図1は、この発明の第1実施例に係る積層� �トランスの分解斜視図であり、図2は、積層� ��トランスの外観図である。

 図2に示すように、この実施例の積層型ト ランス1は、巻線比1対1のトランスであり、第 1磁性体基板としての磁性体基板2と、この磁� ��体基板2上に積層された積層体3と、この積� �体3上に設けられた第2磁性体基板としての磁 性体基板4と、第1外部電極,第2外部電極及び� �3外部電極としての外部電極5-1,5-2,5-3とを備� �ている。

 磁性体基板2,4は、フェライトで形成され� ��長方形状の板体であり、積層体3は、図1に� �すように、銀製の第1コイル体6と同じく銀製 の第2コイル体7とをポリイミド樹脂,エポキシ 樹脂及びベンゾシクロブテン樹脂等の絶縁層 31~35で内包した構造を成す。

 第1コイル体6は、磁性体基板2上に積層され� ��絶縁層31上に形成された導体パターン61と、 絶縁層32上に形成された導体パターン62とで� �成され、積層体3の下側に配設されている。
 図3は、導体パターン61の平面図であり、図4 は、絶縁層32の平面図であり、図5は、導体パ ターン62の平面図である。
 図3に示すように、下層の導体パターン61は� ��外側から左巻きの渦巻き状を成し、一方の� ��き出し電極である引き出し電極61aの端61bを� ��第1コイル体6の径方向の中心軸である中心� �M1上に位置させている。
 一方、導体パターン62も、図5に示すように� ��内側から左巻きの渦巻き状を成し、他方の� ��き出し電極である引き出し電極62aの端62bを� ��中心軸M1上から左側に距離d6だけ偏位させて いる。
 そして、導体パターン61の内側端部61cと導� �パターン62の内側端部62cとが、図4に示す絶� �層32に形成されたビアホール32aを通じて電気 的に接続されている。
 すなわち、第1コイル体6は、導体パターン61 の引き出し電極61aから内側に向かって左巻き に巻かれ、内側端部61cと接続された導体パタ ーン62の内側端部62cから外側に向かって左巻� ��に巻かれたコイル体である。

 第2コイル体7は、図1に示すように、第1コイ ル体6上に積層された絶縁層33上に形成された 導体パターン72と、絶縁層34上に形成された� �体パターン71とで構成され、積層体3の上側� �配設されている。
 図6は、導体パターン72の平面図であり、図7 は、絶縁層34の平面図であり、図8は、導体パ ターン71の平面図である。
 図6に示すように、下層の導体パターン72は� ��内側から右巻きの渦巻き状を成し、他方の� ��き出し電極である引き出し電極72aの端72bを� ��中心軸M1上から右側に距離d7だけ偏位させて いる。この距離d7は、導体パターン62の引き� �し電極62aの偏位距離d6と等しく設定されてい る。
 一方、導体パターン71も、図8に示すように� ��外側から右巻きの渦巻き状を成し、一方の� ��き出し電極である引き出し電極71aの端71bを� ��中心軸M1上に位置させている。
 そして、導体パターン72の内側端部72cと導� �パターン71の内側端部71cとが、図7に示す絶� �層34に形成されたビアホール34aを通じて電気 的に接続されている。
 すなわち、第2コイル体7は、導体パターン71 の引き出し電極71aから内側に向かって右巻き に巻かれ、内側端部71cと接続された導体パタ ーン72の内側端部72cから外側に向かって右巻� ��に巻かれたコイル体である。

 ここで、第1コイル体6と第2コイル体7との形 状関係を詳しく説明する。
 図9は、第1コイル体6と第2コイル体7との形� �関係を示す斜視図であり、図10は、第1コイ� �体6と第2コイル体7との形状関係を示す概略� �である。
 図9及び図10に示すように、第1コイル体6の� �方向の中心軸M1の真上に、中心軸M1と平行な� ��M2を想定し、第1コイル体6をこの軸M2に関し� ��180°回転させた状態の形状を第2コイル体7の 形状に設定した。
 したがって、第2コイル体7は、第1コイル体6 と大きさや巻き数も同値であるが、積層方向 に関して、第1コイル体6とは逆方向を向き、� ��つその巻き方向も第1コイル体6と逆方向に� �るように、第1コイル体6上に、積層形成され ている。

 第1コイル体6と第2コイル体7とが上記構造を とることにより、図1に示すように、第1コイ� ��体6の引き出し電極61aの端61bが中心軸M1上に� ��置した状態で、積層体3の前面3a(図1及び図2� ��右側面)に露出する。そして、引き出し電極 62aの端62bが中心軸M1から距離d6だけ偏位した� �態で、積層体3の後面3b(図1及び図2の左側面)� ��露出した状態になる。
 また、第2コイル体7の引き出し電極71aの端71 bが軸M2(中心軸M1と一致する)上に位置した状� �で、積層体3の前面3aに露出する。そして、� �き出し電極72aの端72bが軸M2から距離d7(距離d6� ��同距離)だけ、引き出し電極62aの端62bとは逆 側に偏位した状態で、積層体3の後面3bに露出 している。

