリシス幅|BH|も同様に変化すること
分かる。これは、上式(11)からも分かる。
しかしながら、従来のセンサ閾値回路にお ては、上記のように抵抗器R S を変化させることで閾値点を変化させた際に 、これと同様にヒステリシス幅|BH|も変化す 。ヒステリシス幅|BH|は、センサ出力ノイズ よる出力のばらつきを軽減させる働きをす 。このため、閾値点を変化させた場合には ヒステリシス幅|BH|の変化によりセンサ出力 ノイズによる出力ばらつきの影響が閾値点に よって異なることが生じるという問題があっ た。
また、抵抗器R O
と抵抗器R R
を変化させることにより閾値点を変化させる
と、閾値点の変化に依存しないヒステリシス
幅|BH|を得ることができる。しかし、2つの抵
器を変化させる為には、2つの出力端子が必
要となり、チップ面積、チップコストの増加
などの問題が発生する。
本発明は、このような課題に鑑みてなされ
ものであり、1つの抵抗器を変化させること
により閾値点の変化を可能とし、閾値点の変
化に依存しないヒステリシス幅を与えること
ができるセンサ閾値回路を提供することを目
的としている。
上記目的を達成するために、本発明の請 項1によるセンサ閾値回路は、センサの入力 に対しヒステリシス特性をもったデジタル信 号を出力するセンサ閾値回路において、前記 センサの出力電圧を2値化する電圧比較器と 前記センサの駆動電流を検出するセンサ駆 電流検出回路と、前記電圧比較器の出力に づいて前記センサ駆動電流検出回路で検出 れたセンサ駆動電流の1/K倍(K>0)の閾値電流 を発生するセンサバイアス電流発生回路と、 前記センサ駆動電流検出回路で検出したセン サ駆動電流の1/A倍(A>0)の閾値調整電流を発 し、前記センサバイアス電流発生回路で発 した前記閾値電流から前記閾値調整電流を 減算してセンサバイアス電流を発生し、前 センサの出力端子に供給する閾値調整電流 生回路と、を具備することを特徴とする。
また、本発明の請求項2によるセンサ閾値回
路は、請求項1において、
前記電圧比較器の出力に基づいて第1の抵抗
と第2の抵抗を切り替えるバイアス電流切り
え回路と、を更に具備し、前記センサバイ
ス電流発生回路は、前記バイアス電流切り
え回路で接続された第1の抵抗または第2の抵
抗に基づいて、前記閾値電流を発生すること
を特徴とする。
また、本発明の請求項3によるセンサ閾値回
路は、請求項2において、
前記閾値調整電流発生回路は、センサ駆動
圧を基準として閾値点を変化させるための
1の抵抗器と、GNDを基準にして閾値点を変化
させるための第2および第3の抵抗器と、演算
幅器とを備え、前記第1の抵抗器の抵抗値を
R A
、前記第2および第3の抵抗器の抵抗値をそれ
れR B
,R C
(R B
>R C
)、前記センサ駆動電流検出回路の抵抗器の
抗値をR S
とすると、前記1/Aの値は、以下の式で表され
ることを特徴とする。
1/A=(R S
/R A
/2)×(1-R C
/R B
)
また、本発明の請求項4によるセンサ閾値回
路は、請求項3において、
前記第1の抵抗器、前記第2の抵抗器、前記
3の抵抗器の少なくとも1つは、可変抵抗器で
あることを特徴とする。
また、本発明の請求項5によるセンサ閾値回
路は、請求項1において、
前記閾値調整電流発生回路は、センサ駆動
圧を基準として閾値点を変化させるための
1の抵抗器と、演算増幅器とを備え、前記第
1の抵抗器の抵抗値をR A
、前記センサ駆動電流検出回路の抵抗器の抵
抗値をR S
とすると、前記1/Aの値は、以下の式で表され
ることを特徴とする。
1/A=R S
/R A
また、本発明の請求項6によるセンサ閾値回
路は、請求項5において、
前記第1の抵抗器は可変抵抗器であることを
特徴とする。
また、本発明の請求項7によるセンサ閾値回
路は、請求項1~6のいずれか1項において、
前記第1の抵抗器の抵抗値をR O
、前記第2の抵抗器の抵抗値をR R
