【명세서】

【발명의 명칭】 긴 시퀀스를 이용한 신호 송수신 방법 및 이를 위한 장치

【기술분야】

[0001] 이하의 설명은 무선통신 시스템에서 짧은 길이의 시뭔스에 기반하여 긴 시퀀스를 생성하는 방법과 이를 이용한 통신 방법 및 장치에 대한 것이다. 【배경기술】

[0002] 최근 사물인터넷 ( Internet of Things) 기술에 대한 요구가증대되고 있 으며 , 이러한 IoT서비스 지원을 위해 NB-IoT (Narrow Band IoT) 기술에 대해 논 의되고 있다. NB IoT에서는 낮은 기기 복잡도와 낮은 전력 소모를 가짐에도 불구 하고 연결된 기기들 사 "이에 적절한 처리율을 제공할 수 있는 것을 추구하고 있 다-

[0003] NB IoT에 대한 표준화 중 3GPP에서는 GSM , WCDMA 또는 LTE와 같은 다 른 3GPP 기술과 결합되어 동작할 수 있는 NB IoT 기술을 연구하고 있다. ^' 이를^ 해 기존 시스템과의 관점에서 어떠한 자원 구조를 가질지 논의되고 있다.

[0004] 도 1은 NB IoT에서 이용 가능한 3가지 모드에 대해 설명하기 위한 도 면이다.

[0005] 상술한 바와 같은 요구를 만족시키기 위해 NB IoT 에서는 상향링크 및 하향링크 모두에서 180 kHz 의 채널 대역폭을 활용하는 것을 고려하고 있다. 이 는 LTE 시스템에서 하나의 PRB (Phys ical Resource Block)에 대응하는 간격이다.

[0006] 도 1 에 도시된 바와 같이 NB-IoT는 Standal one 동작, 가드 밴드 동작 및 인밴드 동작과 같은 3가지 모드를 지원할 수 있다. 특히， 도 1의 하단에 도 시된 인밴드 배치 모드에서는 NB-IoT 동작이 LTE 채널 대역폭 내의 특정 협대역 을 통해 이루어질 수 있다.

[0007] 또한, NB IoT에서 무선 기기에 확장된 DRX사이클， HD-FDD (hal f-duplex

FDD) 동작 및 단일 수신 안테나의 사용하는 것은 전력 및 비용을 실질적으로 감 소시켜준다.

【발명의 상세한 설명】

【기술적 과제】

[0008] 상술한 바와 같은 NB IoT 동작을 위해서는 협대역 동기 신호 (NB Synchronizat ion Signal s)의 전송이 필요하다. 다만, NB IoT동작을 위해서는 도

1 에 도시된 바와 같이 특정 협대역에서 동작하는 것이 요구되며, 이에 따라 보 다 효율적으로 주 동기 신호 (Pr imary Synchroni zat ion Signal s : PSS) 및 보조 동 기 신호 (Secondary Synchroni zat ion Signal s : SSS)를 전송하는 방법이 요구된다.

[0009] 무선 통신 시스템의 상황에 따라 상기 PSS 및 SSS 증 특정 동기 신호 가 셀 식별자 전체를 나타내어줄 필요가 있고， 이를 위해 기존에 사용되던 시퀀 스보다 더 긴 길이의 시퀀스에 대한 요구가 증대되고밌다.

[0010] 아을러， 긴 길이의 시퀀스 생성 시 신호 검출을 용이하게 하기 위한 자기 상관 (Auto-Correl at ion) 특성 등에 대한 고려가 필요하다. 【기술적 해결방법】

[0011] 상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 일 측면에서는 무 선통신 시스템에서 소정 길이 이상의 긴 길이의 시퀀스를 이용하여 신호를 전송 하는 방법에 있어서, 복수의 서브 시퀀스 (Sub-sequence)의 조합으로 구성되는 상기 긴 길이의 시퀀스를 이용하여 신호를 전송하되， 상기 복수의 서브 시퀀스 각각은 상기 소정 길이 이하의 짧은 길이의 복수의 기본 시퀀스 (Base Sequence) 들 및 상기 기본 시퀀스들 각각에 커버 시뭔스 (cover sequence)를 곱한 시뭔스들 의 조합으로 구성되는， 신호 전송 방법을 제안한다.

[0012] 상기 긴 길이의 시퀀스는 수신단에서 스라이딩 원도우 (s l iding window) 방식으로 자기 상관 (Auto Corre l at ion)올 산출할 때， 상기 서브 시퀀스의 일부 요소들이 내적 ( inner product )되는 경우에는 상기 기본 시퀀스들 간의 곱이 서로 다른 위상을 가지도록 설정될 수 있으며， 상기 서브 시퀀스의 모든 요소들이 내 적되는 경우에는 상기 기본 시뭔스들 간의 곱이 서로 같은 위상을 가지도록 설 정될 수 있다.

[0013] 상기 복수의 서브 시퀀스의 조합 중 제 1 서브 시뭔스는 하나의 기본 시퀀스가 반복된 형태를 가질 수 있으며, 상기 복수의 서브 시¾스의 조합 중 제 2 서브 시퀀스는， 상기 제 1 서브 시퀀스와 다른 커버 시퀀스가 적용되고， 상기 제 1 서브 시뭔스와 다른 기본 시뭔스를 가지도록 선택하는 제 1 방법, 상 기 제 1 서브 시퀀스와 다른 서버 시뭔스가 적용되고， 상기 제 1 서브 시퀀스와 동일한 기본 시퀀스를 가지도록 선택하는 제 2 방법 , 상기 제 1 서브 시원스와 같은 커버 시퀀스가 적용되고， 상기 제 1 서브 시퀀스와 다른 기본 시퀀스를 가 지도톡 선택하는 제 3 방법, 중 순차적으로 적용 가능한 어느 한 방법에 의해 결정될 수 있다.

[0014] 상기 복수의 서브 시퀀스의 조합이 4 개 이상의 서브 시퀀스를 포함하 는 경우, 상기 복수의 서브 시퀀스의 조합 중 제 3 서브 시퀀스는， 상기 제 1 서브 시퀀스와 다른 커버 시퀀스가 적용되고， 상기 제 1 서브 시뭔스와 동일한 기본 시퀀스를 가지도록 선택하는 제 1 방법 , 상기 제 1 서브 시퀀스와 다른 서 버 시퀀스가 적용되고， 상기 제 1 서브 시뭔스와 다른 기본 시 ¾스를 가지도록 선택하는 제 2 방법 , 상기 제 1 서브 시퀀스와 같은 커버 시 ¾스가 적용되고, 상기 제 1 서브 시¾스와 다른 기본 시퀀스를 가지도록 선택하는 제 3 방법 , 중 순차적으로 적용 가능한 어느 한 방법에 의해 결정될 수 있다.

[0015] 상기 복수의 서브 시퀀스의 조합 중 제 1 서브 시퀀스는 복수의 기본 시퀀스의 조합 형태를 가지며, 상기 복수의 서브 시퀀스의 조합 중 제 2 서브 시퀀스는, 상기 제 1 서브 시퀀스와 다른 커버 시퀀스가 적용되고, 상기 제 1 서브 시¾스와 같은 배열의 기본 시퀀스 조합을 가지도록 선택하는 제 1 방법, 상기 제 1 서브 시퀀스와 다른 서버 시퀀스가 적용되고， 상기 제 1 서브 시퀀스 와 다른 배열의 기본 시뭔스 조합을 가지도록 선택하는 제 2 방법, 상기 제 1 서브 시퀀스와 같은 커버 시퀀스가 적용되고, 상기 제 1 서브 시퀀스와 다른 배 열의 기본 시퀀스 조합을 가지도록 선택하는 제 3 방법, 중 순차적으로 적용 가 능한 어느 한 방법에 의해 결정될 수 있다.

[0016] 상기 복수의 서브 시퀀스의 조합이 4 개 이상의 서브 시퀀스를 포함하 는 경우, 상기 복수의 서브 시퀀스의 조합 중 제 3 서브 시퀀스는, 상기 제 1 서브 시뭔스와 같은 커버 시퀀스가 적용되고, 상기 제 1 서브 시 ¾스와 동일한 기본 시뭔스 배열을 가지도록 선택하는 제 1 방법 , 상기 제 1 서브 시퀀스와 다 른 서버 시¾스가 적용되고， 상기 제 1 서브 시뭔스와 다른 기본 시퀀스 배열을 가지도록 선택하는 제 2 방법， 상기 제 1 서브 시뭔스와 다른 커버 시퀀스가 적 용되고, 상기 제 1 서브 시뭔스와 같은 기본 시퀀스 배열을 가지도록 선택하는 제 3 방법, 중 순차적으로 적용 가능한 어느 한 방법에 의해 결정될 수 있다.

[0017] 상기 신호는 동기 신호일 수 있으며， 상기 긴 길이의 시퀀스는 셀 식 별자를 나타내도록 설정될 수 있다.

[0018] 상기 긴 길이의 시뭔스는 복수의 OFDM 심볼에 걸쳐서, 각 OFDM 심볼에 대응하는 서브캐리어의 수만큼 맵핑되어 전송될 수 있다.

[0019] 한편, 본 발명의 다른 일 측면에서는 무선통신 시스템에서 소정 길이 이상의 긴 길이의 시¾스를 이용하는 신호를 수신하는 방법에 있어서, 복수의 서브 시뭔스 (Sub-sequence)의 조합으로 구성되는 상기 긴 길이의 시뭔스를 포함 하는 신호를 수신하되, 상기 복수의 서브 시퀀스 각각은 상기 소정 길이 이하의 짧은 길이의 복수의 기본 시퀀스 (Base Sequence)들 및 상기 기본 시퀀스들 각각 에 커버 시퀀스 (cover sequence)를 곱한 .시퀀스들의 조합으로 구성되는, 신호 수 신 방법을 제안한다.

[0020] 상기 긴 길이의 시퀀스를 슬라이딩 원도우 ( s l i d i ng w i ndow) 방식으로 자기 상관 (Auto Corre l at i on)을 통해 검출하는 것을 추가적으로 포함할 수 있으 며, 상기 자동 상관 산출 시 상기 서브 시퀀스의 일부 요소 이 내적 ( inner product )되는 경우에는 상기 기본 시퀀스들 간의 곱이 서로 다른 위상을 가지며, 상기 서브 시퀀스의 모든 요소들이 내적되는 경우에는 상기 기본 시퀀스들 간의 곱이 서로 같은 위상을 가질 수 있다.

[0021] 상기 신호는 동기 신호일 수 있으며, 상기 긴 길이의 시퀀스를 통해 셀 식별자를 검출하는 것을 추가적으로 포함할 수 있다.

[0022] 상기 긴 길이의 시뭔스는 복수의 0FDM 심볼에 걸쳐서， 각 OFDM 심볼에 대응하는 서브캐리어의 수만큼 맵핑되어 수신될 수 있다. [0023] 한편, 본 발명의 또 다른 일 측면에서는 무선통신 시스템에서 소정 길 이 이상의 긴 길이의 시퀀스를 이용하여 신호를 전송하는 송신 장치에 있어서, 복수의 서브 시뭔스 (Sub-sequence)의 조합으로 구성되는 상기 긴 길이의 시원스 를 이용하여 신호를 전송하도톡 구성되는 송수신기; 및 상기 긴 길이의 시퀀스 를 생성하여 상기 송수신기에 전달하도록 구성되는 프로세서를 포함하며, 상기 프로세서는 상기 복수의 서브 시퀀스 각각이 상기 소정 길이 이하의 짧은 길이 의 복수의 기본 시퀀스 (Base Sequence)들 및 상기 기본 시뭔스들 각각에 커버 시 뭔스 (cover sequence)를 곱한 시뭔스들의 조합으로 구성되도록 하는, 송신 장치 를 제안한다.

[0024] 한편, 본 발명의 또 다른 일 측면에서는 무선통신 시스템에서 소정 길 이 이상의 긴 길이의 시¾스를 이용하는 신호를 수신하는 수신 장치에 있어서, 복수의 서브 시퀀스 (Sub-sequence)의 조합으로 구성되는 상기 긴 길이의 시퀀스 를 포함하는 신호를 수신하도록 구성되는 송수신기; 및 상기 송수신기에 의해 수신된 상기 긴 길이의 시퀀스를 전달받아 처리하도록 구성되는 프로세서를 포 함하며， 상기 프로세서는 상기 복수의 서브 시¾스 각각이 상기 소정 길이 이하 의 짧은 길이의 복수의 기본 시퀀스 (Base Sequence)들 및 상기 기본 시뭔스들 각 각에 커버 시퀀스 (cover sequence)를 곱한 시퀀스들의 조합으로 구성되는 것을 가정하여 처리하는, 수신 장치를 제안한다. 【유리한 효과】

[0025] 상술한 바와 같은 본 발명에 따르면 차세대 무선통신 시스템에서 긴 길이의 시퀀스를 이용하여 보다 효율적으로 동기 신호 등의 정보를 전송할 수 있다.

【도면의 간단한 설명】

[0026] 도 1은 NB IoT에서 이용 가능한 3가지 모드에 대해 설명하기 위한 도 면이다.

[0027] 도 2 및 도 3은 각각기본 CP를 이용하는 경우와 확장 CP를 이용하는 경우에 동기 신호를 전송하는 방식을 설명하기 위한 도면이다.

[0028] 도 4 는 논리 영역에서의 두 개의 시퀀스가 물리 영역에서 인터리빙되 어 매핑되는 것을 보여주는 도면이다.

[0029] 도 5 는 NB LTE 시스템에서 동기신호를 송수신하는 전체적인 구조를 설 명하기 위한 도면이다.

[0030] 도 6은 수학식 3의 시 ¾스 S 의 자동상관 결과를 도시한 도면이다.

[0031] 도 7은 수학식 3의 시퀀스 Ss 의 자동상관 결과를 도시한 도면이다.

[0032] 도 8 은 본 발명의 일 실시형태에 따라 우수한 자동 상관 특성을 가지 는 긴 길이의 시뭔스를 생성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.

[0033] 도 9 및 도 10 은 Differential Encoding 으로 전송 시퀀스를 생성하는 방법을 설명하기 위한 도면들이다.

[0034] 도 11 은 Orthogonal Code Cover 를 Differential Encoding 하고 Base

Sequence와 결합하여 Transmission Sequence를 생성하는 개념도를 나타낸다.

[0035] 도 12 는 Orthogonal Code Cover 를 Base Sequence (a _n )과 결합하여

Transmission Sequence를 생성하는 개념도이다.

[0036] 도 13 은 본 발명의 일 실시형태에 따라 NB-SSS 를 구성하는 방법을 설 명하기 위한 도면이다.

[0037] 도 14 는 본 발명의 일 실시형태에 따라 Of f set 을 적용하여 서로 다른

ZC 시퀀스를 생성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.

[0038] 도 15 및 16 은 전송 신호와 수신 신호 사이의 주파수 쉬프팅에 따른 고려사항을 설명하기 위한 도면이다.

[0039] 도 17 및 도 18 은 본 발명의 일 실시예에 따라 수학식 23 의 오프셋이 적용되는 형태를 도시하고 있다.

[0040] 도 19는 본 발명의 일 실시예에 따라 NB— PSS를 복수의 OFDM 심볼에 반 복 전송하는 구체적인 방법을 설명하기 위한 도면이다.

[0041] 도 20은 길이 10의 comp l ementary sequence pai r a(n) , b(n)과 다양한 c(n) pat tern에 대한 correl at ion 특성을 도시한 도면이다.

[0042] 도 21 은 본 발명의 일 실시예에 따라 NB-SSS 를 전송하는 개념을 설명 하기 위한 도면이다.

[0043] 도 22 는 본 발명의 일 실시예에 따라 NB-SSS 를 생성하여 전송하는 방 법을 설명하기 위한 도면이다.

[0044] 도 23은 본 발명의 일 실시예에 따라 NB-SSS에 사용될 ZC 시뭔스의 루 트 인덱스 선택 방식을 설명하기 위한 도면이다.

[0045] 도 24 는 본 발명의 일 실시예에서 NB-SSS 에 특정 하다마드 시원스를 이용하는 경우의 교차 상관값을 나타낸 도면이다.

[0046] 도 25 는 무선 통신 시스템에서 하향링크 (down l ink , DL)/상향링크

(upl ink , UL) 슬롯 구조의 일례를 나타^ 것이다.

[0047] 도 26 은 무선 통신 시스템에서 사용되는 하향링크 서브프레임 ( subf rame) 구조를 예시한 것이다.

[0048] 도 27 은 본 발명을 수행하는 전송장치 ( 10) 및 수신장치 (20)의 구성요 소를 나타내는 블록도이다. 【발명의 실시를 위한 형태】

[0049] 이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명 의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유 일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.

[0050] 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체 적 세부사항을 포함한다. 그러나， 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능 을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시된다.

[0051] 상술한 바와 같이 본 발명에서는 짧은 길이의 기본 시원스 (base sequence)들을 연결하여 긴 길이의 시퀀스를 생성하고， 이를 이용하여 동기 신 호 등 신호를 효율적으로 전송하는 방법에 대한 것이다. 이러한 긴 길이의 신호 가 전송될 수 있는 경우로서 먼저 NB IoT 동작을 위한 동기신호를 가정하고, 이 러한 신호 역시 LTE 시스템에서의 동기 신호를 재사용할 수 있기 때문에， ΝΒ 동 기 신호 송수신에 대한 논의의 출발점으로써 LTE 시스템에서의 동기신호 (SS)에 대해 구체적으로 살펴본다.

