Titre de l’invention : Dispositif de contrôle de démarrage pour un convertisseur contrôlé en courant crête.

[0001] L’invention concerne un dispositif de contrôle de démarrage pour un convertisseur contrôlé (par exemple alimentation à découpage) en courant crête (ou qui découlent du même principe, c’est-à-dire une mesure du courant qui sert d’onde modulante en lieu et place de signal triangulaire ou en dents de scie du traditionnel contrôle en tension) par un contrôleur du commerce sur lequel le réglage de la limitation de courant est externe.

[0002] Le début de démarrage d’un convertisseur équipé d’un contrôleur du commerce est quasi-systématiquement non contrôlé, conséquence du temps d’initialisation de la fonction de démarrage doux ou "Soft-Start" en langue anglaise. Cette lacune engendre un courant d’appel non maîtrisé.

[0003] Il est connu des travaux traitant des convertisseurs à commande numérique qui, par nature, ne présentent pas ces caractéristiques de non maîtrise du courant dans la phase initiale de démarrage.

[0004] [Fig.1] représente schématiquement la structure classique d’un convertisseur 2 (abaisseur) analogique sur la base d’un contrôle par mesure du courant qui sert d’onde modulante, en l'espèce par courant crête.

[0005] Le convertisseur 2 est alimenté par une source 1 , et alimente une charge 3.

[0006] Le convertisseur 2 comprend un filtre d'entrée FE qui permet d’assurer les performances d’émission et de susceptibilité vis-à-vis de la source 1 .

[0007] Le convertisseur 2 comprend un module interrupteur Ml comprenant des interrupteurs de puissance pour assurer la conversion d’énergie (sur la base du principe des alimentations à découpage).

[0008] Le convertisseur 2 comprend un module de boucle de tension BT et un module boucle de courant BC qui permettent de réaliser la comparaison puis la génération de la modulation de largeur d'impulsion par un module MLI.

[0009] Le convertisseur 2 comprend un module de démarrage doux ou "soft-start" DD pour démarrer proprement, i.e. démarrer de façon monotone et en maîtrisant le courant d’appel. [0010] Sur l'exemple de la [Fig.1], le filtre d'entrée FE comprend une bobine ou inductance Se et un condensateur Ce, et le filtre de sortie FS comprend une bobine ou inductance Ss et un condensateur Cs.

[0011] Le module interrupteur Ml comprend un inverseur INV, et deux transistor à effet de champ à grille isolée M_T, M_B.

[0012] Le module MLI de génération de la modulation de largeur d'impulsion comprend un comparateur C et une bascule RS A2, et le module de démarrage doux DD comprend un interrupteur Sss, un condensateur Css et une source SourceJ.

[0013] Le module boucle de tension BT comprend une source Vref, un interrupteur Sref, deux impédances Z1 et Z2, et un correcteur PI, et le module boucle de courant BC comprend une résistance de shunt Rshunt ou résistance de mesure de courant et un gain Gl.

[0014] Au démarrage, l’interrupteur Sss, du module de démarrage doux DD, est fermé. La tension de sortie du convertisseur 2 suit l'image de la tension du point Ref qui évolue selon une rampe produite par le couple SourceJ et Css. Lorsque la rampe atteint une tension voisine de la tension de référence Vref correspondant à l'image du niveau de tension de sortie (après le filtre FS) du régime permanent du convertisseur 2, l’interrupteur Sss s’ouvre et l’interrupteur Sref se ferme. Le système passe en régime permanent, le signal PWM, correspondant au signal de modulation de largeur d'impulsion varie afin d’obtenir VFB=Vref, avec VFB représentant la tension en entrée du comparateur PI du module de boucle de tension BT.

[0015] Les contrôleurs analogiques actuels ne permettent pas de satisfaire pleinement le contrôle du courant de démarrage.