とし、前記第1の抵抗器のみが導通している
合、1/K=R S
/R O
で表され、前記第2の抵抗値のみが導通して
る場合、1/K=R S
/R R
で表されることを特徴とする。
また、本発明の請求項8によるセンサ閾値回
路は、請求項1~6のいずれか1項において、
前記センサは、4端子型のセンサであって、
ホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ、圧
力センサ、温度センサ、加速度センサのいず
れか1つであることを特徴とする。
以上説明したように本発明によれば、セン バイアス電流IBをセンサ駆動電流から発生 た閾値電流I T と閾値調整電流I CONT で発生することにより、ヒステリシス幅|BH| 抵抗比Kにより与えられるので、Kが決定され ればヒステリシス幅|BH|は閾値点を変化させ 係数Aに依存せず一定となる。また、定数Kが 決定されれば、ヒステリシス幅|BH|はひとつ 値にきまり、ばらつきや温度変動、経時変 がない。従って、本発明によれば、閾値点 変化に依存しないヒステリシス幅|BH|を得る とを可能としたセンサ閾値回路を提供する とができるという効果がある。
10…4端子型センサ、20…電圧比較器、30…セ サ駆動電流検出回路、40…センサ駆動電圧源 、50…センサバイアス電流発生回路、60…閾 調整電流発生回路、70…バイアス電流切り替 え回路、52、61、62…演算増幅器、51,63,64…PMOS トランジスタ、65,66,67…NMOSトランジスタ、71 インバータ、SW O ,SW R …スイッチ、R 1 ,R 2 ,R 3 ,R 4 ,R S ,R O ,R R ,R A ,R B ,R C …抵抗器
以下、本発明の実施形態を、図面を参照し
説明する。但し、図面は、全図において相
に対応する部分には同一符号を付し、重複
分においては後述での説明を適時省略する
[第1の実施形態]
(第1の実施形態の構成)
図1は、本発明におけるセンサ閾値回路の第
1の実施形態の構成を示す概念図である。
このセンサ閾値回路は、4端子型センサ10と
電圧比較器20と、センサ駆動電流検出回路30
と、センサバイアス電流発生回路50と、閾値
整電流発生回路60と、バイアス電流切り替
回路70とを備えて構成されている。なお、4
子型センサ10は、抵抗型の4端子型センサで
って、例えばホール素子,磁気抵抗素子,歪み
センサ,圧力センサ,温度センサ,加速度センサ
のいずれかである。
また、このセンサ閾値回路は、4端子型セン
サ10の出力端子にセンサバイアス電流発生回
50と閾値調整電流発生回路60で発生したセン
サバイアス電流I B
を流し込み、センサバイアス電流I B
と4端子型センサ10の出力端子V P
のインピーダンスR OUT
との積I B
×R OUT
による電圧ドロップを利用し、センサ出力電
圧V SO
(=V P
-V N
)にヒステリシス特性を有している。
このような構成のセンサ閾値回路において
センサ駆動電流検出回路30を用いてセンサ
動電流I S
を検出し、センサバイアス電流発生回路50で
ンサ駆動電流I S
の1/K倍(K>0)の閾値電流I T
が発生する。ここで、Kはバイアス電流切り
え回路70の制御により2つの値を持ち、セン
バイアス電流発生回路50は2つの閾値電流I TO
、I TR
を発生する。
また、閾値調整電流発生回路60でセンサ駆
電流I S
の1/A倍(A>0)の閾値調整電流I CONT
を発生し、閾値電流I T
と閾値調整電流I CONT
を加減算することにより、センサバイアス電
流I B
を発生する。
本発明のセンサ閾値回路の要点は、センサ
動電流I S
を元に閾値電流I T
と閾値調整電流I CONT
を発生させ、閾値電流I T
に閾値調整電流I CONT
を加減算することによりセンサバイアス電流
I BO
を発生させるようにしたことである。
本発明を理解する為に、まず、図1における