 外部電極5-1は、図2に示すように、積層体3� �前面3a側に設けられ、図1に示す第1コイル体6 の引き出し電極61aの端61bと第2コイル体7の引� ��出し電極71aの端71bとに接続されている。
 また、外部電極5-2,5-3は、積層体3の後面3b側 に設けられ、外部電極5-2が、第1コイル体6の� ��き出し電極62aの端62bに接続され、外部電極5 -3が、第2コイル体7の引き出し電極72aの端72b� �接続されている。

 図11は、積層型トランス1の電気回路図であ� ��、図12は、引き出し電極61a,62a(71a,72a)と外部� ��極5-1,5-2,5-3との接続状態を示す平面図であ� �。
 上記のように、外部電極5-1,5-2,5-3が第1コイ� ��体6及び第2コイル体7に接続されていること� ��ら、積層型トランス1は、図11に示すように� ��同一構造で互いに逆巻きの第1コイル体6と� �2コイル体7とが外部電極5-1~5-3に接続された� �気的構造になっている。
 また、図12に示すように、積層型トランス1� ��積層方向上側から見ると、外部電極5-1に接� ��された引き出し電極61a,71aの端61b,71bが、共� �中心軸M1(軸M2と一致)上に位置する。そして� �外部電極5-2に接続された引き出し電極62aの� �62bが、中心軸M1の左側に距離d6だけ偏位し、� ��部電極5-3に接続された引き出し電極72aの端7 2bが、中心軸M1の右側に距離d7(=d6)だけ偏位し� ��状態になる。したがって、第1コイル体6と� �2コイル体7とは、積層方向から見ると、中心 軸M1に関して線対称状態になっている。

 ここで、上記構成の積層型トランス1の製造 方法を簡単に説明する。
 まず、ポリイミド樹脂等を図1に示す磁性体 基板2上に塗布し、固化させて、絶縁層31を磁 性体基板2上に形成する。しかる後、スパッ� �リングや蒸着等の薄膜形成技術を用いて、� �層をこの絶縁層31上に積層する。そして、フ ォトリソグラフィ技術によって、レジスト塗 布、レジスト露光及びレジスト現像によって 、導体パターン61に対応したパターンをレジ� ��ト上に形成した後、ドライ又はウエットエ� ��チング技術で、銀層を食刻することにより� ��導体パターン61を絶縁層31上に形成する。し かる後、ポリイミド樹脂等を導体パターン61� ��に塗布し、フォトリソグラフィ技術とエッ� ��ング技術を用いて、ビアホール32aを有した� ��縁層32を導体パターン61上に積層形成する。 以降同様にして、絶縁層33~35と導体パターン6 2,71,72を積層することにより、積層体3を形成� ��る。そして、磁性体基板4を、ポリイミド樹 脂等の熱硬化性樹脂で積層体3上に接着する� �とで、磁性体基板2,4で挟まれた多数の積層� �3を有したウエハを作り上げる。しかる後、� ��イシングを行って、磁性体基板2,4と1つの積 層体3を有したチップ体を分割形成し、この� �ップ体にメッキ等で、外部電極5-1~5-3を形成� ��ることで、長さ2mm以下、幅1.5mm以下で厚さ� �1.0mm以下の非常に小さい積層型トランス1を� �造することができる。

 次に、この実施例の積層型トランスが示す� ��用及び効果について説明する。
 図13は、積層型トランスを線路上に実装し� �状態を示す平面図である。
 図13に示すように、この積層型トランス1は� ��外部電極5-1を第1線路201に接続し、外部電極 5-2を第2線路202に接続すると共に、外部電極5- 3を第3線路203に接続することができる。
 かかる状態で、高周波信号S1を積層型トラ� �ス1の外部電極5-1から入力すると、高周波信� ��S1は、図11に示すように、外部電極5-1に接続 された引き出し電極61a,71aから第1コイル体6と 第2コイル体7とに入る。そして、高周波信号S 2,S3が、第1及び第2コイル体6,7の引き出し電極 62a,72aを通じて外部電極5-2,5-3にそれぞれ出力� ��れる。
 このとき、同一構造で互いに逆巻きの第1コ イル体6と第2コイル体7とが外部電極5-1~5-3に� �続された電気的構造になっており、しかも� �図12に示したように、積層方向から見ると、 第1コイル体6と第2コイル体7とが中心軸M1に関 して線対称な形状になっている。このため、 第1コイル体6と第2コイル体7との間のインダ� �タンスや容量が同一であり、中心軸M1の両側 に位置する部分のインダクタンスや容量も同 一になり、差がほとんど生じない。
 したがって、高周波信号S1を使用しても、� �層型トランス1に余分な寄生インダクタンス� ��寄生容量が発生せず、所望バランスの高周� ��信号S2,S3が、外部電極5-2と外部電極5-3とか� �出力されることとなる。この結果、高い挿� �損失特性を得ることができる。