[0016] Quasi-systématiquement, pour les convertisseurs analogiques actuels du commerce, le début du démarrage n’est pas maîtrisé. Les conditions initiales du convertisseur ne sont pas satisfaisantes (effet intégrateur du correcteur). Ce temps d’initialisation engendre un appel de courant malgré le module de démarrage doux DD existant. Dans une moindre mesure, la transition entre le démarrage et le régime permanent peut engendrer un saut de courant

[0017] Un but de l'invention est de pallier les problèmes précédemment cités, et notamment de maîtriser le courant d'appel lors du démarrage d'un convertisseur contrôlé en mesure de courant servant d’onde modulante. [0018] Il est proposé, selon un aspect de l'invention, un dispositif de limitation de courant de démarrage pour convertisseur contrôlé en mesure de courant servant d’onde modulante par réglage externe de limitation de courant, le dispositif comprenant : un transistor à effet de champ à grille isolée comprenant une source, un drain et une grille ; une résistance de mesure de courant connectée entre la source et le drain ; un condensateur de réglage disposé entre la grille et la masse ; et une résistance de réglage connectée à la grille et recevant une tension de commande synchronisée sur un signal de modulation de largeur d'impulsion du convertisseur contrôlé en mesure de courant qui sert d’onde modulante.

[0019] Selon un mode de réalisation, le dispositif est configuré pour fonctionner en deux phases: une première phase correspondant au démarrage du convertisseur, durant laquelle la résistance interne du transistor décroit linéairement jusqu'à une valeur de saturation ; une deuxième phase correspondant au fonctionnement du convertisseur durant laquelle le transistor est saturé.

[0020] Il est également proposé, selon un autre aspect de l'invention, un convertisseur contrôlé en mesure de courant servant d’onde modulante comprenant : un module filtre d'entrée ; un module interrupteur ; un module boucle de courant connectée à un dispositif selon l'une des revendications précédentes ; un module boucle de tension ; un module de modulation de largeur d'impulsion ; un module de démarrage doux ; et un module filtre de sortie.

[0021] Par exemple, le convertisseur configuré pour être contrôlé en mode courant crête.

[0022] Il est également proposé, selon un autre aspect de l'invention, une alimentation à découpage comprenant un convertisseur tel que précédemment décrit [0023] L'invention sera mieux comprise à l'étude de quelques modes de réalisation décrits à titre d'exemples nullement limitatifs et illustrés par les dessins annexés sur lesquels les figures:

[0024] [Fig.1] illustre schématiquement un convertisseur contrôlé en mesure de courant servant d’onde modulante par réglage externe de limitation de courant, selon l'état de la technique ;

[0025] [Fig.2] illustre schématiquement un dispositif de limitation de courant de démarrage pour convertisseur contrôlé en mesure de courant servant d’onde modulante par réglage externe de limitation de courant, selon un aspect de l'invention ;

[0026] [Fig.3] illustre schématiquement un convertisseur muni d'un dispositif de la [Fig.2], selon un aspect de l'invention ;

[0027] [Fig.4] illustre schématiquement le fonctionnement d'un convertisseur de la [Fig.1 ], selon l'état de la technique ;

[0028] [Fig.5] illustre schématiquement le fonctionnement d'un convertisseur de la [Fig.3], selon un aspect de l'invention ; et

[0029] [Fig.6] illustre schématiquement la réalisation du signal de commande du dispositif, selon un aspect de l'invention.

[0030] Sur l'ensemble des figures, les éléments ayant des références identiques sont similaires.

[0031] La [Fig.2] représente schématiquement un dispositif de limitation de courant de démarrage pour convertisseur contrôlé en mesure de courant servant d’onde modulante par réglage externe de limitation de courant, selon un aspect de l'invention.

[0032] Le dispositif comprend un transistor à effet de champ à grille isolée MOFSET comprenant une source S, un drain D et une grille G ; une résistance de mesure de courant Rshunt_2 connectée entre la source S et le drain D ; un condensateur de réglage Ctime disposé entre la grille G et la masse ; et une résistance de réglage Rtime connectée à la grille G et recevant une tension de commande Cmde synchronisée sur un signal PWM de modulation de largeur d'impulsion du convertisseur contrôlé en mesure de courant qui sert d’onde modulante.