閾値電流I T
と閾値調整電流I CONT
について考察する。
図2は、説明を簡単にするために、図1に示
センサ閾値回路の内、4端子型センサ10と、
圧比較器20とを取り出し、これに閾値電流I T
と閾値調整電流I CONT
が流れる構成の回路図である。
図1に示すセンサバイアス電流発生回路50が
イアス電流切り替え回路70により閾値電流I TO
を発生しているときの閾値点B OP
を考える。
このとき、センサバイアス電流I BO
は、センサバイアス電流発生回路50の電流ミ
ー比1/K O
、閾値調整電流発生回路60の電流ミラー比1/A
用いて、次式(12)で表される。
I BO
=I TO
-I CONT
=I S
/K O
-I S
/A …(12)
このとき、次の式(13a)~(13c)が成り立つ。
I 1
=(V CC
-V P
)/R 1
…(13a)
I 2
=V CC
/(R 3
+R 4
) …(13b)
V P
/R 2
=I1+((I1+I2)/K O
-(I 1
+I 2
)/A)) …(13c)
V P
について解くと、
V P
=V CC
×[(1+1/K O
-1/A)/R 1
+(1/K O
-1/A)/(R 3
+R 4
)]/[1/R 2
+(1+1/K O
-1/A)/R 1
] …(14)
となる。電圧比較器20は、V P
=V N
となる電圧でスイッチするので、次式(15)が
り立つ。
V CC
×[(1+1/K O
-1/A)/R 1
+(1/K O
-1/A)/(R 3
+R 4
)]/[1/R 2
+(1+1/K O
-1/A)/R 1
]=R4×V CC
/(R 3
+R 4
) …(15)
4端子型センサ10は、外部から印加されるセ
サ入力B IN
に応じて抵抗器R 1
、R 2
、R 3
、R 4
がバランスを崩しR 1
=R 4
=R+δR、R 2
=R 3
=R-δR、または、R 1
=R 4
=R-δR、R 2
=R 3
=R+δRとなりセンサ出力電圧V SO
(=V P
-V N
)を発生すると考えることができる。これよ
、R 1
=R 4
=R+δR、R 2
=R 3
=R-δRとすると、次式(16)が成り立つ。
{(1+1/K O
-1/A)/(R+δR)+(1/K O
-1/A)/(R-δR+R+δR)}/{1/(R-δR)+(1+1/K O
-1/A)/(R+δR)}=(R+δR)/(R-δR+R+δR) …(16)
上式(16)が成り立つδR/Rを求める。
δR/R=(1/K O
-1/A)/[2×{1+1/2×(1/K O
-1/A)}]
≒1/(2×K O
)-1/(2×A)≡B OP
…(17)
すなわち、上式(17)が成り立つδR/Rが閾値点B
OP
となる。ここで、今前提としている範囲では
定数K O
、Aは十分に大きい値として扱えることを利
し近似をおこなった。
次に、図1に示すセンサバイアス電流発生回
路50がバイアス電流切り替え回路70により閾
電流I TR
を発生しているときの閾値点B RP
を考える。
このとき、センサバイアス電流I BO
は、センサバイアス電流発生回路50の電流ミ
ー比1/K R
、閾値調整電流発生回路60の電流ミラー比1/A
用いて、次式(18)で表される。
I BR
=I TR
-I CONT
=I S
/K R
-I S
/A …(18)
このときの閾値点B RP
は、式(12)~(17)内に含まれるセンサバイアス電
流発生回路50の電流ミラー比1/K O
を1/K R
に置き換えることにより同様に求めることが
できる。
δR/R≒1/(2×K R
)-1/(2×A)≡B RP
…(19)
次に、センサバイアス電流発生回路50がバ
アス電流切り替え回路70により閾値電流I TO
,閾値電流I TR
を切り替えることにより作られるヒステリシ
ス幅|BH|について考える。
この時、ヒステリシス幅|BH|は次式(20)で表
れる。
|BH|=|B OP
