UMSCHALTBARE SPANNUNGSVERSORGUNG FüR HILFSSTROMKREISξ IN EINEM STROMRICHTER

Besehreibung

Schaltungsanordnung mit einer umschaltbaren Spannungsversorgung für eine Steuervorrichtung und Verfahren zum Umschalten einer Spannungsversorgung für eine Steuervorrichtung

Technisches Gebiet

5 Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanord ^¬ nung mit einer umschaltbaren Spannungsversorgung für eine Steuervorrichtung, wobei die Schaltungsanordnung einen Gleichspannungsversorgungsanschluss zum Anschließen an eine Gleichspannungsquelle und einen Wechselspannungsver- 10 sorgungsanschluss zum Anschließen an eine Wechselspannungsquelle umfasst. Sie betrifft überdies ein Verfahren zum Umschalten einer Spannungsversorgung für eine Steuervorrichtung in einer derartigen Schaltungsanordnung.

Stand der Technik

In Schaltungsanordnungen, insbesondere elektronischen 15 Vorschaltgeräten zum Betreiben von Entladungslampen, die nicht als freischwingender Oszillator aufgebaut sind und in denen deshalb Bauteile für die Steuerung des elektro ^¬ nischen Vorschaltgeräts enthalten sind, ist es erforder ^¬ lich, für diese Steuerbauteile eine ausreichende, dem Be- 20 triebszustand angepasste Versorgungsleistung zur Verfü ^¬ gung zu stellen.

üblicherweise gibt es zwei verschiedene Betriebszustände : Erstens den nach dem Anlegen der Versorgungsspannung zu durchlaufenden Anlaufzustand und zweitens den im Betrieb 25 auftretenden Normalbetrieb.

Der Anlaufzustand zeichnet sich dadurch aus, dass in ein ^¬ facher Weise über einen möglichst hochohmigen Anlaufwiderstand ein Versorgungskondensator geladen wird, der gleichzeitig als Puffer für die Versorgung mindestens ei- nes Steuerbauteils dient. Erreicht die Ladespannung einen Wert, der für das Steuerbauteil ausreichend ist, beginnt dieses mit dem Betrieb und steuert beispielsweise die Transistoren des Vorschaltgeräts; der Normalbetrieb ist erreicht. In diesem Anlaufzustand benötigen Steuerbautei- Ie wesentlich weniger Strom, den so genannten Anlaufstrom, als im Normalbetrieb.

Im Normalbetrieb wird der Pufferkondensator üblicherweise über eine Ladungspumpe geladen, um den im Normalbetrieb deutlich höheren Strombedarf der Steuerbauteile zur Ver- fügung zu stellen. Diese Ladungspumpe umfasst üblicher ^¬ weise zwei Dioden und einen Kondensator, der einerseits an ein Potential mit hohem Wechselspannungsanteil, bei ^¬ spielsweise den Halbbrückenmittelpunkt einer als Halbbrü ^¬ cke ausgelegten Brückenschaltung, und andererseits an die beiden Dioden gekoppelt ist.

In aufwändigeren Vorschaltgeräten gibt es eine Vielzahl von Steuerbauteilen, die im Normalbetrieb mit Leistung versorgt werden müssen, deren Stromzufuhr aber während des Anlaufzustands unterbrochen werden muss, um den zum Aufladen des Versorgungskondensators erforderlichen Strom möglichst klein zu halten und damit die Verluste im An ^¬ laufwiderstand im Betrieb zu minimieren.

In bestimmten Fällen kann es nun erforderlich sein, den

Betrieb des Vorschaltgeräts anzuhalten, aber dennoch zu- mindest einzelne Teile der Steuerschaltung mit Strom zu

versorgen. Dies kann beispielsweise der Fall sein, wenn der Betrieb des Vorschaltgeräts wegen zu geringer Versor ^¬ gungsspannung angehalten und das Gerät in einen Schlafmodus versetzt werden muss, bei wieder ausreichender Span- nung aber wieder gestartet werden muss. Andere mögliche Kriterien wären beispielsweise ein von einer Bedienperson oder von einer Zeitautomatik bewirkter Ausschaltvorgang. Die Feststellung eines wieder ausreichenden Wertes für die Versorgungsspannung oder eine von einer Bedienperson oder einer Zeitautomatik gewünschte erneute Inbetriebnahme muss durch ein Steuerbauteil, wie zum Beispiel einen Microcontroller, erfolgen, das zu diesem Zweck auch in diesem Schlafmodus mit einem geringen Strom versorgt werden muss.