[0052] 도 2 및 도 3은 각각 기본 CP를 이용하는 경우와 확장 CP를 이용하는 경우에 동기 신호를 전송하는 방식을 설명하기 위한 도면이다.

[0053] SS는 PSS와 SSS로 구성되며， 셀 탐색을 수행할 때 사용되는 신호이다. 도 2 및 3은 각각 기본 CP와 확장 CP를사용하는 시스템의 경우 SS 의 전송을 위한 프레임 구조를 도시한 것이다. SS는 inter-RAT measurement의 용이함을 위 해 GSM 프레임 길이인 4.6ms 를 고려하여 서브프레임 0 번과 서브프레임 5 번의 두 번째 슬롯에서 각각 전송되고, 해당 무선 프레임에 대한 경계는 SSS 를 통해 검출 가능하다. PSS 는 해당 슬롯의 맨 마지막 OFDM 심볼에서 전송되고, SSS 는 PSS 바로 앞 OFDM심볼에서 전송된다. SS는 3개의 PSS와 168개의 SSS의 조합을 통해 총 504개의 물리계층 셀 식별자 (physical cell ID)를 전송할 수가 있다. 또 한, SS 및 PBCH 는 시스템 대역폭 내의 가운데 6RB 내에서 전송되어， 전송 대역 폭에 관계없이 UE가 검출 혹은 복호할 수 있도록 한다.

[0054] SS의 전송 다이버시티 방식은 단일 안테나 포트 (single antenna port) 만을 사용하고, 표준에서는 따로 정의하지 않는다. 즉， 단일 안테나 전송 혹은 UE에 투명한 (transparent) 전송 방식 (예를 들어 PVS, TSTD, CDD) 을사용할 수 가 있다.

[0055] 한편， 이하에서는 PSS 및 SSS의 부호화 과정을 설명한다 .

[0056] PSS 부호는 길이 63의 ZC (Zadoff-Chu) 시퀀스를 주파수 영역에서 정의 하여 PSS의 시퀀스로 사용한다. ZC시퀀스는 아래 수학식 1에 의해 정의되며 )C 부반송파에 해당되는 시퀀스 성분 (element), n=31 은 펑처링 (puncturing)한다. 아래 수학식 1에서 Nzc=63이다.

【수학식 1】 d _u (n) = e ^Nzc

[0057] 가운데 부분의 6RB (=72 서브캐리어) 중 9개의 남는 서브캐리어는 항상

0의 값으로 전송하며， 동기 수행을 위한 필터 설계에 용이함을 가져다 준다. 총 3개의 PSS를 정의하기 위해 수학식 1에서 u=25 , 29， 그리고 34의 값을 사용할 수 있다. 이 때 , 29와 34는 켤레대칭 (conjugate symmetry) 관계를 가지고 있어 서， 2개의 상관 ( correl at i on)을 동시에 수행할 수가 있다. 여기서, 켤레대칭은 다음 수학식 2의 관계를 의미하며 이 특성을 이용하여 u=29와 34에 대한 원샷 상관기 (one-shot correl ator )의 구현이 가능하여, 전체적인 연산량을 약 33.3% 감소시킬 수 있다.

【수학식 2】 d _u {n) - (^l)" [d ( ^η )) , 쎄 en N _zc is even number.

d _u {n) = [d _Nzc _ _u ( , when N _zc is odd number.

[0058] 다음으로 SSS의 부호화에 대해 설명한다.

[0059] SSS를 위해 사용되는 시퀀스는 길이 31 의 두 개 m-시퀀스를 인터리빙 된 접합을 하고 두 개의 시퀀스를 조합하여 168 셀 그룹 식별자 (ce l l group ID) 를 전송한다. S-SS의 시퀀스로서 m-시뭔스는 주파수 선택적 환경에서 강건하고， 고속 하다마드 변환 (Fast Hadamard Transform)을 이용한 고속 m_시퀀스 변환으 로 연산량을 줄일 수가 있다. 또한， 두 개의 짧은 부호 (short code)로 S-SS 를 구성하는 것은 단말의 연산량을 줄이기 위해 제안되었다.

[0060] 도 4 는 논리 영역에서의 두 개의 시퀀스가 물리 영역에서 인터리빙되 어 매핑되는 것을 보여주는 도면이다. [0061] SSS 부호 생성을 위해 사용되는 두 개의 m-시퀀스를 각각 SI, S2 라고 정의할 때 , 서브프레임 0의 SSS가 (SI, S2) 두 조합으로 샐 그룹 식별자를 전송 한다면， 서브프레임 5의 SSS는 (S2,S1)으로 교환 (swapping)하여 전송함으로써， 10ms 프레임 경계를 구분할 수 있게 된다. 이 때, 사용되는 SSS 부호는 x ⁵ +x ² +l의 생성다항식을 사용하며 , 서로 다른 순환 천이 (circular shift)를 통해 총 31개의 부호를 생성할 수가 있다.

[0062] 수신 성능을 향상시키기 위하여， PSS 기반 (PSS-based)의 서로 다른 두 개의 시퀀스를 정의하여， SSS에 스크램블링 하되 S1과 S2에 서로 다른 시뭔스로 스크램블링 할 수 있다. 그 후， S1 기반 (Sl-based)의 스크램블링 부호를 정의하 여， S2에 스크램블링을 수행한다. 이 때， SSS의 부호는 5ms 단위로 교환되지만 PSS 기반의 스크램블링 부호는 교환되지 않는다. PSS 기반의 스크램블링 부호는 + ₊₁ 의 생성 다항식으로부터 생성된 m-시퀀스에서 PSS 인덱스에 따라 6 개의 순환 천이 버전으로 정의하고, S1 기반의 스크램블링 부호는 _χ ⁵ _+χ ⁴ _+χ ² _{+ χ} '+ι의 다항식으로부터 생성된 m-시뭔스에서 S1의 인텍스에 따라 8개의 순환 천이 버전 으로 정의할 수 있다.

[0063] NB IoT 또는 이의 LTE 시스템에의 적용 모델인 NB-LTE 에서의 셀 탐색

(cell searching)은 기본적으로 상술한 LTE 시스템과 동일하다. 다만, NB LTE특 성에 따라 사용되는 시퀀스를 변형하여 이용할 필요가 있으며， 이하에서는 LTE 시스템에 비해 변화가 필요한 부분을 중심으로 설명한다.

[0064] 도 5 는 NB LTE 시스템에서 동기신호를 송수신하는 전체적인 구조를 설 명하기 위한 도면이다.

[0065] 도 5에 도시된 바와 같이 NB LTE 시스템에서도 PSS와 SSS를 구분하여 전송하는 것을 제안하며 , 이를 기존 PSS 및 SSS 와 구분하기 위해 NB-PSS 및 NB-SSS 로 지칭하기로 한다. 다만, 흔동의 우려가 없는 경우 간단히 PSS 및 SSS 로 표기할 수 있다.

[0066] NB LTE 시스템에서도 기존 LTE 시스템과 마찬가지로 504 개의 NB 셀 식 별자를 동기채널을 통해 식별하는 것이 요구된다. 다만, 본 발명의 일 실시예 에 따른 NB LTE 시스템에서 NB-PSS는 미리 결정된 하나의 특정 시퀀스를 이용하 여 전송하는 것을 제안한다. 이에 따라 504개의 NB 셀 식별자는 NB-SSS에 의해 서만 구분되는 것이 요구된다.

[0067] 수신측 기기에서 PSS 를 검출하기 위해서는 auto-correlation 을 수행 하는 것이 일반적이고， 이를 위해 수신측 기기는 시간 영역에서 Sliding Window 방식으로 PSS의 검출을 시도할 것이다. 다만, 이와 같은 PSS의 검출 방식은 수 신측 기기의 복잡도를 증가시킬 수 있으며, 이에 따라 복잡도 감소를 하나의 목 표로 하는 NB LTE 시스템에서는 적절하지 않은 구성일 수 있다. 이에 따라 본 실 시예에 따른 NB-PSS 는 미리 결정된 하나의 특정 시뭔스를 이용하여 전송함으로 써 수신측에서는 이 특정 시퀀스 검출을 위한 동작만을 수행하여 복잡도를 감소 시킬 수 있다. 예를 들어， NB-PSS를 위해 Zadoff-Chu (ZC) 시퀀스를 사용하는 경 우， 이 ZC 시퀀스의 루트 인덱스는 미리 결정된 하나의 값 (e.g. u=5)으로 고정되 어 사용될 수 있다. 위와 같이 NB-PSS를 단순하게 구성함에 따라 NB-SSS는 효율 적으로 504개의 셀 식별자를 구분하는 것이 요구되며， 이에 대해서는 본 발명의 다른 일 측면으로서 후술하기로 한다.

[0068] 한편， 본 발명의 일 실시형태서 NB-PSS 는 복수의 0FDM 심블에 반복되 어 전송되는 것이 바람직하다. 도 5 의 예에서는 NB-PSS 가 9 개의 0FDM 심볼에 반복되어 전송되는 것을 도시하고 있으나， 구체적인 OFDM 심볼의 수는 이에 한 정될 필요는 없다. 도 5의 예에서 NB-PSS가 9개의 OFDM 심볼에 반복되어 전송 하는 것으로 도시한 이유는 확장 CP를 이용하는 하나의 서브프레임에는 12 OFDM 심볼이 포함되며 , 이 12 OFDM심볼 중 최초 3 OFDM 심볼은 PDCCH를 전송하기 위 해 이용될 수 있기 때문이다. 다만, NB LTE 시스템의 한 서브프레임에 포함되는 OFDM 심볼 수 및 PDCCH 전송에 요구되는 최대 OFDM 심볼 수 등의 변화에 따라 상술한 수치는 달라질 수 있다. 예를 들어， 하나의 서브프레임에 포함된 OFDM 심볼 수가 14이고， PDCCH 전송을 위해 최대 3 OFDM 심볼이 이용되는 경우, 상기 NB-PSS 가 반복 전송되는 OFDM 심볼 수는 11 OFDM 심볼일 수 있다. 본 실시예에 서는 NB PSS 가 시간 영역에서 연속적으로 배치되는 복수의 OFDM 심볼에 반복되 어 전송되는 것이 바람직하다.

[0069] 한편, NB-PSS는 시간—주파수 영역의 자원 요소 ( resource e l ement )에 맵 핑할 때 NB LTE 서비스를 제공하는 LTE 시스템이 CRS 를 전송하는 자원 요소에 대응되는 경우, 해당 NB-PSS 성분은 평처링되어 층돌을 방지하는 것이 바람직하 다. 즉， Νβ-PSS/NB-SSS 전송 위치는 레거시 LTE 신호들, 예를 들어 PDCCH , PCFICH , PHICH 및 MBSFN 전송과의 충돌을 회피하여 설계하는 것이 바람직하다.

[0070] 이와 같이 복수의 0FDM 심볼에 NB-PSS 가 반복 전송됨에 따라 수신측 기기는 용이하게 서브프레임 타이 ¾ 및 주파수 오프셋을 결정할 수 있다.

[0071 ] 한편, NB-SSS 의 경우에도 도 5 에 도시된 바와 같이 복수의 0FDM 심볼 에 걸쳐서 전송되는 것이 바람직하며， 다만 상술한 바와 같이 NB-SSS는 셀 식별 자 전체의 식별을 수행해야 하기 때문에 긴 시뭔스를 생성하여 이를 복수의 0FDM 심볼에 분할하여 전송하는 방식을 제안한다. 도 5는 NB-SSS가 6개의 OFDM 심볼에 걸쳐서 전송되는 것을 도시하고 있으나， 이에 한정될 필요는 없다. 예를 들어 , 상술한 NB-PSS에 도시된 바와 같이 11개의 OFDM 심볼에 걸쳐 전송될 수도 있다. 긴 시퀀스 생성 방식

[0072] 이하의 설명에서는 짧은 길이의 기존 시¾스(8336 Sequence)들을 연접 하여 긴 길이의 시원스를 생성하고자 할 때 Auto— correlation 성능을 향상 시킬 수 있는 방안을 기술한다. 짧은 길이의 Base Sequence의 배치 순서와 Code Cover 와 조합의 방법에 따라 Auto-correlation 특성이 달라지게 되는데， 이하의 실시 예들에서는 Auto-correlation에서 가장 높은 peak 대비 두 번 째 peak의 크기가

1/8 이하 (9dB 이상 차이) 가 되도특 하는 것을 설계 목표로 한다. [0073] 예를 들어, 길이 10 짜리 Binary Go lay Sequence a(n)과 b(n)을 조합하 여 총 길이 80짜리 Sequence S와 Sequence Sc를 아래와 같이 만들 수 있다. 【수학식 3] a(n): (1, 1,-1, 1,-1, 1,-1, -1, 1, 1)

b(n): (1, 1, -1, 1, 1, 1, 1, 1, -1, -1)

Sequence S: (an, an, an, an, -an, -an, -an, -an)

Sequence Sc: (an, an, bn, -bn, an, -an, bn, bn) [0074] 물론， 시퀀스의 예로 Binary Go lay Sequence이외에 임의의 다른 시퀀스 를 이용할 수도 있다. [0075] Sequences는 base-sequence an을 8번 반복해서 구성하며 전반 4개 an 과후반 4개 an에 다른 code cover를 적용하여 총 길이 80의 Sequence를 생성 하며 , Sequence Sc는 Base-sequence an 4개와 bn 4개 그리고 code cover를 적 용하여 생성한다. 이 두 Sequence의 Auto-correlat ion을 살펴보면 아래와 같다. [0076] 도 6은 수학식 3의 시 ¾스 S 의 자동상관 결과를 도시한 도면이다. 구 체적으로 도 6은 길이 80의 Sequence S의 Auto—correlat ion 결과를 나타낸다.

[0077] 도 6에서는 Sequence S의 Auto-correl at ion 수행 시 다양한 크기의 다 수의 Spike 가 생성되고， 특히 크기가 가장 큰 Spike 대비 다음 크기를 갖는 Spike 크기가 3dB 이하인 것을 볼 수 있다. 이와 같이 반복되는 spike가 생성되 는 이유는, Sequence S에 적용된 code cover는 특정 상황에서는 반대 위상을 만 들어 상쇄 합성을 유도하는 반면 많은 경우 보강 합성이 되어 Spike를 생성하게 된다. 아래 표는 Spike가 만들어지는 상황을 설명하고 있다.

【표 1】

[0078] 상기 표 1에서 an · αη ^Η = 10이다. ,

[0079] 한편, 이와 같이 Auto-correlat ion 결과 가장 큰 Spike 대비 다음 크 기의 Spike 의 차이가 작거나, 다수의 Spike 의 결과물을 도출하는 특성을 갖는 Sequence는 신호 검출 시 오류가 발생할 확률이 높아 다중 경로를 갖는 무선 채 널 환경에서 신호 검출에 활용하는데 어려움이 있다. 따라서 , 작은 길이의

Base-sequence 를 연접하여 긴 길이의 Sequence 를 생성할 때에는 좋은 Auto-correlation특성을 갖도록 그 구성 방법이 고안될 필요가 있다. [0080] 도 7은 수학식 3의 시퀀스 Ss 의 자동상관 결과를 도시한 도면이다. [0081] 도 7 에서는 Sequence Sc 의 Auto— correlat ion 수행 시 특히 크기가 가 장 큰 Spike 대비 다음 크기를 갖는 Spike 크기가 8dB 이상 되는 것을 볼 수 있 다.

1

7

[0082] Base-sequence와 code cover의 조합으로 다양한 길이의 Sequence* 구 성할 수 있는데, 조합의 방법에 따라서 Sequence 들의 Auto-correlation 특성은 다양한 형태로 도출된다. 이하에서는 짧은 길이의 Base-sequence 들을 연접하여 긴 길이의 Sequence 를 생성할 때, 좋은 Auto-correlation 특성을 갖도록 하는 Sequence를 연접 방법에 대해서 기술한다.

[0083] 도 8 은 본 발명의 일 실시형태에 따라 우수한 자동 상관 특성을 가지 는 긴 길이의 시퀀스를 생성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다. [0084] 먼저 상술한 바와 같이 본 실시형태에서는 길이 N 의 기본 시퀀스 (801) 를 M개를 조합하여 서브 시퀀스 (Sub-sequence: 802)를 구성하는 것을 가정한다. 도 8에서는 도시의 편의를 위해 서브 시뭔스 A(802)가 2개의 기본 시뭔스 an 및 bn을 포함하는 것을 도시하였으나， 이에 한정될 필요는 없다.

[0085] 한편， 서브 시퀀스 (802)를 구성하는 기본 시퀀스 (an, bn)에 code cover 를 적용해서 새로운 서브 시퀀스를 생성할 수 있다. 도 8 에서는 서브 시퀀스 A 를 구성하는 [an, bn]에 [-1, —L]의 커버 시퀀스를 곱하여 -A 에 대응하는 서브 시¾스를 생성하는 것을 예시하였으나， 이에 한정될 필요는 없으며 다양한 방식 으로 커버 시퀀스를 적용하여 서브 시퀀스를 생성할 수 있다.

[0086] 이렇게 생성된 Sub-sequence Set에서 L개의 Sub-sequence를 선택하고 배열하여 최종 sequence 구성할 수 있다. 이 때, 최종 Sequence 는 아래의 조건 만족할 수 있도록 서브 시뭔스의 조합을 구성하는 것이 바람직하다.