―B RP
|=|{1/(2×K O
)-1/(2×A)}-{1/(2×K R
)-1/(2×A)}|
=|1/(2×K O
)-1/(2×K R
)| …(20)
上記の実施形態で求められた上式(17),(19),(20
)において重要なことは、閾値点B OP
及びB RP
は係数Aに依存しており、ヒステリシス幅|BH|
、係数Aに依存していないということである
。
また、係数Aを変えることにより、閾値点の
変化が可能となる。
また、上式(20)から、センサ駆動電圧V CC
にヒステリシス幅|BH|が依存しないことがわ
る。
上記の係数K O
,K R
は、ミラー比によって与えられるので、係数
K O
,K R
が決まればヒステリシス幅|BH|はひとつの値
決まり、ばらつきや温度変動、経時変化が
い。
従って、本発明のセンサ閾値回路によれば
閾値点の変化に依存しないヒステリシス幅
与えることができる。
尚、第1の実施形態では、センサバイアス電
流発生回路50と閾値調整電流発生回路60で発
したセンサバイアス電流I B
は、4端子型センサ10の出力端子V P
に流し込むようにしているが、4端子型セン
10の出力端子V P
の代わりに出力端子V N
に流し込んでもよい。
[第2の実施形態]
(第2の実施形態の構成)
図3は、本発明におけるセンサ閾値回路の第
2の実施形態の構成を示す回路図である。
このセンサ閾値回路は、4端子型センサ10と
電圧比較器20と、センサ駆動電流検出回路30
と、センサバイアス電流発生回路50と、閾値
整電流発生回路60と、バイアス電流切り替
回路70とを備えて構成されている。なお、4
子型センサ10は、抵抗型の4端子型センサで
って、例えばホール素子,磁気抵抗素子,歪み
センサ,圧力センサ,温度センサ,加速度センサ
のいずれかである。
また、このセンサ閾値回路は、4端子型セン サ10の出力端子にセンサバイアス電流発生回 50と閾値調整電流発生回路60で発生したセン サバイアス電流I B を流し込み、センサバイアス電流I B と4端子型センサ10の出力端子V P のインピーダンスR OUT との積I B ×R OUT による電圧ドロップを利用し、センサ出力電 圧V SO (=V P -V N )にヒステリシス特性を有している。
このような構成のセンサ閾値回路において センサ駆動電流検出回路30の抵抗器R S を用いてセンサ駆動電流I S を検出し、抵抗器R S ,バイアス電流切り替え回路70の制御により接 続された抵抗器R R または抵抗器R O ,演算増幅器52及びPMOSトランジスタ51からなる センサバイアス電流発生回路50でセンサ駆動 流I S の1/K倍(K>0)の閾値電流I T が発生する。ここで、Kはバイアス電流切り え回路70の制御により2つの値を持ち、セン バイアス電流発生回路50は2つの閾値電流I TO 、I TR を発生する。
また、抵抗器R A
,演算増幅器61,PMOSトランジスタ63,PMOSトランジ
スタ64,抵抗器R C
,抵抗器R B
,演算増幅器62,NMOSトランジスタ65,NMOSトランジ
スタ66,NMOSトランジスタ67からなる閾値調整電
流発生回路60でセンサ駆動電流I S
の1/A倍(A>0)の閾値調整電流I CONT
を発生する。
また、閾値調整電流発生回路60で閾値電流I T
と閾値調整電流I CONT
を減算することにより、センサバイアス電流
I B
を発生する。第2の実施形態では、閾値電流I T
から閾値調整電流I CONT
を減算した電流をセンサバイアス電流I BO
として説明するが、閾値電流I T
に閾値調整電流I CONT
を加算した電流をセンサバイアス電流I BO
としても良い。
本発明のセンサ閾値回路の要点は、センサ
動電流I S
を元に閾値電流I T
と閾値調整電流I CONT
を発生させ、閾値電流I T
に閾値調整電流I CONT
を加減算することによりセンサバイアス電流