Darstellung der Erfindung

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art bzw. ein Verfahren der eingangs genannten Art derart weiterzubilden, dass die Schaltungsanordnung bei Erfüllung hier nicht relevanter Kriterien durch eine Steuer- Vorrichtung in einen Schlafmodus versetzt und in diesem gehalten werden kann. Sobald die Kriterien nicht mehr erfüllt sind, soll die Steuervorrichtung die Wiederaufnahme des Betriebs der Schaltungsanordnung bewirken.

Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 sowie durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch 14.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass die Aufgabe gelöst werden kann, wenn zum Anhalten

des Normalbetriebs, d. h. für das Erreichen des Schlafmo ^¬ dus, die Versorgungsspannung der Ansteuerschaltung, die zur Ansteuerung der Schalter eines Inverters dient, mit einem Schalter unter einen Schwellwert gezogen wird, bei dem die Ansteuerschaltung in einen inaktiven Zustand, in den so genannten Under-Voltage-Lock-Out , übergeht. Eine Ladungspumpe, deren Eingang mit einer Wechselspannungs ^¬ quelle des Inverters gekoppelt ist, stellt dadurch keinen Strom mehr zur Versorgung anderer Steuerbauteile zur Ver- fügung. Gleichzeitig wird dann über diesen Schalter ein Versorgungspfad freigeschaltet, über den Strom über den Anlaufwiderstand an das Versorgungspotential der Steuer ^¬ vorrichtung zu dessen Leistungsversorgung geleitet wird.

Dies wird erreicht, indem eine gattungsgemäße Schaltungs- anordnung weiterhin umfasst: einen ersten Kondensator, der oben als Versorgungskondensator bezeichnet wurde, dessen erster Anschluss über einen ersten ohmschen Widerstand, dem sogenannten Anlaufwiderstand, unter Ausbildung eines ersten Verbindungspunkts mit dem Gleichspannungs- versorgungsanschluss gekoppelt ist, und dessen zweiter Anschluss mit einem Bezugspotential gekoppelt ist; eine Ansteuerschaltung zur Ansteuerung der Schalter eines Inverters, wobei die Ansteuerschaltung einen Versorgungsanschluss aufweist, der mit dem ersten Verbindungspunkt ge- koppelt ist; eine Ladungspumpe, deren Eingang mit dem Wechselspannungsversorgungsanschluss und deren Ausgang mit dem ersten Verbindungspunkt gekoppelt ist, wobei der Wechselspannungsversorgungsanschluss mit einer Wechsel ^¬ spannungsquelle gekoppelt ist, die erst dann eine Wech- selspannung bereitstellt, wenn der Inverter in Betrieb ist; eine Steuervorrichtung, wobei die Steuervorrichtung

mindestens einen Eingang, einen Ausgang und mindestens einen Versorgungsanschluss umfasst; einen ersten, einen zweiten und einen dritten elektronischen Schalter mit jeweils einer Steuerelektrode, einer Bezugselektrode und einer Arbeitselektrode, wobei die Bezugselektrode des ersten und des zweiten elektronischen Schalters mit dem ersten Verbindungspunkt gekoppelt ist, wobei die Arbeits ^¬ elektrode des ersten elektronischen Schalters mit dem Versorgungsanschluss der Steuervorrichtung gekoppelt ist, wobei die Steuerelektrode des ersten elektronischen Schalters über eine erste Spannungsbegrenzungsvorrichtung mit dem Bezugspotential gekoppelt ist, wobei die Steuer ^¬ elektrode des ersten elektronischen Schalters mit der Arbeitselektrode des dritten elektronischen Schalters ge- koppelt ist, wobei die Steuerelektrode des dritten elekt ^¬ ronischen Schalters mit dem Ausgang der Steuervorrichtung und die Bezugselektrode des dritten elektronischen Schal ^¬ ters mit dem Bezugspotential gekoppelt ist, wobei die Steuerelektrode des zweiten elektronischen Schalters über eine zweite Spannungsbegrenzungsvorrichtung mit dem Bezugspotential gekoppelt ist, wobei die Arbeitselektrode des zweiten elektronischen Schalters über eine erste Dio ^¬ de mit dem Versorgungsanschluss der Steuervorrichtung ge ^¬ koppelt ist, und wobei mindestens ein weiterer Verbrau- eher, insbesondere die oben erwähnten weiteren Steuerbau ^¬ teile, mit der Arbeitselektrode des zweiten elektroni ^¬ schen Schalters gekoppelt ist.

Bevorzugt ist die Durchbruchspannung der ersten Span- nungsbegrenzungsvorrichtung kleiner als die Durchbruch- Spannung der zweiten Spannungsbegrenzungsvorrichtung. Dadurch wird sichergestellt, dass, wenn der erste elektro-

nische Schalter leitet, der zweite elektronische Schalter sperrt .