[0087] Sl iding window기반으로 Auto-correl at ion 을 산줄할 때 sub-sequence 일부 el ement 들이 내적 ( inner product )되는 경우에는 base一 sequence들 간 곱의 결과가 서로 다른 phase를 갖도록 하고, 모든 Element 들이 inner product 되는 경우에는 base-sequence들 간 곱의 결과 결과가서로 같은 phase를 갖도톡 하는 Sequence 열을 구성하는 것이 바람직하다.

[0088] 또한, Code cover로는 +/-j 등이 사용될 수 있다. Base sequence 로는 Compl ementary Go l ay Sequence , Zadof f-Chu sequence , M一 sequence 등의 다 양한 Sequence 들이 사용될 수 있으나， 이하의 설명에서는 설명의 편의상 Compl ementary Go l ay Sequence를 사용하는 경우를 예를 들어 설명한다. [0089] 예를 들어， 길이 N의 base sequence an과 ftn올 사용하여 Sub-sequence 를 구성할 수 있다. Sub-sequence 구성 방법은 base sequence 2 개를 연접하며 , 연접한 2개의 base sequence에 orthogonal code cover를 적용한다.

[0090] Sub-sequence A = [an an] , B = [bn bn] , C = [an bn], D = [bn ctn]를 구 성하며 , code cover 를 도입하여 신규 Sub-sequence Ac = [an - an], Be = [bn - bn], Cc = [an - bn], Dc = [bn - an] 등을 생성할 수 있다.

[0091] 계산을 간략히 하기 위해서 an과 의 inner produce 는 아래와 같이 정의 하자. 【수학식 4】 an ' an - bn · bn = 1

an ^■ bn' bn · an ^H = 0

[0092] Sub-sequence A = [an an] , B = [bn bn] inner product는 아래와 같이 표현된다.

【수학식 5]

A-A" an - an + an an" = 2

B B ^H bn ^■ bn ^H + bn bn ^H = 2

an ^■ an + bn bn" = 2

bn · bn ^H + an an ^H =2

[0093] 이 때， 정의에 따라 code cover 를 도입하여 생성된 Sub-sequence

Ac, Be와 sub- sequence A, B 그리고 Sub_sequenceCc, Dc와 Sub-sequence C, D는 직 교하게 된다.

【수학식 6】

A = an ^■ an ^H ― an ^■ an" = 0

A B ^H c = an ^■ bn ^H ― an ^■ bn ^H = 0

B = b .' an ^H ― bn ^■ an" = 0

B ^■ B" _c = bn ^■ bn ^H ― bn bn ^H = 0

C ^{■ H} _c = an ^■ an ^H ― bn - bn ^H = 0

C = an bn ^H ― bn ^■ an" = 0

D ^■ c _c " = bn - an ^H ― an bn" = 0

C- = bn ^■ bn ^H ― an · an" = 0

[0094] 반면 Sub-sequence Ac, Be 와 sub-sequence C,D 그리고

Sub一 sequenceCc, Dc와 Sub-sequence A, B는 직교하지 않는다.

【수학식 7】

A - C" = an- an" - an · bn = 1

A - Dc = an · bn ^H ― an · an ^H =― ^'

B C" = bn- an" - bn · bn ^H =—： B = bn ^■ bn ^H ― bn . an ^H = 1

C = an ^■ an" - bn ^■ an ^H = 1

C - = an · bn ^H - - bn ^■ bn ^H = - -1

D ' A ^H _C - = bn · an" - - an · an" = - -1

D = bn bn ^H ― an ^■ bn ^H = 1

[0095] 본 실시예에서 Sub-sequence set l ( A, B, Ac, Be )과 Sub-sequence set2

(C, D, Cc, Dc)로 구분한 후, 각 Set에서 Sub-sequence를 선택하고 적절히 배열하 여 아래 실시예들과 같이 최종 Sequence를 생성할 수 있다. 실시예 1 - Set 1을사용하는 경우

[0096] ( 1) 2개의 서브 시뭔스로 구성하는 방법

[0097] 첫 번째 Sub-sequence 로는 임의의 Sub-sequence 를 선택하며, 두 번째 Sub— sequence는 첫 번째 Sub— sequence로 다른 Sub-sequence 선택할 수 있다. 선택할 수 있는 후보 중에서 선택의 우선 순위는 다음과 같다. [0098] Priority 1. 첫 번째 Sub-sequence 와 다른 OCC 및 다른 Base sequence 를 갖는 Sub-sequence 선택 [0099] Priority 2. 첫 번째 Sub-sequence 와 다른 0CC 및 같은 Base sequence 를 갖는 Sub-sequence 선택

[0100] Priority 3. 첫 번째 Sub-sequence 와 같은 0CC 및 다른 Base sequence 를 갖는 Sub-sequence 선택 [0101] 아래 표 2는 이와 같은 방식에 따라 2개의 서브 시퀀스를 구성하는 예 를 나타낸다.

【표 2】 A Be (an an bn -bn) 0 0 0 4

A Ac (an an an -an) 1 0 1 4

A B (an an bn bn) 0 0 2 4

[0102] (2) 4개의 서브 시퀀스로 구성하는 방법

[0103] 세 번째 sub-sequence 는 앞에서 선택하지 않고 남은 Sub-sequence 중 에서 아래의 우선 순위로 선택하는 것이 바람직하다.

[0104] Priority 1. 첫 번째 Sub-sequence 와 다른 OCC 및 같은 El ement 를 갖 는 Sub-sequence선택

[0105] Priority 2. 첫 번째 Sub-sequence 와 다른 0CC 및 다른 El ement 를 갖 는 Sub-sequence선 ^

[0106] Priority 3. 첫 번째 Sub-sequence 와 같은 0CC 및 다른 E lement 를 갖 는 Sub-sequence 선택

[0107] 아래 표 3은 이와 같은 방식에 따라 3개의 서브 시퀀스를 구성하는 예 를 나타낸다.

【표 3】

[0108] 본 실시예에서 네 번째 Sub-sequence 는 앞에서 선텍하지 않고 남은 Sub-sequence로 구성할 수 있다. [0109] 아래 표 4는 이와 같은 방식에 따라 4개의 서브 시퀀스를 구성하는 예 를 나타낸다.

【표 4】

[0110] (3) 8개의 서브 시퀀스로 구성하는 방법

[0111] 앞에서 하나씩 선택된 Sub-sequence 들을 한 번씩 더 사용할 수 있다. 앞에 있는 4 개 sub-sequence 가 만들어 내는 Pat tern 이 반복되지 않도톡

Sub-sequence 열을 구성하는 것이 바람직하다.

[0112] 예를 들어, Sub-sequence 열 (A Ac Be B)이 있을 때, 2~4 개의 sub-sequence가 만들어 내는 Pat t ern (A Ac) , (Ac Be) , (Be B) , (A Ac Be) , (Ac Be

B) , (A Ac Be B) 등이 되지 않도톡 Sub-sequence를 선택하여 배열할 수 있다.

[0113] 다섯 번째 Sub-sequence를 선택하는 우선 순위는 아래와 같다.

[0114] Priority 1. 앞선 네 번째 Sub-sequence 선택

[0115] 네 번째 Sub-sequence 를 시작으로 이 후에 어떤 sub- S6QU6I C6 선택하여 열을 만들더라도 앞에 4 개 sub-sequence 가 만든 pattern 과 같은 pattern이 만들어지는 것은 방지할 수 있는 장점이 있다.

[0116] Priority 2. 앞선 네 번째 Sub-sequence 와 다른 0CC 를 갖는

Sub-sequence선텍

[0117] 아래 표 5-7은 8개의 Sub-sequence로 구성하는 3가지 예를 나타낸다. 아래 표 5-7에서 X 표시는 Auto-correlation 특성이 좋지 않은 Sequence이고, o 표시는 Auto-correlation이 좋아서 사용하기에 적합한 Sequence를 의미한다.

【표 5]

A Ac B Be Ac Be A A Ac BcB Ac Be A

16 SI 161 X 16 SI 261

B B

AAcBBcAcBcB A Ac BcB Ac BcB

0 16 SI 162 X 16 SI 262

A A

O 12 S117 A Ac B BcB A 0 12 SI 27 AAcBcBBA

A Ac B BcB A Ac A Ac BcB B A Ac

X 16 SI 171 X 16 SI 27 J

Be Be

AAcBBcBA Be A Ac Be B B A Be o 16 SI 172 o 16 SI 272

Ac Ac

0 12 SI 18 A Ac B BcB Ac 0 12 S128 AAcBcBBAc

AAcBBcBAcA A Ac Be BB Ac A

X 16 SI 181 o 16 S1281

Be Be

A Ac B BcB Ac Be AAcBcBBAc Be o 16 SI 182 X 16 SI 282

A A

X 12 SI 19 AAcB Be B Be 0 12 S129 A Ac BcB B Be

AAcB BcB Be A AAcBcBBBcA

X 16 SI 191 X 16 SI 291

Ac Ac

AAcB BcB Be Ac A Ac Be BB Be Ac

X 16 SI 192 o 16 S1292

A A

o 12 SI la AAcB Be Be A 0 12 SI 2a A Ac BcB Be A

AAcB Be Be A Ac AAcBcBBcAAc

X 16 Sllal X 16 SI 2a I

B B

AAcB Be BcAB A Ac BcB Be A B o 16 Slla2 0 16 S12a2

Ac Ac

0 12 SUb AAcB Be Be Ac o 12 S12b A Ac BcB Be Ac

AAcB Be Be Ac A A Ac BcB Be Ac A o 16 Sllbl X 16 S12bl

B B

AAcB Be BcAcB A Ac Be B Be Ac B

X 16 Sllb2 X 16 S12b2

A A

o 12 Sllc AAcB Be BcB X 12 SI 2c A Ac BcB BcB

AAcB Be BcB A A Ac BcB BcB A

X 16 SI lcl X 16 Sl2cl

Ac Ac

AAcB Be BcB Ac A Ac BcB BcB Ac o 16 Slid X 16 S12c2

A A

【표 6】

A B Ac Be Be Ac B A B Be Ac Be Ac B

0 16 S21b2 X 16 S22b2

A A

0 12 S21c ABAc BcBcB 0 12 S22c ABBc AcBcB

ABAc Be BcBA A B Be Ac Be B A

0 16 S21cl X 16 S22cl

Ac ' ^' Ac

A B Ac Be Be B Ac A B Be Ac Be B Ac

X 16 S21c2 0 16 S22c2

A A. . —

【표 7】

[0118] N 길이의 Sequence 는 상황에 따라 L(<N) 길이만 사용할 수도 있는더 1， 길이에 상관 없이 Auto-Correlat m 특성이 좋은 Sequence 를 정리하면 아래와 같다.

[0119] 아래 표 8은 에 ^ ^를 기본으로 8개 혹은 6개의 Sub-sequence로 구성하는 Sequence를 나타낸다.

【표 8】

S1252 = [AAcBcBAcBBcA]

SI 272 = [A Ac BcB B A Be Ac]

S1281 = [A Ac BcB B Ac A Be J

[0120] 아래 표 9는 ( β Be Ac)를 기본으로 8개 혹은 6개의 Sub-sequence로 구성하는 Sequence를 나타낸다.

【표 9】

S2242 = [A BBc Ac Ac A Be BJ

S2251 = [A B Be Ac Ac B A Be]

S2262 = [AB Be Ac Ac Be B A]

52281 = [A B Be Ac B Ac A Be]

52282 = [A B Be Ac B Ac Be AJ

S22c2 = [ABBc Ac Be B Ac A]

S221 = [ABBc Ac A Ac]

S223 = [A B Be Ac A BcJ

S22a = [A BBc Ac Be A]

[0121] 아래 표 10 은 M Be Ac ^를 기본으로 8 개 혹은 6 개의 Sub— sequence

. 로 구성하는 Sequence를 나타낸다.

【표 10】

S3171 = [ABcAcBBAAcBc]

S3182 = [A BcAcBBAcBcA]

S3191 ^[ABcAcBBBcA Ac]

S31cl = [A Be Ac B Be B A Ac]

S31c2 = [ABcAcBBcBAcA]

5311 =[A Be Ac B A Ac]

5312 = [ABcAcBAB]

S314 = [A BcAcBAcA]

S316 = [ABcAcBAcBc]

S3 la = [A Be Ac B Be A] [0122] 아래 표 11 은 ( Be β Ac)를기본으로 8 개 혹은 6 개의 Sub-sequence 로 구성하는 Sequence를 나타내다.

【표 11】

S3241 = [ABcBAcAcA BBc]

S3252 = [A Be B Ac Ac B Be A]

S3261 = [A BcB Ac Ac Be A B]

S3271 = [ABcBAcBAAc Be]

S32b2 = [ABcB Ac Be Ac B A]

5321 =[A Be B Ac A Ac]

5322 = [ABcBAcABJ

S329 = [A Be BAc B BcJ

S32a = [A Be B Ac Be A]

[0123] 4개의 Sub-sequence {A Ac Be B)： (A B Be Ac) , (A Be Ac B) , (A Be B Ac) 를 기본으로 8개 혹은 6개의 Sub-sequence로 구성된 Sequence들은 앞에서 L개 의 element 를 사용하더라도 좋은 Auto-correlation 특성을 유지하는 특성을 갖

실시예 2 - Set 2를사용하는 경우

[0124] 본 실시예의 경우에도 상술한 실시예 1 과 같이 긴 길이의 시퀀스를 이 루는 서브 시뭔스의 개수에 따라 다음과 같이 규정할 수 있다. [0125] (1) 2개의 서브 시퀀스로 구성하는 방법

[0126] 첫 번째 Sub-sequence 로는 임의의 Sub-sequence를 선택하며, 두 번째 Sub一 sequence는 첫 번째 Sub一 sequence로 다른 Sub一 sequence를 선택할 있다. 선택할 수 있는 후보 중에서 선택의 우선 순위는 다음과 같다. [0127] Priority 1. 첫 번째 Sub—sequence 와 다른 0CC 및 Base sequence 배열 이 같은 Sub-sequence 선택

[0128] Priority 2. 첫 번째 Sub-sequence 와 다른 0CC 및 Base sequence 배열 이 다른 Sub-sequence 선택

[0129] Priori ty 3. 첫 번째 Sub-sequence 와 같은 OCC 및 Base sequence 배열 이 다른 Sub-sequence 선택 '

[0130] 아래 표 12는 2개의 서브 시뭔스를 구성하는 예를 나타낸다. ^'

【표 12】

[0131] (2) 4개의 서브 시퀀스로 구성하는 방법

[0132] 세 번째 sub-sequence 는 앞에서 선택하지 않고 남은 Sub-sequence 증 에서 아래의 우선 순위로 선택할 수 있다.

[0133] Priori ty 1. 첫 번째 Sub-sequence 와 같은 0CC 및 Base sequence 배열 이 같은 Sub-sequence 선택

[0134] Priority 2. 첫 번째 Sub-sequence 와 다른 0CC 및 Base sequence 배열 이 다른 Sub-sequence선택

[0135] Priority 3. 첫 번째 Sub-sequence 와 다른 0CC 및 Base sequence 배열 이 같은 Sub-sequence선택

[0136] 아래 표 13는 3개의 서브 시뭔스를 구성하는 예를 나타낸다.

【표 13] Sub-sequence Sequence . Auto-correlation 결과 배열

CCc Dc (an hn an -bn bn -a ) 100016

CCc D (an bn an -bn bn an) 102016

CDc Cc (an bn bn -an an bn) 020006

CDc D (an bn bn -an bn an) 100016

CDCc (an bn bn an an -bn) 000026

CDDc (an bn bn an bn -an) I 02016

[0137] 이 경우, 네 번째 Sub-sequence 는 앞에서 선택하지 않고 남은

Sub-sequence로 구성할 수 있다.

【표 14】

[0138] (3) 8개의 서브 시퀀스로 구성하는 방법

[0139] 아래는 상술한 바와 같은 원리에 의해 8 개까지의 서브 시뭔스를 구성 하는 방법이다.

[0140] <5개 Sub-sequence로 구성하는 예〉 T/KR2016/015221

SI = [C Cc D Dc Cc];

S2 = [C Cc D Dc DJ；

S3 = [C D Cc Dc Cc];

S4 = [C D Cc Dc D];

S5 = [C Cc D Dc A] ;

S6 = [C Cc D Dc mB]

S7 = [C D Cc Dc A] ;

o

S8 = [C D Cc mB mB]

<6개 Sub-sequence로 구성하는 예>

S1=[A mA B mB A mA];

S2=[A mA B mB mA A]; 0

S3=[A mA B mB A B];

S4=[A mA B mB A mB]； 0

S5=[A mA B mB A A];

S6=[A mA B mB

S7=[A mA B mB mA B]；

S8^[A mA B mB mA mB]；

S9=[A mA B mB B A] ; 0

S10=[A mA B mB B mA]; 0

S11=[A mA B mB B B];

S12=[A mA B mB B mB]; 1

S13= A mA B mB mB A]；

S14= A mA B mB mB mA]； 0

S15= A mA B mB mB B]； 0

S16= A mA B mB mB mB]；

S17= A B mA mB A B]；

S18= A B mA mB A mB] ; 0

S19= A B mA mB mA B]；

S20 A B mA mB mA mB]； 0

S21= A B mA mB A A]

S22= A B mA mB A mA]； 0

S23= A B mA mB mA A]

S24= A B mA mB mA mA]

S25= A B mA mB B A]；

S26= A B mA mB _. B mA]；

S27= A B mA mB B B]； 0

S28= A B mA mB B mB]；

S29= A B mA mB mB A]； 0

S30= A B mA mB mB mA]；

S31= A B mA mB mB B]； 0

S32 ^: A B mA mB mB mB]； 퀀스에 ZC시퀀스를사용하는 경우 [0142] 이하의 실시예에서는 Base sequence로 ZC sequence를 사용할 때, root 가 다른 N 개의 Sequence vector 와 Vector 단위로 적용되는 Orthogonal code cover 의 조합으로 Auto-correlation 특성이 좋은 Sequence 열을 생성하는 방법 을 설명한다.