I BO
を発生させるようにしたことである。
本発明を理解する為に、まず、図3における
閾値電流I T
と閾値調整電流I CONT
について考察する。また、理解を簡単にする
為に、センサ駆動電流を検出する抵抗器R S
の抵抗値を、センサ抵抗器R 1
,R 2
,R 3
,R 4
の抵抗値に比べて非常に小さいと考え、それ
によりセンサの駆動端子電圧V CC
2はV CC
に等しいとした。後で導かれる結果から、セ
ンサ駆動電圧V CC
に閾値点が依存しないことがわかるので、セ
ンサ駆動電流検出抵抗器R S
の抵抗値は、任意の値でかまわない。
まず、図3におけるバイアス電流切り替え回
路70のスイッチSW O
が導通し、スイッチSW R
が開放している時の閾値電流I TO
について説明する。
I TO
=I S
×R S
/R O
…(21)
ここで簡単にする為に、次のようにセンサ
イアス電流発生回路50の電流ミラー比1/K O
を定義する。
1/K O
=R S
/R O
…(22)
次に、図3におけるバイアス電流切り替え回
路70のスイッチSW R
が導通し、スイッチSW O
が開放している時の閾値電流I TR
について説明する。
I TR
=I S
×R S
/R R
…(23)
ここで簡単にする為に、次のようにセンサ
イアス電流発生回路50の電流ミラー比1/K R
を定義する。
1/K R
=R S
/R R
…(24)
次に、図4のように電流を定め、閾値調整電 流I CONT について説明する。図4は、説明を簡単にす ために、図3に示すセンサ閾値回路内の4端子 型センサ10とセンサ駆動電流検出回路30、セ サ駆動電圧源40、閾値調整電流発生回路60と 取り出した回路図である。ここで、説明を 単にするため、PMOSトランジスタ63とPMOSトラ ンジスタ64はサイズが等しいとして以下扱う また、NMOSトランジスタ66とNMOSトランジスタ 67はサイズが等しいとして以下扱う。また、R B >R C とする。
まず、PMOSトランジスタ63とPMOSトランジスタ
64に流れる電流I 63
、I 64
は等しく次式(25)で表される。
I 63
=I 64
=I S
×R S
/R A
/2 …(25)
また、NMOSトランジスタ65と抵抗器R B
に流れる電流I 65
は次式(26)で表される。
I 65
=I 64
×R C
/R B
=I S
×R S
/R A
/2×R C
/R B
…(26)
また、NMOSトランジスタ66とNMOSトランジスタ
67の電流I 66
、閾値調整電流I CONT
は等しく次式(27)で表される。
I 66
=I CONT
=I 63
-I 65
=(I S
×R S
/R A
/2)-(I S
×R S
/R A
/2)×R C
/R B
=(I S
×R S
/R A
/2)×(1-R C
/R B
) …(27)
ここで、簡単にするため次式(28)を定義する
。
1/A=R S
/R A
/2×(1-R C
/R B
) …(28)
次に、図5のように電流を定める。図5は、
明を簡単にするために、図3に示すセンサ閾
回路の内、4端子型センサ10と、電圧比較器2
0とを取り出し、これに閾値電流I T
と閾値調整電流I CONT
が流れる構成の回路図である。
図3に示すバイアス電流切り替え回路70のス
ッチSW O
が導通し、スイッチSW R
が開放している時の閾値点B OP
を考える。
このとき、閾値電流I TO
は上式(21)で表され、センサバイアス電流I BO
は式(21),式(22),式(27),式(28)を用いて、次式(29)
表される。
I BO
=I TO
-I CONT
=I S
/K O
-I S
/A …(29)
このとき、次の式(30a)~(30c)が成り立つ。
I 1
=(V CC
-V P
)/R 1
…(30a)
I 2
=V CC
/(R 3
+R 4
) …(30b)
V P
/R 2