 次に、この発明の第2実施例について説明す る。
 図14は、この発明の第2実施例に係るインピ� ��ダンス変換器を示す平面図であり、図15は� �インピーダンス変換器の電気回路図である� �
 近年、地上デジタル放送の1セグメントを用 いた所謂「ワンセグ」やDVB-H(Digital Video Vroad casting-Handheld )を始めとする携帯TV装置が携帯 電話等に装備されてきている。
 この携帯TV装置では、信号処理のためにRFIC( Radio Frequency Integrated Circuit)を使用している� ��しかし、このRFICのインピーダンスが、通常 設計の回路インピーダンスの50ωよりも高い� �とが多いため、インピーダンスの不整合が� �じ、上記TV装置の受信感度が低下するという 問題が発生していた。
 これを解決するために、インダクタやコン� ��ンサを用いて、整合回路を形成することが� ��えられるが、携帯TV装置の使用周波数が400~9 00MHzであり、非常に広いため、このような整� ��回路では、かかる広帯域の周波数の全てに� ��いて、インピーダンスの整合をとることが� ��きない。
 そこで、この実施例は、このような広い高� ��波帯域の範囲で、インピーダンスの整合が� ��能なインピーダンス変換器8を例示する。
 図14に示すように、インピーダンス変換器8� ��、実施例1の積層型トランス1を利用したも� �で、積層型トランス1の外部電極5-3を接地電� ��に設定した1対4のインピーダンス変換器で� �る。

 かかる構成により、次のような作用及び効� ��を奏する。なお、この実施例のインピーダ� ��ス変換器8の作用は、この発明のインピーダ ンス変換方法を具体的に実現するものでもあ る。
 例えば、第1線路201が、50ωのインピーダン� �を有し、第2線路202がRFIC等に接続され、200ω� ��インピーダンスを有する場合には、積層型� ��ランス1の外部電極5-1を第1線路201に接続し� �外部電極5-2を第2線路202に接続する。
 かかる状態で、高周波信号S1を第1線路201か� ��外部電極5-1に入力すると、第1線路201側のイ ンピーダンス50ωが、インピーダンス変換器8� ��よって、4倍のインピーダンス200ωに変換さ� ��る。この結果、第1線路201側のインピーダン スと第2線路202側のインピーダンスとが整合� �、高周波信号S1が、同等の高周波信号S2とし� ��、外部電極5-2から第2線路202に出力される。
 このとき、実施例1で説明したように、積層 型トランス1が、余分な寄生インダクタンス� �寄生容量を生じさせない構造になっている� �で、インピーダンス変換器8は、入力した高� ��波信号S1を、ほとんど反射させることなく� �高周波信号S2として第2線路202に出力させる� �とができる。

 このように、この実施例のインピーダンス� ��換器8によれば、高周波帯域での挿入損失を 低減して、良好な整合特性を実現することが できる。
 発明者等は、かかる効果を確認すべく、次� ��ようなシミュレーションを行った。
 図16は、第1線路201から第2線路202に直接高周 波信号を入力した場合における挿入損失を示 す線図であり、図17は、従来のインピーダン� ��変換器を第1線路201と第2線路202との間に挿� �した場合における挿入損失を示す線図であ� �、図18は、この実施例のインピーダンス変換 器8を第1線路201と第2線路202との間に挿入した 場合における挿入損失を示す線図である。

 まず、第1線路201と第2線路202との間にイン� �ーダンス変換器を挿入せず、400MHz~900MHzの高� ��波信号を、50ωの第1線路201から200ωの第2線� �202に向けて入力した場合の挿入損失をシミ� �レーションで求めた。
 すると、図16の挿入損失曲線Vで示すように� ��400MHz~900MHzの全範囲で、挿入損失が「-2dB」� �下になるという結果を得た。

 次に、図25に示した従来のインピーダンス� �換器を第1線路201と第2線路202との間に挿入し て、400MHz~900MHzの高周波信号を、50ωの第1線路 201からインピーダンス変換器に入力した場合 の挿入損失をシミュレーションで求めた。
 すると、図17の挿入損失曲線Vで示すように� ��400MHz~700MHzの低い帯域で挿入損失がほぼ「-1d B」以上になったものの、700MHz~900MHzの高い帯� ��では、挿入損失が「-2dB」以下になるという 結果を得た。