[0143] 상술한 실시예 1 및 2에서 제안된 Sequence 구성에서 Base Sequence를

ZC sequence 로 사용할 수 있다. 일례로 Root 값이 다른 2 개의 2C sequence 와 Orthogonal code cover의 조합으로 Sequence 열을 구성할 수 있다. [0144] 이하의 표현에서 Z(u,n)은 root 값이 u 이고 길이가 N 인 ZC sequence

^■ 열을 나타낸다. 【수학식 8】

η = 0, ...,N- 1

u = 1, ...,Ν

an = Z(ul, n) , bn = Z(u2 , n) (where, ul ≠ u2)

[0145] 또 다른 예로는 Z' (u,n)과 같이 표현되는 Sequence 열을 고려할 수 있다. 【수학식 9】

, πυη ²

Ζ'(ΐί,η) = e~^~^ ^~ ) ,

η = 0, ...,N- 1

u = Ι,.,.,Ν

an = Z(ul , n), bn = Z(u2 , n) (where, ul ≠ u2)

[0146] 상기 수학식 8 및 9 와 같은 기본 시뭔스를 이용하는 방식으로는 다음 과 같은 실시예가 가능하다. [0147] 실시예 1) Subcarrier Spacing 15kHz, Bandwidth 180kHz , Sampling frequency 1920kHz , CP 4us으로 정의하는 OFDM system이 있을 때， 11개의 OFDM symbol로 구성되는 NB-PSS 생성방법은 아래와 같다.

[0148] 길이 132인 Sequence 열을 12개씩 나눠 11개의 묶음을 만든 후， 각 묶 음 별로 OFDM symbol 생성 과정 ( 12-DFT spreading ·> 12개 subcarr i er에 mapping ^ 128-FFT ^ CP길이 삽입 (9개 sampl e) )을 수행해서 총 11개의 OFDM symbol 을 만들 수 있다.

[0149] 길이 132인 Sequence 열은 길이 12짜리 Base-sequence를 사용하여 구 성하며， 2개의 Base sequence와 0CC를사용하여 생성할 수 있다.

[0150] 예를 들어, 길이 12 이고 Root 값이 다른 2 개의 ZC sequenced Base-sequence로 사용하고, 상술한 실시예들에서 제시한 11 개 sub-sequence를 사용하는 Auto-correl at ion 특성을 좋게 만드는 Sequence 구성에 맞춰 길이 132 인 Sequence 열을 만들 수 있다.

【수학식 10]

an an bn -bn an -an bn bn bn — bn

[0151] 실시예 2) root 값으로는 ZC sequence열이 서로 complex con j ugat ion 관 계가 되는 root를 선정할 수 있다.

[0152] 예를 들어 , 길이 11짜리 ZC sequence에는 1~11까지 11개의 root값이 있는데 , 1과 10 , 2와 9 , 3과 8 , 4와 7 , 5와 6 등의 root 값은 ZC sequence열 이 서로 conj ugate 관계를 갖게 할 수 있다.

[0153] 길이 13까지 ZC sequence는 1~13까지 13개의 root 값이 있는데， 1과

12 , 2와 11 , 3과 10， 4와 9, 5와 8 , 6과 7 등의 Root 값은 ZC sequence 열이 서 로 conjugate 관계를 갖게 할 수 있다. [0154] 실시예 3) root 값으로는 서로 다른 임의의 2 개의 값을 사용할 수 있 다.

[0155] 실시예 4) 길이 11인 ZC sequence를 Frequency 영역의 12개 subcarrier 에 mapping 시킬 때 , DC자리는 비우고 나머지 11개에 mapping할 수 있다. 길이 11인 ZC sequence를 사용하는 경우 DFT spreading크기는 11로 할 수 있다.

[0156] 실시예 5) 길이 13인 ZCsequence를 Frequency 영역의 12개 subcarrier 에 mapping 시킬 때는, Sequence 의 마지막 부분을 뺀 나머지 12 개를 DFT spreading 한 早 결과물을 12 subcarrier에 mapping할 수 있다. 동기신호 수신 방식

[0157] 초기 동기 수행 과정에서 심볼의 시작점을 찾고 주파수 오프셋을 검출 하기 위한 목적으로 동기 신호가 전송된다. 시간 동기 및 주파수 오프셋을 획득 하기 위한 다양한 알고리즘이 있는데， 각 알고리즘들은 성능과 복잡도에 Trade-off 가 존재한다.

[0158] 정확도가 가장 높은 알고리즘은 Cross-correlation 방법이다. 수신기 는 수신 신호와 동기 신호의 cross-correlation 을 수행하고 Correlation 결과 중 가장 최대가 되는 지점을 심볼의 시작점으로 인지하게 된다. 문제는 주파수 오프셋이 존재하는 경우에는 Cross-correlation 결과들이 비슷한 크기를 갖게 된다는 점이다. 이를 해결하기 위한 방법으로는 주파수 오프셋이 발생할 수 있 는 범위의 값에서 특정 값에서 주파수 오프셋이 발생했다고 가정하고

Cross-correlation 을 수행하는 안이 있다. 주파수 오프셋 후보들을 두고 cross-correlation 을 수행한 결과들을 모두 비교해서, 전력이 가장 큰 지점을 심볼의 시작점으로 인지하고 그 때의 후보 값을 주파수 오프셋으로 결정한다. 후보 안을 모두 비교하는 방식은 정확도는 높겠지만, 계산 복잡도가 높아지는 단점이 있다.

[0159] 간단한 연산으로 수행할 수 있는 알고리즘은 Autocorrelation 방법이 다. 수신 신호와 이전 수신한 신호의 Difference 를 구하고， 일정 범위에 있는 결과 값들을 더하는데 그 window 의 시작점을 옮겨가면서 결과를 산출한다. Auto-correlation 결과 중 가장 최대가 되는 지점을 심볼의 시작점으로 인지하 게 된다. Auto-correlation 방법은 수신 신호 간에 difference 연산을 수행하기 때문에 주파수 오프셋의 여부와 상관 없이 Correlation 결과물을 얻을 수 있는 장점이 있다. 그러나 Difference 연산에 따른 Noise 증폭은 Low SNR 에서 검출 성능을 떨어뜨리는 요인이 되며 , Auto-correlation의 결과는 Resolution이 떨어 지는 문제가 있다.

[0160] Cross-correlation 방법의 정확도와 Auto-correlation 방법의 낮은 연 산량의 장점을 결합한 Hybrid 알고리즘을 생각해 볼 수 있다. 수신 신호와 이전 수신 신호의 Difference를 구하면 주파수 오프셋에 따른 위상 변화 효과가 상쇄 된다. 이 결과물과 동기 신호의 Cross-correlation을 구하면, 좋은 Correlation 결과를 얻을 수 있다. 장점은 주파수 오프셋의 효과를 상쇄해서 Cross-correlation 을 한번 적용하고도 심볼의 시작점을 검출할 수 있다는 점인 데, 단점은 Differential decoding에 따른 Noise 증폭이다.

[0161] 앞서 설명한 알고리즘들을 수행하기 위해서는 Correlation 특성이 좋 은 Sequence를 설계하는 것이 바람직하다. 수신기에서 Cross— cor re 1 at ion을 수 행하한다면， 전송된 Sequence 의 Correlation 특성이 좋아야 할 것이고， Differential decoding후에 Cross-correlat ion을 수행한다면， 전송 Sequence의 Different ial decoding 결과물인 sequence의 Correlat ion 특성이 좋아야 한다.

[0162] 본 발명의 실시예들에서는 correlation 특성이 좋은 sequence 를 differential encoding하여 Transmission sequence 생성하는 방법을 설명하고， differential encoding 되어도 correlat ion 특성이 좋은 Transmission sequence 를 생성하는 방법을 제안한다.

[0163] 도 9 및 도 10 은 Differential Encoding 으로 전송 시퀀스를 생성하는 방법을 설명하기 위한 도면들이다.

[0164] 도 9 및 10에 도시된 바와 같이 Auto-correlation이 좋은 Sequence들 을 Differential encoding을 수행하여 전송 Sequence로 만들 수 있다.

[0165] Orthogonal code cover (0CC)를 different ial encoding 하여

Transmission sequence 생성하는데 ^Λ 1"용한다 .

[0166] 이 때， Differential Encoding 된 0CC 는 Base—Sequence 들과 결합되어

Transmission Sequence를 ^, 생성하게 된다.

[0167] 실시예 1) Differential Encoding 되는 0CC 의 초기 값은 T 또는

-1' 로 setting되는데, T 을사용한다.

[0168] 실시예 2)SourxeOCC는 Auto-correlation 특성이 좋은 Binary Sequence 를 도입한다.

[0169] 실시예 3) Base-sequence는 Single Vector나 Two Vectors가사용될 수 있으나, N개의 Vector가사용될 수 도 있다.

[0170] 11 은 Orthogonal Code Cover 를 Differential Encoding 하고 Base Sequence와 결합하여 Transmission Sequence를 생성하는 개념도를 나타낸다. [0171] 예를 들어, 길이 10 의 Binary Sequence {1 -1 1 -1 -1 1 -1 -1 -1 1} 를 Source OCC로 하고， Differential Encoding을 수행하여 {1 1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 1}의 Re-Generated OCC를 얻는다.

[0172] 11개의 sub-vector와각각의 sub-vector에 Re—Generated OCC Element 를 곱해서 최종 Transmission sequence를 생성한다.

[0173] 11개의 Sub-vector가모두 동일한 Base— sequence로 구성될 수 있는데 ,

Base— Sequence를 a _n ⁰ l라고 표人 1하면 Transmission sequence는 ⁰ 래와 ¾°] ¾ ] 될 수 있다.

【수학식 11】

[0174] 11 개의 Sub-vector 를 2 개의 Base-sequence 로 구성할 수 있는데，

Base— Sequence를 a _n , b _n 이라고 표시하고 Base-sequence의 순서 조합에 따라 다 양한 Transmission Sequence를 구할 수 있다.

[0175] Base-Sequence a _n , b _n 를 순서대로 나열하여 적용한 예를 아래와 같이 표시될 수 있다.

【수학식 12]

a _n b _n ᅳ a _n -b _n a _b _n ᅳ a _n b„ᅳ a _n b _n a _n

z(l'u) z ⁽ 10'n) -z(l,n) -z(10,n)z(l,n) -z(10,n) -z(l,n) z(10,n) - z(l,n) z(10,n) z(l,n)

[0176] 11 개의 Sub-vector 를 서로 다른 Base-sequence 로 구성할 수 있는데, 예를 들어， root 값이 다른 ZC sequence를사용하여 Transmission Sequence ¾ ^■ 구 할 수 있다. 【수학식 13]

z(l,u) z(10'n) - z(2,n) - z(9,n) z(3'n) - z(8,n) -z(4,n) z(7,n) - z(5,n) z(6,n) z(5,n)

[0177] 도 12 는 Orthogonal Code Cover 를 Base Sequence (a _n )과 결합하여 Transmission Sequence를 생성하는 개념도이다.

[0178] 본 예에서 N 개의 Sub-vector 를 Root 값이 다른 ZC sequence 를

Base-sequence로 하여 구성하고, 각 sub— vector에 OCC를 적용한다.

[0179] 실시예 1. 길이 N의 ZCsequence를 사용하고 , N개의 root 중 일부를 사 용할 수 있다.

[0180] 예를 들어， 1개의 root, 2개의 root, 4개의 root, 6개의 root, 8개의 root, 10개의 root, 11개의 root를 사용할 수 있다.

[0181] Root 값이 다른 어떤 ZC sequence 들은 Complex conjugate 관계가 있는 더 1， 수신기의 연산량을 줄이는데 효과가 있다. N 개의 Root 값 중 Complex conjugate 관계를 갖도록 하는 Root 값을 선택한다.

[0182] 예를 들어， 길이 11의 ZC sequence라면， Root 값 1과 10, 2와 9, 3과

8， 4와 7, 5와 6으로 생성한 ZC sequence는 서로 complex conjugate 관계를 갖 는다.

[0183] 11개의 Root 값 중 2개를 선택한다면， 아래와 같이 5가지 조합을 고려 할 수 있다.

【표 15】 不하 ^ Z(3,n) Z(8,n)

不히 ^■ 4 Z(4,n) Z(7,n)

不 oh Z(5,n) Z(6,n)

[0184] 11개의 Root 값 중 4개를 선택한다면, 아래와 같이 10가지 조합을 고 려할 수 있다.

【표 16】

[0185] 11개의 Root 값 중 6개를 선택한다면， 아래와 같이 10가지 조합을 고 려할 수 있다.

【표 17]

不히 ^■ 6 Z(l,n) Z(10,n) Z(4,n) Z(7,n) Z(5,n) Z(6,n) 不하 7 Z(2,n) Z(9,n) Z(3,n) Z(8,n) Z(4,n) Z(7,n) 不하 8 Z(2,n) Z(9,n) Z(3,n) Z(8,n) Z(5,n) Z(6,n) 조합 9 Z(2,n) Z(9,n) Z(4,n) Z(7,n) Z(5,n) Z(6,n) 조합 10 Z(3,n) Z(8,n) Z(4,n) Z(7,n) Z(5,n) Z(6,n)

[0186] 11개의 Root 값 중 8개를 선택한다면， 아래와 같이 5가지 조합을 고려 할 수 있다.

【표 18]

[0187] 11개의 Root 값 중 8개를 선택한다면， 아래와 같이 1가지 조합을 고려 할 수 있다.

【표 19】

[0188] 위 표들에서 Z(u , n)은 다음과 같이 규정된다.

【수학식 14】 [0189] 예를 들어， 길이 13의 ZC sequence라면， Root 값 1과 12 , 2와 11 3 과 10 4와 9 5와 8 6과 7 등 13개의 Root 값 중 2개 선택한다면， 아래와 같이 5가지 조합을 고려할 수 있다.

【표 20】

[0190] 13개의 Root 값 중 4개를 선택한다면, 아래와 같이 15가지 조합을 고 려할 수 있다.

【표 21】

조합 11 Z(3,n) Z(10,n) Z(5,n) Z(8,n) 조합 12 Z(3,n) Z(10,n) Z(6,n) Z(7,n) 조합 13 Z(4,n) Z(9,n) Z(5,n) Z(8,n) 조합 14 Z(4,n) Z(9,n) Z(6,n) Z(7,n) 조합 15 Z(5,n) Z(8,n) Z(6,n) Z(7,n) 1] 13개의 Root 값 중 6개를 선택한다면, 아래와 같이 20가지 조합을 고 려할 수 있다. ^' 【표 22]

[0192] 13 개의 Root 값 중 8 개를 선택한다면， 아래와 같은 조합을 고려할 수 있다.

【표 23]

[0193] 13개의 Root 값 중 10개를 선택한다면， 아래와 같은 조합을 고려할 수 있다.

【표 24】

ol- ς

不하 fi

실시예 2

[0194] NB-IoT System 에서는 15kHz 의 subcarrier spacing 을 갖는 12 개의 subcarrier를사용하여 하나의 OFDM symbol을 구성하는데， PSS는 11개의 OFDM symbol로 구성될 수 있다.

[0195] ZC sequence 를 적용할 때, Sequence 는 Transmission sequence 를

Frequency map ing을 하거나， Transmission Sequence를 DFT spreading 한 후에

Frequency mapping을 할 수도 있다.

[0196] 이 때 한 ( DM symbol 에 적용되는 Transmission sequence 는 ZC sequence 의 길이에 맞춰서 구성을 한다. 예를 들어, 길이 11 짜리 ZC sequence 를 사용한다면 Sequence를 cyclic shift하여 길이 12의 sequence로 만들 수 있 다.

[0197] 길이 11짜리 ZC sequence를 사용한다면 하나의 Subcarrier를 비워 두 고 11개 Subcarrier에 mapping할 수 있다. 길이 13짜리 ZC sequence를 사용한 다면 Sequence 중 하나의 값을 빼서 길이 12의 sequence로 만들 수 있다.

[0198] 11개의 OFDMsymb 로 NB-PSS를 구성하는 경우， 선택한 N개의 Root 값 을 반복적으로 사용할 수 있다. 예를 들어 , Root값이 서로 다른 2개의 Sequence an, bn이 있을 때 , an과 bn을 반복적으로 사용한다. Root 값이 서로 다른 4개의 Sequence an, bn, cn, dn이 있을 때, 각 Sequence를 반복적으로 사용한다.

【수학식 15】 an bn cn dn an bn cn dn an bn 추

[0199] 11개의 OFDM symbol로 NB-PSS를 구성하는 경우, 길이 11의 0CC를 각

OFDM symbol에 적용한다.