=I1+((I1+I2)/K O
-(I 1
+I 2
)/A)) …(30c)
V P
について解くと、
V P
=V CC
×[(1+1/K O
-1/A)/R 1
+(1/K O
-1/A)/(R 3
+R 4
)]/[1/R 2
+(1+1/K O
-1/A)/R 1
] …(31)
となる。電圧比較器20は、V P
=V N
となる電圧でスイッチするので、次式(32)が
り立つ。
V CC
×[(1+1/K O
-1/A)/R 1
+(1/K O
-1/A)/(R 3
+R 4
)]/[1/R 2
+(1+1/K O
-1/A)/R 1
]=R4×V CC
/(R 3
+R 4
) …(32)
4端子型センサ10は、外部から印加されるセ
サ入力B IN
に応じて抵抗器R 1
、R 2
、R 3
、R 4
がバランスを崩しR 1
=R 4
=R+δR、R 2
=R 3
=R-δR、または、R 1
=R 4
=R-δR、R 2
=R 3
=R+δRとなりセンサ出力電圧V SO
(=V P
-V N
)を発生すると考えることができる。これよ
、R 1
=R 4
=R+δR、R 2
=R 3
=R-δRとすると、次式(33)が成り立つ。
{(1+1/K O
-1/A)/(R+δR)+(1/K O
-1/A)/(R-δR+R+δR)}/{1/(R-δR)+(1+1/K O
-1/A)/(R+δR)}=(R+δR)/(R-δR+R+δR) …(33)
上式(33)が成り立つδR/Rを求める。
δR/R=(1/K O
-1/A)/[2×{1+1/2×(1/K O
-1/A)}]
≒1/(2×K O
)-1/(2×A)≡B OP
…(34)
すなわち、上式(34)が成り立つδR/Rが閾値点B
OP
となる。ここで、今前提としている範囲では
定数K O
、Aは十分に大きい値として扱えることを利
し近似をおこなった。
次に、図3に示すバイアス電流切り替え回路
70のスイッチSW O
が開放し、スイッチSW R
が導通している時の閾値点B RP
を考える。
このとき、閾値電流I TR
は上式(33)で表され、センサバイアス電流I BR
は式(23),式(24),式(27),式(28)を用いて、次式(35)
表される。
I BR
=I TR
-I CONT
=I S
/K R
-I S
/A …(35)
このときの閾値点B RP
は、式(30)~(34)内に含まれるセンサバイアス電
流発生回路50の電流ミラー比1/K O
を1/K R
に置き換えることにより同様に求めることが
できる。
δR/R≒1/(2×K R
)-1/(2×A)≡B RP
…(36)
次に、バイアス電流切り替え回路70のスイ
チSW O
,スイッチSW R
を切り替えることにより作られるヒステリシ
ス幅|BH|について考える。
この時、ヒステリシス幅|BH|は次式(37)で表
れる。
|BH|=|B OP
―B RP
|=|{1/(2×K O
)-1/(2×A)}-{1/(2×K R
)-1/(2×A)}|
=|1/(2×K O
)-1/(2×K R
)| …(37)
上式(34),(36),(37)から得られる閾値点B OP
及びB RP
、ヒステリシス幅|BH|と係数1/Aの関係を図6に
す。
上記の実施形態で求められた上式(34),(36),(37 )、および図6において重要なことは、閾値点B OP 及びB RP は係数Aに依存しており、ヒステリシス幅|BH| 、係数Aに依存していないということである 。また、上式(28)より係数Aは、抵抗比によっ 決まるため、少なくとも1つの抵抗器を変え ることにより閾値点の変化が可能となる。図 3及び図4では、抵抗器R C を可変抵抗器として図示しているが、抵抗器 R A または抵抗器R B を可変抵抗器としても良い。
また、閾値点の変化は、V CC
を基準とする場合には抵抗器R A
を変化させ、GNDを基準にする場合には抵抗器
R B
または抵抗器R C