 最後に、この実施例のインピーダンス変換� ��8を第1線路201と第2線路202との間に挿入して� ��400MHz~900MHzの高周波信号を、50ωの第1線路201� ��らインピーダンス変換器8に入力した場合の 挿入損失をシミュレーションで求めた。
 すると、図18で示すような挿入損失曲線Vを� ��、400MHz~900MHzの全帯域において、挿入損失が ほぼ「-1dB」以上になることを確認した。
 その他の構成,作用及び効果は上記第1実施� �と同様であるので、その記載は省略する。

 次に、この発明の第3実施例について説明す る。
 図19は、この発明の第3実施例に係る等分配� ��を示す平面図であり、図20は、等分配器の� �気回路図である。
 図19及び図20に示すように、この実施例は、 積層型トランス1を利用した3dBの等分配器9で� ��り、積層型トランス1と、この積層型トラン ス1の外部電極5-2と外部電極5-3との間に接続� �れた外部抵抗90とを備えている。
 具体的には、外部電極5-1を入力電極とし、� ��部電極5-2,5-3を出力電極とした。そして、チ ップ状の抵抗90を第2線路202と第3線路203とに� �続した。なお、抵抗90は、外部電極5-2,5-3に� �接接続しても良いことは勿論である。

 かかる構成により、次のような作用及び効� ��を奏する。なお、この実施例の等分配器9の 作用は、この発明の等分配方法を具体的に実 現するものでもある。
 図19に示すように、積層型トランス1の外部� ��極5-1を第1線路201に接続し、外部電極5-2,5-3� �、抵抗90が接続された第2線路202,第3線路203に それぞれ接続する。
 かかる状態で、信号S1を第1線路201から外部� ��極5-1に入力すると、信号S2,S3が、外部電極5- 2,5-3を通じて、1対1のバランスで、第2線路202, 第3線路203に出力される。すなわち、出力信� �S2=出力信号S3=入力信号S1×1/2の分配量で、信� ��S1が分配される。
 このとき、第2線路202と第3線路203との間の� �抗90が、高周波信号S2と高周波信号S3との間� �アイソレーションを図り、信号S2,S3をほぼ正 確に1対1のバランスで、第2線路202,第3線路203� ��出力させる。
 また、この実施例の等分配器9においても、 積層型トランス1が、余分な寄生インダクタ� �スや寄生容量を生じさせない構造になって� �るので、高周波帯域での挿入損失を低減し� �、良好な分配特性を実現することができる� �

 発明者等は、かかる効果を確認すべく、次� ��ようなシミュレーションを行った。
 図21は、従来の等分配器を用いた場合にお� �る分配量を示す線図であり、図22は、この実 施例の等分配器9を用いた場合における分配� �を示す線図であり、図23は、従来の積層型ト ランスを用いた等分配器の電気回路図である 。

 まず、図23に示すように、外部抵抗160を従� �の積層型トランスの外部電極132,141間に設け� ��、外部電極131を入力端とし、外部電極132,141 をそれぞれ出力端とする等分配器を構成した 。
 そして、信号S1をこの等分配器の外部電極13 1から入力して、外部電極132,141から出力され� ��信号S2,S3の分配量を、周波数100MHz~2GHzの範囲 でシミュレーションしたところ、図21に示す� ��果を得た。
 分配量曲線V2は、入力信号S1に対する出力信 号S2の割合を示し、分配量曲線V3は、入力信� �S1に対する出力信号S3の割合を示す。
 図21の分配量曲線V2に示すように、入力信号 S1に対する出力信号S2の割合は、100MHz~2GHzのほ ぼ全範囲で「-3dB」であった。しかし、分配� �曲線V3に示すように、入力信号S1に対する出� ��信号S3の割合は、700MHz~2GHzの範囲で「-3dB」� �下となった。
 したがって、図23に示す従来の等分配器で� �、高い周波数帯域において、出力信号S2と出 力信号S3の分配量が異なってしまい、等分配� ��として機能しないことが判る。

 次に、この実施例の等分配器9を用いて、上 記と同様のシミュレーションしたところ、図 22に示す結果を得た。
 図22の分配量曲線V2,V3に示すように、100MHz~2G Hzのほぼ全範囲で、入力信号S1に対する出力� �号S2の割合と入力信号S1に対する出力信号S3� �割合とが一致し、この実施例の等分配器9が� ��全ての周波数帯域において、高特性の等分� ��器として機能することが確認された。
 その他の構成,作用及び効果は、上記第1実� �例と同様であるので、その記載は省略する� �