[0200] Root 값이 서로 다른 N 개의 Sequence 배열과 0CC 의 조합으로

Transmission sequence가 생성되는데， Sequence 배열을 다르게 하거나 적용되는

0CC를 다르게 하여 만들어진 M개의 Transmission sequence를 구성하고 이를 정 보로서 활용할 수 있다.

[0201] 예를 들어 , FDD/TDD mode를 지시할 수 있다.

[0202] 사용되는 주파수 위치에 따라서 Operation Mode 를 나눌 수 있는데,

(LTE의 in-band에서 동작하는 mode인지 , Guard band 혹은 Stand-alone으로 동 작하는 mode)이 mode를 지시할 수 있다.

NB-SSS 전송 방법

[0203] 이하에서는 상술한 설명에 기반하여 NB-SSS 를 구성하는 방법 및

NB-SSS를 통해 다양한 정보를 알려주는 방법에 대해 설명한다.

[0204] 기존 LTE에서는 504의 Physical Cell ID를 PSS와 SSS를 통해 지시하 였다. 반면 , NB-IoT에서는 NB-SSS에서 504개의 Physical Cel 1 ID를 알려준다. 한 편 , 기존 LTE에서 PBCH는 10ms 마다 전송이 되는데， PSS/SSS는 5ms 마다 전송이 되어 PBCH 전송 주기 사이에 2 번의 PSS/SSS 전송이 되기 때문에 SSS 를 통해서 SSS 전송 subframe 의 번호를 알려주며， 이를 위한 방안으로 SSS 를 구성하는 SSS1과 SSS2를 subframe 위치에 따라 Swapping함으로써 subframe index를 지시 하였다. NB-IoT에서 NB-PBCH는 80ms 주기로 전송되고 NB—PSS는 10ms 주기로 전 송되는데 , NB-SSS는 NB-PSS보다 긴 주기 (예 , 20ms, 40ms)로 전송되도록 설계될 수 있다. NB-SSS 전송 주기가 80ms 마다 전송되는 NB— PBCH 주기 보다 짧은 주기 로 전송되도록 설계하는 경우에는， NB-PBCH가 전송되는 주기 내에 NB-SSS가 전 송될 수 있는 후보 위치는 LTE보다 더 많아 질 수 있다.

[0205] 요약을 하면, NB-SSS에서는 Cell-ID 뿐만 아니라 NB-SSS Frame index 등 상당히 많은 수의 정보를 포함해야 한다. 많은 정보를 포함할 수 있으면서도 단 말의 수신 복잡도기를 단순화 할수 있는 NB-SSS 설계가 요구된다.

[0206] 이를 위한 본 발명의 일 실시형태에서는 Narrow Band Secondary

Synchronization Signal (NB—SSS)을 구성하는더 1, Base一 sequence, Scrambling sequence , Cyclic shift 및 Cover Sequence의 조합을 이용하는 방법을 제안한다.

[0207] 도 13 은 본 발명의 일 실시형태에 따라 NB-SSS 를 구성하는 법을 설 명하기 위한 도면이다.

[0208] 실시예 1. Base-sequence는 L- length ZC sequence로 생성하고, L-length

Scrambl ing sequence를 Element wise multiplication 한다. 이푸， Cycl ic shift 를 수행한다. 그리고, L-length Cover Sequence 를 생성하여 Element wise multipl icat ion 한다.

[0209] 실시예 2. Base-sequence는 2개의 L/2-length ZC sequence를 생성하고，

L-length Scrambl ing sequence를 Element wise로 mul t ipl icat ion을 한다. 그리 JL , L-length Cover Sequence , Element wise≤- mult ipl icat ion 쫘.

[0210] 예를 들어， 132-length의 NB-SSS sequence를 생성할 때， Base-sequence 는 도 、13에 도시된 바와 같이 길이 67의 ZC sequence를 사용하고 1개의 sample 은 puncturing 하여 길이 66 의 ZC sequence 2 개를 연접하여 132 길이의 base sequence를 생성한다. 이 때， 2개의 ZC sequence의 Root index를 서로 독립적 으로 설정할 수 있다.

[0211] 예를 들어 , Scrambling sequence는 M-sequence나 PN sequence로 구성 할 수 있다.

[0212] Cover sequence는 아래의 실시예 5에서 설명한다.

[0213] 실시예 3. Base-sequence는 2개의 L/2—length ZC sequence를 생성하고,

2 끠 length Scrambling sequence ^λ ^ ^Λ έ ^}°^ Element wise S. multiplication을 한다. 그리 , L- length Cover sequence를 생성하여 Element wise로 multiplication 한다.

[0214] 예를 들어 , 132-length의 NB-SSS sequence를 생성할 때， Base-sequence 는 길이 67의 ZC sequence를 사용하고 1개의 sample은 puncturing하여 길이 66 의 ZC sequence 2개를 연접하여 132 길이의 base sequence를 생성한다. 이 때, 2 개의 ZC sequence의 Root index를 서로 독립적으로 설정할 수 있다.

[0215] 예를 들어, Scrambling sequence 는 길이 66 의 M-sequence 나 PN sequence로 구성할 수 있다.

[0216] Cover sequence는 아래의 실시예 5에서 설명한다.

[0217] 실시예 4. Base-sequence는 2개의 L/2-length ZC sequence를 생성하고,

L- length Scrambling sequence 를 생성한다. L- length Scrambling sequence 를 cyclic shift한다. 이푸， Element wise로 multiplication을 한다.

[0218] 실시예 5. Cover Sequence는 한정된 Element로 Sequence를 구성할 수 있다.

[0219] 예를 들어, +1/— 1 혹은 로 구성된 Orthogonal Cover Sequence 를 구성한다.

[0220] 짧은 길이의 Orthogonal Sequence 를 생성하고， Sequence 의 전체 길이 에 맞춰 Repetition하여 구성할 수 있다.

[0221] [1111], [1-11 -1], [11-1-1], [ 1 -1 -11]은 직교하는 4— Hadamard sequence이고, [1111], [1 j -1 -j], [1 -11— ί], [1 -j -1 j]는 직교하는 4-DFT sequence 인데, 총 132 길이의 Sequence 를 구성한다면, 길이 4 의 Orthogonal sequence를 33번 반복한다. 이와 같이 +/-j 로 Cover sequence를 구성하 는 경우 수신기의 계산 복잡도를 줄일 수 있다.

[0222] 예를 들어 , 커버 시퀀스는 Hadamard matrix, DFT matrix 등이 사용될 수 있으며 , M-sequence가사용될 수 있다.

[0223] 본 발명의 다른 일 실시형태에서는 NB-SSS 를 통해 Cell-ID 및 NB-SSS position number 등 다양한 정보를 전송할 때, Base-sequence 의 root index, Cyclic shift 그리고 Scrambling Sequence의 Cyclic shift, 또한 Cover Sequence 의 set 등을 조합하여 정보를 표현하는 것을 제안한다.

[0224] 실시예 1. Base-sequence 로 다수의 ZC sequence 를 사용하는 경우, 다 수의 ZC sequence의 각 Root index들의 조합으로 CeH-ID 및 NB— SSS의 position 을 표현할 수 있다. 이와 같은 경우， Root index 조합으로 표현 가능한 State가 보내고자 하는 총 정보의 State 보다 클 수 있다. 이와 같은 경우, 전체 Root index 중 일부의 Root index가사용되는 것이 바람직한데， 일부 Root index를 선 택할 때 , ZC sequence가서로 complex conjugate 관계를 갖도록 하는 Root index 들을 뽑아서 사용한다.

[0225] 예를 들어， 길이 67의 ZC sequence가 2개 사용되는 경우, 67개의 Root index가 있어서 2개의 Root index로 총 4489 O 67 x 67)의 State를 표현이 가 능하다.504개의 Cell-ID와 4개의 NB-SSS position을 표현해야 한다면， 총 2016 State 가 요구되며， 이는 Root index 조합으로 표현 가능한 State 보다 작은 값 이고， 이를 표현할 때 일부 Root index들의 조합으로 표현하는 것이 바람직하다. 또한, 504개의 Cell— ID를 표현한다면 더 적은 수의 Root index들을 사용하더라 도 요구되는 State 표현이 가능해 진다. 504 개라면 앞 ZC sequence 에서 21 개 Root index, 뒤 ZC sequence에서는 24개의 Root index를 사용하여 Cel卜 ID 표 현할 수 있게 된다. 길이 67의 Root index 중 일부 (예， 21개 , 24개)를 선택하 는 경우， complex conjugate 관계를 갖는 ZC sequence 를 생성할 수 있는 Root index를 선택하여 사용한다.

[0226] Index: (33， 34), (32, 35), (31， 36), (30, 37), (29, 38)， (28, 39),

(27， 40) 등 2 index의 sum이 Sequence 길이와 같은 root index를 선택하면 , 이 는 Complex conjugate을 만족한다.

[0227] 실시예 2. Base— sequence의 Root index로 Cell-ID를 지시하고, Cover sequence로는 NB-SSS의 position을 지시한다.

[0228] 실시예 3. Base-sequence 의 Root index 로 CeH-ID 를 지시하고,

Scambl ing sequence의 Cyclic shift로는 NB一 SSS의 poisition을 지시한다.

[0229] 실시예 4. Base-sequence의 Root index 및 Cyclic shift로 CeU-ID를 지시하고, Cover sequence로는 NB-SSS의 position을 지시한다.

[0230] 예를 들어, 길이 131 ZC sequence 를 사용하면 표현 가능한 Cel ID 에 한계가 있다. Cyclic shift 된 ZC sequence 간에는 Correlation이 낮기 때문에， Cyclic shift 를 자원으로 활용할 수 있는데, Sequence 길이를 1/N 등분하여 'Sequence 길이 /N ' 길이 단위로 Cyclic shift한다. 504 Cell-ID 표현을 위해 서는 126개 Root Index와 4개 Cyclic shift를 사용하며 총 504개 State를 표 현할수 있다. 그런데, NB-SSS의 position을 지시하기 위한 정보 공간이 부족한 데 , 이를 위해서 Cover sequence를 입히고， Candidate cover sequence 중 NB-SSS position index에 따라 선택된 cover sequence를 찾아 봄으로써 NB-SSS posi ion index를 알아 낼 수 있다.

[0231] 아래는 ZC sequence 생성식을 나타낸다.

【수학식 16】

.nun(n+l)

Szc(u, n) = e ¹ w , where, u: root index, n: sequence index

[0232] 여기서 N은 sequence의 길이이며 , u는 root index를 나타내는데 주로

0부터 N-1 혹은 1부터 N-1을사용한다. (0과 N인 경우 Sequence의 element는 모두 1이 됨) n은 sequence의 index를 나타내는데， 0부터 N-1을 대입해서 길 이 N의 sequence를 생성한다 .

[0233] (1) 길이 N 보다 더 긴 길이의 sequence 를 생성해야 하는 경우, ZC sequence를 Cyclic shift해서 사용할 수 있다.

[0234] 예를 들어， 1개의 NB-SSS는 11개의 OFDM symbol 로 구성되고 각 OFDM symbol 은 12 개의 RE (Resource Element)로 이루어 지는 경우, 총 132 개의 Resource Element 를 Sequence 전송을 위한 자원으로 활용할 수 있다. ZC sequence를 Base sequence로사용하는 경우에， 132와 가까운 소수 (Prime Number) 를 ZC sequence의 길이로 가정한다. 가장 가까운 소수인 131을 사용할 수 있다. 길이 131 ZC sequence를 Base Sequence로 사용하는데 , 길이 132를 만들기 위해 서 1 개의 sample 이 더 필요고， 이와 같은 경우에 ZC sequence를 Cyclic shift 해서 사용할 수 있다.

【수학식 17】

S (u,k) = Szc(u, k % N) , where k-0,---,K-l

(여기서 %는 modular 연산을 나타낸다.)

[0235] (2) ZC sequence에 offset을 두어서 Sequence의 시작점이 서로 다른

ZC sequence를 만들어낼 수 있다.

[0236] 도 14 는 본 발명의 일 실시형태에 따라 Offset 을 적용하여 서로 다른

ZC 시퀀스를 생성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.

[0237] Offset 을 s 라고 표시하면 s 만큼 offset 을 둔 시점을 시작점하고, cycl ic shift한다.

【수학식 18】

S (u,k) = Szc(u, (k+s) % N), where k=0,---,K-l, seisO, si, ··· _' sN}

[0238] Offset 값은 정보로 활용될 수 있다. RE에 Sequence를 mapping하는 경 우, Offset 을 정보로 활용하고자 한다면, 최소한 2개 sample 이상의 offset 을 두는 것이 바람직하다.

[0239] 예를 들어, ZC sequence를 frequency domain에서 각 RE에 mapping해 서 OFDM symbol 을 만드는 경우에 , 수신단은 수신된 신호를 Frequency domain으 로 변환으로 하고 각 RE 에 sequence 들이 mapping 되었다고 생각하고 각 de-sequencing 을 시도한다. 이 때 수신된 신호에 Frequency offset 값이 존재 하는 경우에 주파수 영역에서는 신호가 인접 RE 로 shift 되는 현상이 발상하게 된다. Original sequence와 일정 offset 만큼 cycl ic shift된 Sequence는 낮은 correlation 값을 갖는데， 이를 정보로 활용하고자 할 때， offset 충분히 두지 않은 shifted sequence를 사용한다면 detection 시 ambiguity가 발생한다.

[0240] 도 15 및 16 은 전송 신호와 수신 신호 사이의 주파수 쉬프팅에 따른 고려사항을 설명하기 위한 도면이다.

[0241] 도 15 에서 보는 바와 같이， Sequence 1과 1 sample shift된 Sequence

2가 있을 때 , Sequence 1을 전송했는데 CF0로 인해 Rx signal이 Frequency shi ft 된다면 Sequence 2를 전송한 것과 유사하게 된다. 즉, Sequence 1을 전송했는데 , 수신단에서 Sequence 1과 Sequence 2의 .Cross一 correlat ion을 취하면 Sequence 2 의 Cross-correlation이 크게 나타나게 되고 이는 Detection오류가 된다.

[0242] NB-PSS를 통해 CF0를 추정해서 보상하더라도 일정 값 정도의 Residual

CF0가 존계한 상태로 NB-SSS에서 Cell-ID 및 SSS frame index 검출을 시도할 텐 데, 전송된 Sequence가 어느 정도 Frequency shift 가 된 상태에서 검출을 시도 하게 된다.

[0243] 따라서 Sequence 를 RE 에 mapping 하는 signal 전송의 경우에, ZC sequence 의 시작점이 서로 다르게 해서 정보로 활용하고자 한다면， 충분한 offset 을 두는 거이 바람직한데 최소한 2개 이상의 sample을 떨어뜨리는 것이 바람직하다.

[0244] 그리고, NB-SSS 처럼 11 개의 OFDM symbol 이 사용되고 각 OFDM symbol 당 12개의 RE를 사용되는 경우에 , Offset을 12개 sample 단위로 두게 되면 이 또한 ambiguity를 발상하게 된다.

[0245] 도 16 에서 보는 바와 같이 , Original sequence와 12 sample offset을 두고 cyclic shift하 Sequence 2를 만고 인접한 cell에서 각각 전송에 사용한다 고 가정하는 경우， Cell#l과 Cell#2에서 전송한 신호가 각각 전송 지연이 발생 하여 수신단이 수신하면 Sequence 1과 Sequence2의 구분이 모호해 질 수 있다.

[0246] 따라서 NB-SSS처럼 12개 단위로 한 OFDM symbol 에 mapping되는 설계 에 있어서는 Offset을 12 단위로 하는 것은 바람직하지 않다.

[0247] Offset을사용하여 sequence를 만든다면, Offset은 2~9, 13-17 .. 등 이 바람직하다. Offset은 +/-등이 될 수 있다.

[0248] 예를 들어， Offset 2를 사용하면 5개의， offset 3는 4개， offset 4는

2개의 구분된 sequence를 만들어 낼 수 있다. (2x6=3x4 =4x3= 12 간격이 되며 , 앞서 설명한 문제가 있기 때문)

[0249] (3) 길이 N의 ZC sequence는 N개의 root index를 사용할 수 있는데， N 개보다 작은 수의 root index를 선택해서 정보로 사용할 수 있다. 이와 같은 경 우, 적절한 root index를 선택해야 하는데, complex conjugate 관계를 갖는 root index와 생성된 NB-SSS의 PAPR이 높지 않은 root index를 선택하는 것이 바람 직하다.

[0250] 예를 들어 , 길이 131의 ZC sequence를 사용할 때 , 1-130의 Root index 를 candidate이라고 하고 126개를 뿐는다면， ZC sequence가 com lex conjugate 이 되도록 하는 root index pair (1,130), (2,129), (3,128), (4,127), (5,126), -" ， (65,66) 등 총 65개의 pair 중에서 64개 pair를 선택한다.