を変化させることで可能であり、基準電圧に
よらず閾値点を変化させることができる。こ
こで、抵抗器R S
は式(22),(24)より、係数K O
,K R
に依存する係数になるため変化させることは
できない。また、上式(37)から、センサ駆動
圧V CC
にヒステリシス幅|BH|が依存しないことがわ
る。
上記の係数K O
,K R
は、抵抗比によって与えられるので、係数K O
,K R
が決まればヒステリシス幅|BH|はひとつの値
決まり、ばらつきや温度変動、経時変化が
い。
従って、本発明のセンサ閾値回路によれば
閾値点の変化に依存しないヒステリシス幅
与えることができる。
[第3の実施形態]
(第3の実施形態の構成)
図7は、本発明におけるセンサ閾値回路の第
3の実施形態の構成を示す回路図である。
このセンサ閾値回路は、4端子型センサ10と
電圧比較器20と、センサ駆動電流検出回路30
と、センサバイアス電流発生回路50と、閾値
整電流発生回路60と、バイアス電流切り替
回路70とを備えて構成されている。なお、4
子型センサ10は、抵抗型の4端子型センサで
って、例えばホール素子、磁気抵抗素子、
みセンサ、圧力センサ、温度センサ、加速
センサのいずれかである。
また、このセンサ閾値回路は、4端子型セン
サ10の出力端子にセンサバイアス電流発生回
50と閾値調整電流発生回路60で発生したセン
サバイアス電流I B
を流し込み、センサバイアス電流I B
と4端子型センサ10の出力端子V P
のインピーダンスR OUT
との積I B
×R OUT
による電圧ドロップを利用し、センサ出力V SO
(=V P
-V N
)にヒステリシス特性を有している。
このような構成のセンサ閾値回路において センサ駆動電流検出回路30の抵抗器R S を用いてセンサ駆動電流I S を検出し、抵抗器R S 、バイアス電流切り替え回路70の制御により 続された抵抗器R R または抵抗器R O 、演算増幅器52及びPMOSトランジスタ51からな センサバイアス電流発生回路50でセンサ駆 電流I S の1/K倍(K>0)の閾値電流I T を発生する。ここで、Kはバイアス電流切り え回路70の制御により2つの値を持ち、セン バイアス電流発生回路50は2つの閾値電流I TO 、I TR を発生する。
また、抵抗器R A
、演算増幅器61、PMOSトランジスタ63、NMOSトラ
ンジスタ66、NMOSトランジスタ67からなる閾値
整電流発生回路60でセンサ駆動電流I S
の1/A倍(A>0)の閾値調整電流I CONT
を発生する。
また、閾値調整電流発生回路60で閾値電流I T
と閾値調整電流I CONT
を減算することにより、センサバイアス電流
I B
を発生する。第3の実施形態では、閾値電流I T
から閾値調整電流I CONT
を減算した電流をセンサバイアス電流I BO
として説明するが、閾値電流I T
に閾値調整電流I CONT
を加算した電流をセンサバイアス電流I BO
としても良い。
本実施形態の作用および効果は、第1及び第
2の実施形態と同様であるので省略する。異
る点は式(28)であるが、図7に示すセンサ閾値
回路に於ける閾値点B OP
、閾値点B RP
、ヒステリシス幅|BH|は、上式(28)で定義した1
/Aを次式(38)に置き換えることで、同様に考え
ることができる。
1/A=R S
/R A
…(38)
ここで、説明を簡単にするため、NMOSトラン
ジスタ66とNMOSトランジスタ67のサイズは等し
として扱った。
また、上式(38)より係数Aは、抵抗比によっ
決まるため、1つの抵抗器を変えることによ
閾値点の変化が可能となる。
以上の構成により、第1及び第2の実施形態
同様に、係数K O
、K R
が決まればヒステリシス幅|BH|はひとつの値
決まり、ばらつきや温度変動、経時変化が
く、従って、本発明のセンサ閾値回路によ
ば、閾値点の変化に依存しないヒステリシ
幅を与えることができる。