[0033] Le principe repose sur le fonctionnement linéaire du MOSFET. On agit sur le gain de la mesure courant (résistance variable Rvariable2).

[0034] Durant une première phase, à t=0, le transistor à effet de champ à grille isolée MOFSET est commandé lentement et de façon synchrone au signal PWM (c’est la constante de temps du couple résistance/condensateur qui permet de régler plus ou moins lentement le temps de décroissance de la résistance Rvariable2 du transistor MOSFET et donc le temps du fonctionnement linéaire. Le choix du binôme Rtime/- Ctime permet de régler le temps que l’on souhaite pour limiter le courant de démarrage. Ce réglage permet de contrôler l’évolution du signal V _gs (tension de commande entre grille G et source S du transistor MOSFET). Sa résistance interne Rvariable2 décroît linéairement jusqu’à sa valeur de saturation (Rvariable2_sat « Rshunt_2).

[0035] Durant une deuxième phase, le transistor MOFSET est saturé, la résistance de dérivation Rshunt_2 est quasiment court-circuitée, et la mesure courant est régie par la résistance de shunt ou de mesure de courant Rshunt, du module boucle de courant BC, qui permet d’assurer les pleines performances du convertisseur.

[0036] Cette solution est indépendante des constantes de temps du montage car le signal de synchronisation est le signal de PWM.

[0037] La [Fig.3] représente schématiquement un convertisseur muni d'un dispositif de la [Fig.2], en l'espèce un convertisseur selon la [Fig.1] dans lequel le module boucle de courant BC comprend en outre un dispositif de la [Fig.2] selon un aspect de l'invention.

[0038] La [Fig.4] représente schématiquement le fonctionnement d'un convertisseur de la [Fig.1], dans lequel, durant toute une phase d’initialisation (démarrage), la tension VCOMP du signal COMP est en butée haute. La limitation du courant est réalisée par la butée de lcrête (bien au-delà du courant maximal nécessaire à la charge et sa dynamique).

[0039] La [Fig.4] représente un fonctionnement conventionnel avec un rapport cyclique maximal de 50%. [0040] En comparaison, la [Fig.5] représente schématiquement le fonctionnement d'un convertisseur de la [Fig.3], selon un aspect de l'invention, dans lequel, l'originalité à agir sur la partie transitoire (temps d’initialisation) sans intervenir sur le régime permanent.

[0041] La [Fig.5] montre les effets de la limitation du courant crête au démarrage grâce à la limite de Butée lcrête qui est devenue ajustable dans le temps. Cette limite est imposée bien en deçà du régime permanent sur la phase de démarrage ce qui permet de réduire le rapport cyclique et donc les courants crêtes dans l’intégralité du convertisseur.

[0042] Comme représenté sur la [Fig.6], le signal de commande Cmde est réalisé à partir du signal PWM. Un monostable, i.e. un circuit garde en mémoire un changement de niveau permet de mettre en forme le signal pour obtenir le fonctionnement décrit ci-dessous. Selon la configuration du monostable, en l’absence d’un certain nombre de PWM (ex : arrêt du convertisseur), il peut se réinitialiser afin de préparer un nouveau démarrage si nécessaire.

[0043] Comme représenté en [Fig.6] :

- en phase 0 : retard (1 .3ms dans cette exemple) dû à la tension de seuil VGS(th) du transistor MOSFET. Ce retard n’a pas d’incidence sur le fonctionnement.

- en phase 1 : fonctionnement en linéaire du transistor MOSFET. La résistance équivalente au niveau de Rshunt_2 décroît ce qui permet d’augmenter le réglage de la limitation de courant.

- en phases 2 et 3 : le transistor MOSFET est saturé. Le réglage de la limitation de courant devient fixe et permet de fournir le courant nécessaire à la charge (suite du démarrage et régime permanent).

[0044] La solution permet de surmonter le problème d’initialisation de la plupart des contrôleurs analogiques du commerce afin de contrôler sans compromis l’amplitude des courants dans le convertisseur et plus précisément le courant d’entrée sur lequel il y a des contraintes importantes.