[0251] Long ZC sequence 를 OFDM symbol 에 나눠서 전송하면 (예， 길이 132 sequence를 11개의 OFDM symbol , 각 OFDM symbol 당 12개의 RE에 mapping해서 NB-SSS를 구성하는 경우), 특정 root index pair로 만들어진 OFDM symbol은 상 당히 큰 PAPR을 갖게 된다. 한 OFDM symbol의 RE에 sequence 간에 위상 변화가 크지 않은 sequence가 mapping된다면 해당 OFDM symbol의 PAPR은 큰 값을 갖게 되는데 (예， 주파수 영역에 [1111]이 mapping되었다면 시간 영역에서 [2000] 값으로 나오고 이때 PAPR이 가장 크다ᅳ)， root index가 낮을수록 앞 부분에 있 는 sequence들간에 위상 변화량은 작기 때문에 , 큰 PAPR이 나타나게 된다. 낮은 root index와 pair가 되는 root index는 동일한 값을 갖는다.

[0252] 즉, 길이 131 ZC sequence 에서는 Root index pair (1,130), (2,129),

(3,128)， (65,66), … 순서로 높은 PAPR를 갖게 된다. 여기서 1~L30 중에서 126 개의 root index를 선택해야 한다면, 3-128을 선택하는 것이 바람직하다. 높은 PAPR을 만들어 내는 Root index는 제외를 하고, Complex conjugate 관계를 갖도 록 하는 root index pair로 구성한다.

[0253] 상기 내용을 정리하면,총 504개의 CeH-ID를 Root index와 Offset으 로 만들고자 할 때， 126개의 root index와 4가지 offset으로 구성해 볼 수 있 다. 길이 131 의 ZC sequence를 사용한다면， Root index 는 3~128을 사용하고, Offset 은 2 혹은 3 을 사용한다. 이렇게 만들어진 504 가지 sequence 로는 Cell-ID지시를 위해 사용된다.

[0254] (4) 여기에 추가로 NB-SSS 전송 frame index를 알려 주기 위해， DFT로 구성된 sequence 를 covering 할 수 있다. 예를 들어， 80ms 주기로 전송되는 NB-PBCH사이에 20ms 주기로 NB-SSS가 전송 되다면 , NB-PBCH사이에 NB-SSS는 4 번 전송되는데 이 4가지 position를 알려줄 필요가 있다. (만약 40ms 주기라면， position candidate은 2가지) [0255] Sequence 길이가 132일 때 , DFT의 offset은 [0,33,66,99] 가 될 수 있 다.

【수학식 19】

.2nkn

Sdft(/c,n) = e ^] ~N~ , where, k Ε {0,33,66,99}, N = 132, n = 0, ... ,131

[0256] 앞에서 만들어진 Sequence 에 DFT sequence 를 Element wise 로 multiplication 할 수 있다.

[0257] 즉, 상술한 내용을 다음과 같이 정리할 수도 있다.

<Base Sequence> 【수학식 20】

Sbase(u,s,m) = Szc u, (s + m)%N) .where, N = 131, n = 0,...,130,u £ {3, 128},s ε {0,3,6,9}, m = 0, ...,131

■7run(n+l)

Szc(u, n) = e ^J w , where ,N = 131

<Cover Seq니 ence> 【수학식 21]

.2nkm

Sdft(/ _; m) = e ^J ᅳ ᅳ , where, k E {0,33,66,99}, where, M = 132, m = 0, ...'131 <NB-SSS Sequence> 【수학식 22】

Ssss u, s, k, m) = Sbase(u, s, m) * Sdft(k, m), where, m = 0, ... ,131

*: Element― wise multiplication [0258] 한편, Base sequence 의 cycl i c shi f t 의 다른 예로는 아래와 같은 of fset을 고려할 수 있다.

【수학식 23】

Sbase(u, s, m) = Szc(u, (s + m)%N) offset = 3, s e {0, 3, 6, 9}

offset = 9, s e {0, 9, 18, 27}

offset = 15, s G {0, 15, 30, 45}

offset = 21, s G {0, 21, 42, 63}

offset = 27, s G {0, 27, 54, 81}

offset = 33, s G {0, 33, 66, 99}

offset = 39, s G {0, 39, 78, 117}

[0259] 도 17 및 도 18 은 본 발명의 일 실시예에 따라 수학식 23 의 오프셋이 적용되는 형태를 도시하고 있다.

[0260] 이하에서는 상술한 바와 같은 설명에 따른 긴 길이의 시¾스를 적용할 수 있는 실시예로서 NB IoT의 동기 신호에 활용되는 경우를 살펴본다.

ΝΒ-ΙοΤ에의 적용

[0261] 상술한 바와 같이 ΝΒ-ΙοΤ는 LTE 시스템의 1 PRB에 해당하는 시스템 BW 를 갖는 낮은 comp lex i ty, 낮은 power consumpt ion을 지원하기 위한 시스템이다. 이는 주로 MTC (machine-type communi cat ion)와 같은 기기를 eel hil ar system에 ^■ 서 지원하여 internet oi things ( IoT)를 구현하기 위한 통신 방식으로 이용될 수 있다. 기존의 LTE의 subcarr i er spacing 등의 OFDM parameter 들을 LTE와 같은 것을사용함으로써 추가적인 band 할당 없이 l egacy LTE band에 1 PRB를 NB-IoT 용으로 할당하여 주파수를 효율적으로사용할 수 있는 장점이 있다.

[0262] 이하에서는 상술한 설명에 기반하여 NB-PSS 와 NB-SSS 전송 방식 각각 에 대한 구체적인 형태를 설명한다. [0263] NB-PSS 전송

[0264] 도 19는 본 발명의 일 실시예에 따라 NB-PSS를 복수의 OFDM 심볼에 반 복 전송하는 구체적인 방법을 설명하기 위한 도면이다.

[0265] 상술한 바와 같이 NB-PSS를 전송하는 데 있어서 다수 개의 OFDM symbol 을 사용하여 전송한다. 이 때, OFDM symbol 에 전송하는 sequence 는 동일한 sequence를 반복하여 전송하고, 각 OFDM symbol에 도 19에 도시된 바와 같이 특 정 cover sequence를 곱하여 전송하는 것을 제안한다.

[0266] 1PRB의 시스템 대역폭을 가정하면 하나의 OFDM symbol에 전송할 수 있 는 sequence 의 최대 길이는 15 KHz subcarrier spacing 을 가정할 때 12 이다. 설명의 편의상 이하에서는 NB LTE 시스템의 시스템 대역폭은 1 PRB이고, 15 KHz subcarrier spacing을 이용하는 것을 가정한다.

[0267] PSS 를 수신기에서 detection 할 때 보통 계산의 복잡도를 고려하여 time domain에서 처리하는 구현이 일반적이다. PSS에서 t i me/ frequency 동기를 획득하기 위해서 PSS sequence에 대하여 si iding window를 적용하여 correlation 을 취하게 된다. 도 19 와 같은 PSS 전송 구조는 매 OFDM symbol 마다 동일한 sequence 가 전송되기 때문에 OFDM symbol 길이를 주기로 하여 상대적으로 큰 correlation 값을 낼 수 있다. 이에， complementary Go lay sequence의 조건을 활 용하면 상대적으로 큰 correlation 값을 출력하는 주기를 늘여서 correlation 특성을 개선할 수 있다.

[0268] 또한， cover sequence 를 도 19 에 도시된 바와 같이 OFDM symbol 마다 적용함으로써， correlation 특성을 ^' 더욱 개선할 수 있다. 이 때 , complementary Go lay sequence를 이용하여 PSS를 전송하는 방법은 다음과 같다.

[0269] 방법 1: complementary Go lay sequence pair OFDM symbol에 번갈아 배 치하는 방법 .

[0270] 예를 들면 , N=6 OFDM symbol을 가정하면 , OFDM symbol 1에는 a(n), OFDM symbol 2 에는 b(n)과 같이 전송한다. 이 때， c(n)은 length 7의 m-sequence를 length 6을 취하여 적용할 수 있다. 이 때， PSS를 전송하는 OFDM symbol의 개수 는 찍 ^" 수인 것이 바람직하다 . Complementary Go lay sequence 를 binary sequence 로 가정하는 경우, 가능한 sequence 길이 2 ^a 10 ^b 26 ^c (a, b, c 는 0 이상의 정수이 다.) 이다. 한 OFDM symbol 에 12 개의 가용 resource 만 있을 경우， 가능한 Go lay sequence 길이는 10이 될 수 있다. 길이 10의 complement Go lay sequence pair의 일 실시 예는 a(n)=[l 1 -1 -1 1 1 1 -1 1 -1], b(n)= [1 1 1 1 1 -1 1 -1 -1 1]와 같다. OFDM symbol 중에서 sequence가 할당되지 않는 RE에는 0을 채워 서 전송한다. Non-binary complementary Go lay sequence 가정하는 경우, 길이 의 제한 없이 sequence pair 7} 존재하게 되므로, 길이 12인 sequence pair a(n), b(n)을 동일한 방식으로 OFDM symbol에 배치하여 전송할 수 있다.

[0271] 도 20은 길이 10의 complementary sequence pair a(n) , b(n)과 다양한 c(n) pattern에 대한 correlation 특성을 도시한 도면이다.

[0272] 또 다른 방법으로， 홀수 개의 OFDM symbol로 PSS를 전송하는 경우에는 sequence pair 중 한 sequence가 한 번 더 전송되는 형태로 PSS를 전송할 수 있 다. 예를 들면， N=7 OFDM symbol인 경우, a(n) b(n) a(n) b(n) a(n) b(n) a(n) 의 순서로 OFDM symbol에 배치되어 전송될 수 있다.

[0273] 방법 2： complementary Go lay sequence pair를 모두 한 OFDM symbol에 배치하는 방법 .

[0274] 방법 2-1: 한 OFDM symbol 의 1/2에 해당하는 sequence를 생성하여 배 치하는 방법 .

[0275] 예를 들면， N=6 OFDM symbol 을 가정하면， 길이 6 인 non-binary com lementary Golay sequence a(n) , b(n)을 생성하고 , a(n)올 한 OFDM symbol 가 용 RE의 1/2에 할당하고, b(n)올 나머지 1/2에 할당하여 전송할 수 있다. 이 때， RE 할당은 처음 1/2에 a(n)을 할당하고, 나중 1/2에 b(n)을 할당할 수 있다.

[0276] 방법 2-2: 한 OFDMsymbol a(n), b(n)을 superposit ion하여 전송하는 방

[0277] 예를 들면, N=6 OFDM symbol 을 가정하면, 길이 10/12, binary/non-binary com lementary Golay sequence 생성하고, a(n)+b(n)을 겨 1산 하여 전송할 수 있다.

[0278] 방법 3: L (L>2)개 이상의 complementary Golay sequence를 배치하여 전 송하는 방법 .

[0279] 이 때， PSS를 전송하는 OFDM symbol의 개수는 L의 multiple 조건올 만 족하여야 한다. 예를 들면， L=3, N=6 일 때, 길이 10 또는 12 complementary Golay sequence la(n), lb(n), lc(n)을 순차적으로 OFDM symbol에 배치하여 전송 할 수 있다. 즉， la(n), lb(n), lc(n), la(n), lb(n), lc(n)의 순서로 배치하고, cover sequence c(n)을 적용하여 전송하게 된다. [0280] 한편， 상술한 NB-PSS 전송 방식에 있어서 하나의 OFDM 심볼의 주파수 영역에서는 12 서브캐리어에 대응하는 수의 성분을 가지는 ZC 시퀀스를 이용할 수 있다. 다만, 이와 같은 NB-PSS가 DC성분에 맵핑되는 것을 방지하기 위해 11 서브캐리어만을 이용할 수 있고， 이를 위해 길이 11을 가지는 ZC 시퀀스를 이용' - 할 수 있다.

[0281] 상술한 바와 같은 NB-PSS 전송 방식의 구체적인 일례로서 NB-PSS 의 시 뭔스 는 다음과 같이 주파수 영역에서 길이 11 을 가지는 ZC 시퀀스를 이 용하여 생성될 수 있다.

【수학식 24】 0，1，...，10

[0282] 여기서 ZC 시뭔스의 루트 인텍스 (u)는 상술한 바와 같이 특정 루트 인덱스로 특정되어 있는 것이 바람직하며， 본 실시예에서는 _u =5 인 것을 가정하 나 이에 한정될 필요는 없다.

[0283] 상기 수학식 24에서 s( l )은 상술한 커버 시뭔스를 나타내며, OFDM 심볼 인덱스 ' Γ 에 따라 SU )은 다음과 같이 규정될 수 있다.

【표 25】

NB-SSS 전송

[0284] 상술한 바와 같이 NB-PSS 는 하나의 특정 시퀀스를 이용하여 전송되기 때문에 NB 셀 식별자 504개는 NB-SSS에 의해 나타내어지는 것이 요구된다. 이에 따라 NB-SSS의 경우에도 NB-PSS와 동일하게 복수의 OFDM심볼을 통해 전송하되, 셀 식별자 구분올 위해 긴 시퀀스를 이와 같은 복수의 OFDM 심볼에 나누어 맵핑 하여 전송하는 방식을 제안한다.

[0285] 도 21 은 본 발명의 일 실시예에 따라 NB-SSS 를 전송하는 개념을 설명 하기 위한 도면이다.

[0286] SSS를 detection함으로써 수신측 기기， 즉 단말은 cell id detection,

SSS가 전송되는 stibframe index, 기타 system information 에 대한 정보를 획득 할 수 있다. 이를 위해 SSS의 전송 구조는 상술한 PSS와 같이 복수의 OFDM 심볼 에 반복 전송하는 것이 아니라， 도 21에 도시된 바와 같이 긴 길이 M을 가지는 시뭔스를 복수의 OFDM심볼에 나누어 전송하는 것이 바람직하다 .

[0287] 이와 같이 NB-SSS 에 사용된 긴 길이의 시퀀스는 상술한 바와 같이 자 기 상관 특성을 고려하여 선택되는 서브-시퀀스 조합에 의해 구성되는 시뭔스일 수 있다.

[0288] 도 21 에서 길이 M 인 sequence 를 생성하여 길이 M 인 scrambling sequence를 성분 단위로 곱할 수 있다. N 개의 OFDM symbol 에 전송할 수 있도 록 길이 L (M >= L)인 sequence 로 나누어서 해당 OFDM symbol 로 배치하고, scrambling sequence s(n)을 적용하여 전송할 수 있다. 예를 들면, M=72, L=12. N=6로 가정하면 길이 72의 sequence를 길이 12인 sequence 6 개로 나누어서， 6 개의 OFDM symbol 로 각각 전송할 수 있다. 위 수치는 예시적인 것이며， 구체적 인 수치는 이와 다를 수 있다. 다만, M = L*N을 만족하도톡 설정하는 것이 바람 직하다.

[0289] 이 때 , 해당 정보를 전송하기 위해 SSS sequence를 설계하는 방법은 다 음과 같다.

[0290] 기존 LTE에서는 504의 Physical Cell ID를 PSS와 SSS를 통해 지시하 였다. 반면， NB-IoT에서는 NB— SSS에서 504개의 Physical Cel 1 ID를 알려준다. 한 편, 기존 LTE에서 PBCH는 10ms 마다 전송이 되는데, PSS/SSS는 5ms 마다 전송이 되어 PBCH 전송 주기 사이에 2 번의 PSS/SSS 전송이 되기 때문에 SSS 를 통해서 SSS 전송 subframe 의 번호를 알려주며， 이를 위한 방안으로 SSS 를 구성하는 SSS1과 SSS2를 subframe 위치에 따라 Swapping함으로써 subframe index를 지시 하였다. NB-IoT에서 NB-PBCH는 80ms 주기로 전송되고 NB-PSS는 10ms 주기로 전 송되는데 , NB-SSS는 NB-PSS보다 긴 주가 (예 , 20ms, 40ms)로 전송되도톡 설계될 수 있다. NB-SSS 전송 주기가 80ms 마다 전송되는 NB-PBCH 주기 보다 짧은 주기 로 전송되도록 설계하는 경우에는, NB-PBCH가 전송되는 주기 내에 NB-SSS가 전 송될 수 있는 후보 위치는 LTE 보다 더 많아 질 수 있다.

[0291] 요약을 하면, NB-SSS에서는 Cell-ID 뿐만 아니라 NB-SSS Frame index 등 상당히 많은 수의 정보 포함해야 한다. 많은 정보를 포함할 수 있으면서도 단 말의 수신 복잡도기를 단순화 할 수 있는 NB-SSS 설계가 요구된다.

[0292] 이를 위해 본 발명의 일 실시에에서는 도 21 과 관련하여 상술한 바와 같이 긴 길이의 시퀀스를 복수의 OFDM 심볼에 나누어 전송하는 방법에 추가하여， NB-SSS의 구성을 여러 시뭔스의 조합으로 구분하는 것을 제안한다. 구체적으로， NB-SSS 을 구성하는데, Base— sequence, Scrambling sequence, Cyclic shift 및 Cover Sequence 의 조합으로 구성을 할 수 있다. 예를 들어， Base-sequence 는 L- length ZC sequence≤- 생성하고， L— length Scrambl ing sequence를 Element wise multiplication을 한다. 이후， Cycl ic shift를 수행하고, 그리고， L-length Cover Sequence를 생성하여 Element wise multiplication 할 수 있다. [0293] 도 22 는 본 발명의 일 실시예에 따라 NB-SSS 를 생성하여 전송하는 방 법을 설명하기 위한 도면이다. [0294] 도 22에서 먼저 M-길이를 가지는 ZC 시뭔스를 생성할 수 있다.

【수학식 25】

,nun(n+l)

Szc(u, n) = e ^J M , where, u: root index, n: sequence index

[0295] 이 ZC 시원스는 상술한 바와 같이 NB-SSS 를 전송할 수 있는 복수의

OFDM 심볼에 나누어 전송할 수 있는 긴 길이를 가지는 것을 가정하며, 본 실시 예에서는 M = 132 (12 subcarriers * 11 OFDM 심볼)가 될 수 있다. 여기서 11 OFDM 심볼은 상술한 NB-PSS 에 대한 설명에서와 같이 하나의 서브프레임 내에 포함되 는 14개의 0FDM 심볼 중 PDCCH가 전송될 수 있는 3개 0FDM심볼 영역을 제외한 수치로 볼 수 있다. 다만， 구체적인 수치는 시스템의 구현에 따라 달라질 수 있 다.

[0296] 다만, 잘 알려진 바와 같이 ZC 시원스에서 서로 구분 가능한 루트 인 텍스의 수는 시퀀스의 길이가 소수 (prime number) 기반인 경우에 가능하다. 이 에 따라 상술한 바와 같이 길이 132인 ZC 시퀀스를 생성하는 경우보다는, 132보 다 작은 소수 중 가장 큰 소수인 131 길이를 ZC 시퀀스의 길이로서 이용하고， 이 131 길이의 ZC 시뭔스를 132 길이로 다음과 같이 순환 확장하여 이용하는 것 이 바람직하다.

【수학식 26】

,7run ^f ( ^{n +1} )

Szc(u, n) = e ^J ^ ,

where u: root index,

n = Ο,Ι'.,.,Μ ' = n mod M

[0297] 상술한 바와 같이 NB LTE 시스템에서는 NB-PSS는 특정한 하나의 시뭔스 를 이용함으로, NB-SSS에 의해 504개의 샐 식별자를 구분할 필요가 있으며， 이 에 따라 상술한 131개의 ZC 시퀀스만으로는 504개의 샐 식별자를 구분하는 것이 부족하다ᅳ 이를 위해 본 발명의 일 실시예에서는 도 22 에 도시된 바와 같이 M 길이의 커버 시뭔스를 상술한 ZC 시퀀스와 성분단위로 곱하여 이용하되, 이 커 버 시퀀스가 소정 개수의 오프셋 또는 위치 인텍스를 나타낼 수 있도록 하여 , 결과적인 NB-SSS가 전체 셀 식별자를 나타내도록 구성하는 것을 제안한다 . 예를 들어， 504 개의 샐 식별자를 나타내기 위해서는 최소 4 개의 오프셋을 이용하는 것이 요구되며， 이에 따라 본 발명의 바람직한 일 실시예에서는 ZC 시뭔스의 루 트 인텍스는 M 길이 ( 131)보다 작은 126 개의 루트 인텍스를 나타내고, 이에 성 분 단위로 곱해지는 커버 시퀀스를 통해 126*4=504개의 셀 식별자를 구분하도록 구성하는 것을 제안한다.

[0298] 한편， 도 22에서는 M 길이의 커버 시퀀스를 이용하여 NB-SSS의 위치를 알려주는 것을 도시하고 있다. 상술한 바와 같이 NB-SSS는 NB-PSS에 비해 적은 빈도로 전송될 수 있으며， 따라서 이를 나타내기 위한 시그널링이 요구될 수 있 다. 다만, NB— SSS를 통해 NB-SSS가 전송되는 위치에 대한 정보를 전송하는 방식 은 도 9 와 같이 커버 시뭔스를 통해 전송하는 방법 이외에도 상술한 바와 같이 ZC 시퀀스에 적용되는 순환이동 (Cyc l i c Shi f t )를 통해 나타내어 질 수 있다. 경 우에 따라 상술한 바와 같은 오프셋은 커버 시퀀스가 아니라 ZC 시퀀스에 적용 될 수도 있다. [0299] 상술한 바와 같이 길이 131 인 ZC 시퀀스에서는 131 개의 루트 인텍스 선택이 가능한 반면， 위와 같이 504개의 셀 식별자를 구분하기 위해 4개 오프셋 을 이용하는 경우 131개 루트 인덱스 중 126개의 루트 인텍스만을 선택하기 때 문에， 전체 131 개 루트 인덱스 중 성능이 좋은 루트 인덱스를 활용할 수 밌는 여지가 있다.

[0300] 도 23은 본 발명의 일 실시예에 따라 NB-SSS에 사용될 ZC 시퀀스의 루 트 인덱스 선택 방식을 설명하기 위한 도면이다.

[0301] NB-SSS를구성할 때 , Long single ZC sequence를 사용하면 ZC sequence 를 사용하더라도 PAPR이 높아질 수 있는데， Root index에 따라서 NB-SSS는 PAPR 이 서로 다른 값을 갖게 된다. 특히, 낮은 root index (이와 pairing 되는 높은 root index)와 중간 root index들은 높은 PAPR을 만들어 낼 수 있다.

[0302] 504PCID를 표현할 수 있는 다양한 조합을 고려해 블 수 있다. 예를 들 어, 126 root indices x 4 additional indices, 84 root indices x 6 additional indices, 42 root indices x 12 additional indices 등을 생각해 볼 수 있다.

[0303] Length- 131 ZC sequence은 root index 1,130, 2,129, 3,128, 65, 66, 64，

67 등은 높은 PAPR을 만들어 낸다. 도 10의 (a)는 이와 같이 높은 PAPR을 나타 내는 루트 인덱스를 사용하는 경우를， 그리고 도 10의 (b)는 낮은 PAPR을 나타 내는 루트 인텍스를 사용하는 경우를 나타낸다.

[0304] 126개의 root index를 사용하는 경우에는 1~130 중에서 4개를 제외하 고 사용하는데， 이에 따라본 발명의 바람직한 일 실시예에서는 높은 PAPR을 만 들어내는 root index를 제외하고 index 3-128를 사용하는 것을 제안한다. 이러 한 경우， 평균 PAPR이 낮아 질 수 있다. 즉, 본 실시예에서 NB-SSS를 전송하기 위해 이용하는 L 길이의 ZC 시뭔스의 루트 인덱스를 L 보다 작은 M 개의 루트 인 덱스 증 선택하되 , 이 M개의 루트 인덱스는 [0 , M-1]범위에서 선택하는 것이 아 니라， 소정 오프셋 k를 이용하여 [k , M+k-1] 범위에서 선택하는 것을 제안한다. 바람직하게 ZC 시뭔스는 [3 , 128] 범위 내의 126개의 루트 인덱스 중 하나로 선 택되는 것올 제안한다.

[0305] 상술한 내용을 정리하면 다음과 같다.

[0306] NB LTE 시스템에서 NB-SSS 는 주기 20ms 단위로 전송될 수 있다. 이

NB-SSS는 504개의 PCID를 나타냄과 동시에 80 ms 범위 내에서 어느 위치에 전송 되는지를 나타낼 수 있다.

[0307] 또한, NB-SSS 시뭔스는 길이 131 길이의 주파수 영역 ZC 시퀀스를 이용 하여 생성되며， 이때 루트 인텍스는 [3， 128] 범위에서 선택될 수 있다. 이 ZC 시¾스는 이후 순환 이동을 거쳐 이진 스크램블링 시¾스가 성분 단위로 곱해진 시퀀스를 이용할 수 있다. 이러한 구조에서 504 개의 PCID 는 126 개의 ZC 루트 인텍스와 4 개의 이진 스크램블링 시퀀스에 의해 나타내어 질 수 있다. 아울러 80 ms 경계 내에서 NB-SSS의 위치는 4개의 cyc l i c shi f t 값 (예를 들어 , 0， 33， 66 ,

99)에 의해 나타내어질 수 있다.

[0308] 여기서 커버 시퀀스로 사용되는 이진 스크램블링 시뭔스로는 아래와 같은 하다마드 시퀀스가 이용될 수 있다.

【수학식 27】

= 纖 ' ⁸ (腳 ι 姆) f = |1,2,3 ^{5 1} '

[0309] 이를 이용하여 NB-SSS는 다음과 같이 구성될 수 있다.

【수학식 28】 - SSSu,q,k(n) = Su(n) bq(n) * Ck(n)

,nr(u+3)n(n+i)

- Su(n) = e ^J Ϊ3Ϊ n = 0, ...,131, u = 0, ...,125

bq(n) = Hadamard ^12Sx128 ^^(modCn, 128)), n = 0, ,131

C _fe (n) n = 0, ...,131, k = 0

PCID

- u = mod(PCID,126), q = k = Sub frame indication

126

[0310] 이하에서는 위와 같은 구조에서 어떠한 하다마드 시¾스를 이용할 것 인지를 설명한다.

[0311] 도 24 는 본 발명의 일 실시예에서 NB-SSS 에 특정 하다마드 시퀀스를 이용하는 경우의 교차 상관값을 나타낸 도면이다.

[0312] 도 24 에 도시된 바와 같이 하다마드 시뭔스와 시간 영역 순환 이동이 동일한 시퀀스를 가지는 경우 (예를 들어, [1 1 1 1 ···], [1 -1 1-1 -.])) 열악 한 교차상관값을 가질 수 있다. [0313] 이러한 문제를 해결하기 위해 본 발명의 일 실시예에서는 Hadamard sequence 중에 4개의 Sequence를 뽑아서 쓸 때 , t ime-domain cycl ic shift어 1포 함되지 않은 sequence 를 사용하는 것을 제안한다. 예를 들어， time-domain cycl ic shift에 [1 1 1 1 ·.·] , [1 -1 1 -1 ···] 등이 포함되어 있다면, Hadamard matrix에서 1과 2는 [1 1 1 1···] [1 -1 1 -1 ···] 으로 구성되는 sequence이기 때 문에 제외한다. 이러한 경우, q=0,l,2,3 이라고 할 때, q의 N (>= 4) 배수로 선 택하는 것이 바람직하다.

【수학식 29】

- SSSu,q,k(n = 5u(n) * bq(n) * C/ (n)

.rr(u+3)n(n+i)

- Su(n) = e ^J ~ ~ ^: , n = 0, ...,131, w = 0,—,125

- bq(n) {mo d(n, 128)), n = 0,...,131 _; q = 0,1,2,3 - C _k (n) .,131, k = 0,1,2,3 PCID

u = mod(PCID ₍ 126), q = , k = Sub frame indication

126

[0314] 본 발명의 다른 일 실시예에서는 Hadamard sequence 가 binary로 구성 되어 , timeᅳ domain cyclic shift는 complex value로 구성하면 Hadamrd와 구분되 는 domain의 sequence가 형성되기 때문에 두 sequence 간의 ambiguity는 없어 질 수 있는 점을 주목하여 이용한다. 예를 들어 , 132 sample에서 33 offset이 아 닌 다른 값으로 time一 domain cyclic shift 를 구성하면 complex value 를 갖는 sequence를 갖게 된다. 132 길이의 sequence에서 가능한 equal distance를 유지 하는 time-domain shift value는 32， 34등이 있다. 또한 36 of fset을 가정할 수 도 있다.

[0315] 위와 같이 Hadamard sequence 와 time-domain cyclic shift 가 서로 다 른 domain으로 구성하는 경우에 Hadamard sequence는 full orthogonal sequence 나 quasi ^{^} orthogonal sequence 모두 적용이 가능하다.

[0316] 128 Hadamard matrix에서 cyclic하게 132로 확장하는 경우, q=0 , 1 , 2 , 3 의 sequence는 서로 fully orthogonal 하다.

[0317] 아래 수학식들은 이와 같은 실시예들에 따른 예들이다. 아래 예시된 예 이외에도 상술한 원칙을 만족하는 다양한 예가 존재할 수 있다.

【수학식 30】

SSSu,q,k(n) = S (n) * bq(n) * Ck(n

5 (n) = e ^J , n = 0, ...,131, u = 0, ...,125

- 6c n) //adamard sx a rnoc n, 128)), n = 0,一, 131, q = 0,1,2,3

- C _fe (n) = e~ ^J ^ ^~ , n = 0 , ,113311,, k = 0,1,2,3

PCID\

u = mod(PCID _; 126), q = k = Sub frame indication

126 【수학식 31】

- SSSu,q,k(n) = Su(n) * bq(n) * Ck(n)

- Su(n

- bq(n 0,… ,131, q = 0,1,2,3 一 C _k (n)

一 u― m dication

【수학식 32]

- SSSu, q, k(n = 5u(n) * bq(n) * Ck(n)

- Su(n)

一 bq{n) 0, ...,131, q = 0,1,2,3

- C _k (n)

- = m dication

【수학식 33】

- SSSu, q, k{n) = Su(n) * bq(n) * Ck(n)

(u+3)n(n+i)

- Su(n) = e ^J , n = 0 , 131, u = 0, ...,125

- bq(n) = Hadamard ^128x128 _q (rnodCn, 128)),n = 0, ...,131, q = 0,1,2,3

- C _fe (n) = e~ ^J~ ~, n = 0, ...,131, k = 0,1,2,3

IPCID I

, k = Subframe indication

【수학식 34】

- SSSu,q,k{n) = Su(n) * bq(n) * Ck(n)

.n(u+3)n(n+i)

- Su(n) = e ^J , n = 0, ...,131, u = 0, ...,125

― bq(n) = Hadarnard ^128xl2S _5q (mod(n, 128)), n = 0, ... ,131, q = 0,1,2,3

- C _fc (n) 0,1,2,3

IP ID I

, k = Subframe indication

[0318] 아래 수학식 35 는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 NB-SSS 를 나타낸 것으로서， 순환이동을 위한 시뭔스와 하다마드 시퀀스를 구체적으로 구 현한 예이다.

【수학식 35] 여기서

w二 0,1,... ,131

n 二 nodl31

m = wmodl28

w = ^en modl26 + 3

나타낸다.

[0319] 한편 , 상기 수학식 35에서 이진 시뭔스 bq(m)는 아래 표와 같이 주어 질 수 있다.

【표 26】

[0320] 한편， 상기 수학식 35에서 프레임 번호 ^에서의 순환 이동값 는 다 음과 같이 결정될 수 있다.

【수학식 36】 二 l"/ ^/2 ) ^mod4

NB-SSS에 대한 다른실시예

[0321] 본 발명의 또 다른 실시예로서 NB-SSS 를 Base sequence, Scrambling sequence , DFT cover sequence로 구성하는 방안을 설명한다.

[0322] 여기서 Base sequence로는 ZC sequence가 ^Λ ] "용될 수 있고， Scranibl ing sequence로는 binary M sequence가사용될 수 있다. Base— sequence와 Scrambling sequence로 PCID를 알려주고, DFT cover sequence로 NB-SSS position을 알려줄 수 있다. 이와 같은 경우, Base-sequence의 root index와 Scrambling sequence 의 cyclic shift offset 값의 조합으로 PCID 를 구성할 수 있고, DFT sequence index로 NB-SSS position indication을 구성할 수 있다.

【수학식 37】

<Base Sequence>

Sbase(u, m) = Szc{u,m%N) , where, N = 131,u e {3, ... , 128},m = 0, ...,131

.nun(n+l)

Szc(u, n) = e ^J N , where, N = 131

u: root index ^ 상기에서 정의한 값을사용할 수 있다.

<Scrambl ing Sequence>

Sss(m, s) = 2 * S((m + s)%132) - 1

S(m) = mod( S(m-7) + S(m-6), 2), S(0)=1, S(1)=S(2)=S(3)=S(4)= S(5)= S(6)=0, m=0,---,131

s: offset → 상기 Base sequence에서 정의한 offset 값을사용할 수 있다. <Cover Sequence>

.2nkm

Sdft(/, m) = e ^S ~M~ , where, k 6 {0,33,66,99}, where, M = 132,m = 0, ...,131

<NB-SSS Sequence>

Ssss(u,5, /c,m) = Sbase(u, m) * Sss(m, s) * Sdft(/, m), where, m = 0, ... ,131

*： Element― wise multiplication 자원 구조

[0323] 이와 같은 NB-PSS 및 NB-SSS 가 적용되는 시스템에서 전체적인 자원 구 조는 다음과 같다.

[0324] 도 25 는 무선 통신 시스템에서 하향링크 (downlink, DL)/상향링크

(uplink, UL) 슬롯 구조의 일례를 나타낸 것이다.

[0325] 도 25 를 참조하면, 슬롯은 시간 도메인 (time domain)에서 복수의 0FDM(0rthogonal Frequency Division Multi lexing) 심볼을 포함하고， 주파수 도 메인 (frequency domain)에서 복수의 자원 블록 (resource block, RB)을 포함한다. OFDM 심볼은 일 심볼 구간을 의미하기도 한다. 도 25 를 참조하면, 각 슬롯에서 전송되는 신호는 ^ ^L/UL RBX^ ^b _sc 개의 부반송파 (subcarrier)와 ¹ ^^ 개의 OFDM 심볼로 구성되는 자원격자 (resource grid)로 표현될 수 있다. 여기서， 7^¾은 하 향링크 슬롯에서의 자원 블록 (resource block, RB)의 개수를 나타내고, 은 UL 슬롯에서의 RB 의 개수를 나타낸다. v _B 와 ^L _RB 은 DL 전송 대역폭과 UL 전송 대역폭에 각각 의존한다. /\^ 은 하향링크 슬롯 내 OFDM심볼의 개수를 나타내 며, / 은 UL슬롯 내 OFDM 심볼의 개수를 나타낸다. 씨는 하나의 RB 를 구 성하는 부반송파의 개수를 나타낸다.

[0326] OFDM 심볼은 다중 접속 방식에 따라 OFDM 심볼， SOFDM(Single Carrier

Frequency Division Multiplexing) 심불 등으로 불릴 수 있다. 하나의 슬롯에 포 함되는 OFDM 심볼의 수는 채널 대역폭, CP(cyclic prefix)의 길이에 따라 다양하 게 변경될 수 있다. 예를 들어， 일반 (normal) CP 의 경우에는 하나의 슬롯이 7 개의 OFDM심볼을 포함하나, 확장 (extended) CP 의 경우에는 하나의 슬롯이 6 개 의 OFDM 심볼을 포함한다. 도 12 에서는 설명의 편의를 위하여 하나의 슬롯이 7 OFDM 심볼로 구성되는 서브프레임을 예시하였으나, 본 발명의 실시예들은 다른 개수의 OFDM 심볼을 갖는 서브프레임들에도 마찬가지의 방식으로 적용될 수 있 다.

[0327] 도 25 를 참조하면， 각 OFDM 심볼은， 주파수 도메인에서，

개의 부반송파를 포함한다. 부반송파의 유형은 데이터 전송을 위한 데이터 부반 송파， 참조신호 (reference signal)의 전송 위한 참조신호 부반송파, 보호 밴드 (guard band) 또는 직류 (Direct Current, DC) 성분을 위한 널 (null) 부반송파로 나뉠 수 있다. DC 성분은 OFDM 신호 생성 과정 혹은 주파수 상향변환 과정에서 반송파 주파수 (carrier frequency, / ₀ )로 맵핑 (mapping)된다. 반송파 주파수는 중심 주파수 (center frequency, / _c )라고도 한다.

[0328] 1 RB 는 시간 도메인에서 /L^sy^개 (예를 들어 , 7 개 )의 연속하는 OFDM 심볼로서 정의되며， 주파수 도메인에서 ^개 (예를 들어， 12 개)의 연속하는 부 반송파에 의해 정의된다. 참고로, 하나의 OFDM 심블과 하나의 부반송파로 구성 된 자원을 자원요소 (resource element, RE) 혹은 톤 (tone)이라고 한다. 따라서， 하나의 RB 는 ^/UL _symb X7^ _sc 개의 자원요소로 구성된다. 자원격자 내 각 자원요 소는 일 슬롯 내 인텍스 쌍 U, Λ에 의해 고유하게 정의될 수 있다. /r는 주파수 도메인에서 0부터 y ^^x/ sc-l까지 부여되는 인텍스이며 , /은 시간 도메인에 서 0부터 ^ ^L/UL _s ^ _b -l까지 부여되는 인텍스이다.

[0329] 한편 , 1RB는 일 물리 자원 블록 (physical resource block, PRB)와 일 가 상자원 블록 (virtual resource block, VRB)에 각각 맵핑된다ᅳ PRB는 시간 도메인 에서 ^ ^L/UL _symb 개 (예를 들어 , 7 개)의 연속하는 OFDM 심볼 혹은 SC-FDM 심볼로서 정의되며, 주파수 도메인에서 ^ ^B _sc 개 (예를 들어， 12 개)의 연속하는 부반송파에 의해 정의된다. 따라서 , 하나의 PRB는 ' ^/UL _symb x씨개의 자원요소로 구성된다. 일 서브프레임에서 ^ ^B _sc 개의 연속하는 동일한 부반송파를 점유하면서， 상기 서 브프레임의 2 개의 슬롯 각각에 1 개씩 위치하는 2 개의 RB 를 PRB 쌍이라고 한 다. PRB 쌍을 구성하는 2개의 RB는 동일한 PRB 번호 (혹은, PRB 인덱스라고도 함) 를 갖는다.

[0330] 도 26 은 무선 통신 시스템에서 사용되는 하향링크 서브프레임 (subframe) 구조를 예시한 것이다.

[0331] 도 26 을 참조하면， DL 서브프레임은 시간 도메인에서 제어 영역

(control region)과 데이터 영역 (data region)으로 구분된다. 도 26을 참조하면 , 서브프레임의 첫 번째 슬롯에서 앞부분에 위치한 최대 3(혹은 4)개의 OFDM 심볼 은 제어 채널이 할당되는 제어 영역 (control region)에 대웅한다. 이하， DL서브 프레임에서 PDCCH 전송에 이용 가능한 자원 영역 (resource region)을 PDCCH 영역 이라 칭한다. 제어 영역으로 사용되는 OFDM 심볼 (들)이 아닌 남은 OFDM 심볼들 은 PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel)가 할당되는 데이터 영역 (data region)에 해당한다. 이하, DL 서브프레임에서 PDSCH 전송에 이용 가능한 자원 영역을 PDSCH 영역이라 칭한다. 3GPP LTE 에서 사용되는 DL 제어 채널의 예는 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH(Physical Downlink Control Channel), PHICH(Physical hybrid ARQ indicator Channel) 등을 포함한 다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내에서 제어 채널의 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 관한 정보를 나른다. PHICH는 UL 전송에 대한 응답으로서 HARQ Hybrid Automatic Repeat Request) ACK/NACK( acknow 1 edgiiient / nega t i ve-acknow 1 edgment ) 신호를 나른다 .

[0332] PDCCH 를 통해 전송되는 제어 정보를 상향링크 제어 정보 (downlink control information, DCI)라고 지칭한다. DCI 는 UE 또는 UE 그룹을 위한 자원 할당 정보 및 다른 제어 정보를 포함한다. DL공유 채널 (downlink shared channel _: DL-SCH)의 전송 포맷 (Transmit Format) 및 자원 할당 정보는 DL 스케줄링 정보 혹은 DL 그랜트 (DL grant)라고도 불리며， UL 공유 채널 (uplink shared channel, UL-SCH)의 전송 포맷 및 자원 할당 정보는 UL 스케줄링 정보 흑은 UL 그랜트 (UL grant)라고도 불린다. 일 PDCCH 가 나르는 DCI 는 DCI 포맷에 따라서 그 크기와 용도가 다르며， 코딩 레이트에 따라 그 크기가 달라질 수 있다. 현재 3GPP LTE 시스템에서는 상향링크용으로 포맷 0 및 4， 하향링크용으로 포맷 1, 1A, IB, 1C, 1D, 2， 2A, 2B, 2C, 3， 3A등의 다양한 포맷이 정의되어 있다. DCI 포맷 각각의 용 도에 맞게， 호핑 플래그, RB 할당 (RB allocation)， MCS(modulat ion coding scheme) RV( redundancy version) , NDI (new data indicator) , TPC(transmit power control ) , 순환 천이. 丽 S(cyclic shift demodulation reference signal) , UL 인덱스， CQI (channel quality information) 요청 , DL 할당 인덱스 (DL assignment index) , HARQ 넘버, TPMI (transmitted precoding matrix indicator) ,

PMKprecoding matrix indicator) 정보 등의 제어정보가 취사 선택된 조합이 하 향링크 제어정보로서 UE 에게 전송된다.

33] 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. UE는 복수의 PDCCH 를 모니터링 할 수 있다. eNB 는 UE에게 전송될 DCI 에 따라 DCI 포맷을 결정하 고, DCI에 CRC(cyclic redundancy check)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또 는 사용 목적에 따라 식별자 (예， RNTI (radio network temporary ident i f ier ))로 마스킹 (또는 스크램블)된다. 예를 들어 , PDCCH가 특정 UE을 위한 것일 경우, 해 당 UE의 식별자 (예， cell-RNTI (ORNTI))가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 페 이징 메시지를 위한 것일 경우， 페이징 식별자 (예, paging-RNTI (P-RNTI))가 CRC 에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보 (보다 구체적으로, 시스템 정보 블록 (system information block, SIB))를 위한 것일 경우, SI—RNTK system information RNTI)가 CRC 에 마스킹될 수 있다. PDCCH 가 랜덤 접속 웅답을 위한 것일 경우, RA-RNTI (random access-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. CRC 마스킹 (또는 스크 램블)은 예를 들어 비트 레벨에서 CRC와 RNTI를 X0R 연산하는 것을 포함한다.

[0334] PDCCH 는 하나 또는 복수의 연속된 제어 채널 요소 ( cont ro l channe l el ement , CCE)들의 집성 ( aggregat ion) 상에서 전송된다. CCE는 PDCCH에 무선 채 널 상태에 기초한 코딩 레이트를 제공하는데 사용되는 논리적 할당 유닛이다. CCE 는 복수의 자원 요소 그룹 ( resource e l ement group , REG)에 대웅한다. 예를 들어， 하나의 CCE는 9개의 REG에 대웅되고 하나의 REG는 4개의 RE에 대웅한다. 4개의 QPSK심볼이 각각의 REG에 맵핑된다. 참조신호 (RS)에 의해 점유된 자원요 소 (RE)는 REG에 포함되지 않는다. 따라서, 주어진 OFDM 심볼 내에서 REG의 개수 는 RS 의 존재 여부에 따라 달라진다. REG 개념은 다른 하향링크 제어채널 (즉, PCFICH 및 PHICH)에도 사용된다. DCI 포맷 및 DCI 비트의 개수는 CCE 의 개수에 따라 결정된다. CCE들은 번호가 매겨져 연속적으로 사용되고, 복호 과정을 간단 히 하기 위해, _n 개 CCE들로 구성된 포맷을 가지는 PDCCH는 n의 배수에 해당하 는 번호를 가지는 CCE 에서만 시작될 수 있다. 특정 PDCCH 의 전송에 사용되는 CCE 의 개수는 채널 상태에 따라 네트워크 혹은 eNB 에 의해 결정된다. 예를 들 어, 좋은 하향링크 채널을 가지는 UE (예， eNB 에 인접함)올 위한 PDCCH 의 경우 하나의 CCE로도 층분할 수 있다. 그러나, 열악한 채널을 가지는 UE (예， 셀 경계 에 근처에 존재)를 위한 PDCCH 의 경우 층분한 강건성 ( robustness)을 얻기 위해 서는 8개의 CCE가 요구될 수 있다. 또한， PDCCH의 파워 레벨은 채널 상태에 맞 춰 조정될 수 있다. 장치 구성

[0335] 도 27 은 본 발명을 수행하는 전송장치 ( 10) 및 수신장치 (20)의 구성요 소를 나타내는 블록도이다.

[0336] 전송장치 (10) 및 수신장치 (20)는 정보 및 /또는 데이터 , 신호， 메시지 등을 나르는 무선 신호를 전송 또는 수신할 수 있는 RF(Radio Frequency) 유닛 (13, 23)과， 무선통신 시스템 내 통신과 관련된 각종 정보를 저장하는 메모리 (12, 22), 상기 RF 유닛 (13, 23) 및 메모리 (12, 22)등의 구성요소와 동작적으로 연결 되어, 상기 구성요소를 제어하여 해당 장치가 전술한 본 발명의 실시예들 중 적 어도 하나를 수행하도록 메모리 (12, 22) 및 /또는 RF 유닛 (13,23)을 제어하도록 구성된 (configured) 프로세서 (11, 21)를 각각 포함한다.

[0337] 메모리 (12, 22)는 프로세서 (11, 21)의 처리 및 제어를 위한프로그램을 저장할 수 있고, 입 /출력되는 정보를 임시 저장할 수 있다. 메모리 (12, 22)가 버 퍼로서 활용될 수 있다.

[0338] 프로세서 (11, 21)는 통상적으로 전송장치 또는 수신장치 내 각종 모들 의 전반적인 동작을 제어한다. 특히， 프로세서 (11， 21)는 본 발명을 수행하기 위 한 각종 제어 기능을 수행할 수 있다. 프로세서 (11， 21)는 컨트률러 (controller), 마이크로 컨트롤러 (microcontroller ) , 마이크로 프로세서 (microprocessor )， 마 이크로 컴퓨터 (microcomputer) 등으로도 불릴 수 있다. 프로세서 (11, 21)는 하드 웨어 (hardware) 또는 펌웨어 (firmware)， 소프트웨어， 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명을 구현하는 경우에는, 본 발명올 수행하도록 구성된 ASICs(appl icat ion specific integrated circuits) 또는 DSPs(digi tal signal processors) , DSPDs(digi tal signal processing devices) , PLDs (programmable logic devices) , FPGAsCf ield programmable gate arrays) 등 이 프로세서 (400a, 400b)에 구비될 수 있다. 한편， 펌웨어나 소프트웨어를 이용 하여 본 발명을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모 들, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며 , 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서 (11, 21) 내에 구비되거나 메모리 (12， 22)에 저장되어 프로세서 (11, 21)에 의해 구동될 수 있다.

[0339] 전송장치 (10)의 프로세서 (11)는 상기 프로세서 (11) 또는 상기 프로세 서 (11)와 연결된 스케줄러로부터 스케줄링되어 외부로 전송될 신호 및 /또는 데 이터에 대하여 소정의 부호화 (coding) 및 변조 (modulation)를 수행한 후 RF 유 닛 (13)에 전송한다. 예를 들어， 프로세서 (11)는 전송하고자 하는 데이터 열을 역다중화 및 채널 부호화, 스크램블링, 변조과정 등을 거쳐 K 개의 레이어로 변 환한다. 부호화된 데이터 열은 코드워드로 지칭되기도 하며， MAC 계층이 제공하 는 데이터 블록인 전송 블록과 등가이다. 일 전송블록 (transport block, TB)은 일 코드워드로 부호화되며, 각 코드워드는 하나 이상의 레이어의 형태로 수신장 치에 전송되게 된다. 주파수 상향 변환을 위해 RF 유닛 (13)은 오실레이터 (oscillator)를 포함할 수 있다. RF 유닛 (13)은 Λ{개 (Λ{는 1 보다 이상의 양의 정수)의 전송 안테나를 포함할 수 있다.

[0340] 수신장치 (20)의 신호 처리 과정은 전송장치 (10)의 신호 처리 과정의 역으로 구성된다. 프로세서 (21)의 제어 하에， 수신장치 (20)의 RF 유닛 (23)은 전 송장치 (10)에 의해 전송된 무선 신호를 수신한다. 상기 RF 유닛 (23)은 _r 개의 수신 안테나흩 포함할 수 있으며， 상기 RF 유닛 (23)은 수신 안테나를 통해 수신 된 신호 각각을 주파수 하향 변환하여 (frequency down-convert) 기저대역 신호로 복원한다. RF유닛 (23)은 주파수 하향 변환을 위해 오실레이터를 포함할 수 있다. 상기 프로세서 (21)는 수신 안테나를 통하여 수신된 무선 신호에 대한 복호 (decoding) 및 복조 (demodulat ion)를 수행하여 , 전송장치 (10)가 본래 전송하고 자 했던 데이터를 복원할 수 다.

[0341] RF 유닛 (13， 23)은 하나 이상의 안테나를 구비한다 . 안테나는 , 프로세 서 (11, 21)의 제어 하에 본 발명의 일 실시예에 따라， RF 유닛 (13, 23)에 의해 처 리된 신호를 외부로 전송하거나, 외부로부터 무선 신호를 수신하여 RF 유닛 (13， 23)으로 전달하는 기능을 수행한다. 안테나는 안테나 포트로 불리기도 한다. 각 안테나는 하나의 물리 안테나에 해당하거나 하나보다 많은 물리 안테나 요소 (element)의 조합에 의해 구성될 (configured) 수 있다. 각 안테나로부터 전송된 신호는 수신장치 (20)에 의해 더 이상 분해될 수 없다. 해당 안테나에 대응하여 전송된 참조신호 (reference signal, RS)는 수신장치 (20)의 관점에서 본 안테나를 정의하며, 채널이 일 물리 안테나로부터의 단일 (single) 무선 채널인지 혹은 상 기 안테나를 포함하는 복수의 물리 안테나 요소 (element)들로부터의 합성 (composite) 채널인지에 관계없이， 상기 수신장치 (20)로 하여금 상기 안테나에 대한 채널 추정을 가능하게 한다. 즉， 안테나는 상기 안테나 상의 심볼을 전달 하는 채널이 상기 동일 안테나 상의 다른 심볼이 전달되는 상기 채널로부터 도 출될 수 있도록 정의된다. 복수의 안테나를 이용하여 데이터를 송수신하는 다중 입출력 (Multi-Input Multi-Output, MIM0) 기능을 지원하는 RF 유닛의 경우에는 2 개 이상의 안테나와 연결될 수 있다.

[0342] 본 발명의 실시예들에 있어서， UE 는 상향링크에서는 전송장치 (10)로 동작하고 하향링크에서는 수신장치 (20)로 동작한다. 본 발명의 실시예들에 있 어서 , eNB 는 상향링크에서는 수신장치 (20)로 동작하고, 하향링크에서는 전송장 치 ( 10)로 동작한다. 이하， UE 에 구비된 프로세서， RF 유닛 및 메모리를 UE 프로 세서 , IE RF 유닛 및 UE 메모리라 각각 칭하고， eNB 에 구비된 프로세서, RF 유 닛 및 메모리를 eNB 프로세서, eNB RF 유닛 및 eNB 메모리라 각각 칭한다.

[0343] 상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련 된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부 터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서 , 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되 려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

【산업상 이용가능성】

[0344] 상술한 바와 같은 본 발명은 LTE 시스템을 기반으로 IoT 서비스를 제 공하는 무선통신 시스템뿐만 아니라 IoT 서비스를 제공하기 위해 협대역 (Narrow

Band) 통신을 지원하는 다양한 무선 시스템에 적용될 수 있다.