Es ist weiterhin bevorzugt, dass die Ansteuerschaltung einen Anlaufstrom aufweist, wobei der erste ohmsche Wi- derstand kleiner/gleich dem Quotienten aus der minimalen Spannung der am Gleichspannungsversorgungsanschluss anzu ^¬ schließenden Gleichspannungsquelle und dem maximalen Anlaufstrom ist. Hierbei ist zu berücksichtigen, dass die Ansteuerschaltung auch bei Spannungen am ersten Kondensa- tor, die noch nicht zu einem Anlaufen der Ansteuerschal ^¬ tung führen (Under-Voltage-Lock-Out ) , dennoch Strom auf ^¬ nimmt. In dieser Phase wird außerdem Strom von der Steuervorrichtung aufgenommen. Ist die Summe dieser beiden Ströme klein, so besteht die Möglichkeit, ohne eine sepa- rate Abschaltung der Ansteuerschaltung diese über den ersten ohmschen Widerstand, den so genannten Anlaufwiderstand, zu versorgen. Braucht die Ansteuerschaltung und/oder die Steuervorrichtung im Schlafmodus der Schaltungsanordnung jedoch zuviel Strom, ist eine separate Ab- Schaltung der Ansteuerschaltung, wie sie weiter unten unter Einführung eines dazu nötigen vierten elektronischen Schalters näher beschrieben ist, vorteilhafter.

Bevorzugt ist zur Strecke Arbeitselektrode - Bezugspoten ^¬ tial des zweiten elektronischen Schalters ein zweiter Kondensator parallel geschaltet. Aus diesem können dann die weiteren Verbraucher und im Normalbetrieb auch die Steuervorrichtung mit Leistung versorgt werden.

Eine bevorzugte Weiterbildung zeichnet sich, wie bereits oben kurz erwähnt, dadurch aus, dass die Schaltungsanord- nung weiterhin einen vierten elektronischen Schalter mit

einer Steuerelektrode, einer Bezugselektrode und einer Arbeitselektrode umfasst, wobei die Strecke Bezugselekt ^¬ rode - Arbeitselektrode des vierten elektronischen Schal ^¬ ters zwischen den ersten Verbindungspunkt und den Versor- gungsanschluss der Ansteuerschaltung gekoppelt ist, wobei die Steuerelektrode des vierten elektronischen Schalters über die Serienschaltung einer dritten Spannungsbegren- zungsvorrichtung und eines zweiten ohmschen Widerstands mit dem Bezugspotential gekoppelt ist. Dies ermöglicht die bereits oben kurz angesprochene Variante, die verhin ^¬ dert, dass im Schlafmodus ein zu großer Strom in die An ^¬ steuerschaltung abfließt und deshalb kein ausreichend großer Strom mehr für die Steuervorrichtung zur Verfügung gestellt werden kann.

Mit U _D2 als Durchbruchspannung der ersten Spannungsbe- grenzungsvorrichtung, U _D4 als Durchbruchspannung der zweiten Spannungsbegrenzungsvorrichtung und U _D i als Durchbruchspannung der dritten Spannungsbegrenzungsvor- richtung gilt bevorzugt

U _D 2 < U _n l < U _D4 .

Diese Maßnahme stellt sicher, dass beim Anlaufen zunächst die Ansteuerschaltung mit Energie versorgt wird und erst nach dem Hochlaufen des Inverters die Steuervorrichtung sowie die übrigen Verbraucher. Im Schlafmodus hingegen wird dadurch sichergestellt, dass die Ansteuerschaltung sowie die übrigen Verbraucher mit keiner Energie versorgt werden, vielmehr über einen nunmehr neuen Strompfad lediglich die Steuervorrichtung.

Bevorzugt ist der Inverter als Halbbrückenschaltung ausgebildet, wobei der Halbbrückenmittelpunkt die Wechsel ^¬ spannungsquelle darstellt.

Es kann weiterhin eine vierte Spannungsbegrenzungsvor- richtung vorgesehen sein, die zwischen den ersten ohm- schen Widerstand und den ersten Kondensator gekoppelt ist, wobei die Bezugselektrode des vierten elektronischen Schalters mit dem Verbindungspunkt des ersten ohmschen Widerstands und der vierten Spannungsbegrenzungsvorrich- tung gekoppelt ist, wobei der Ausgang der Ladungspumpe, die Bezugselektrode des ersten elektronischen Schalters und die Bezugselektrode des zweiten elektronischen Schal ^¬ ters mit dem Verbindungspunkt der vierten Spannungsbe- grenzungsvorrichtung und des ersten Kondensators gekop- pelt sind. Diese Ausführungsform trägt dem Umstand Rech ^¬ nung, dass es vorkommen kann, dass die Differenz aus der Spannung, bei der die Ansteuerschaltung den Betrieb aufnimmt, und der Maximalspannung, auf die die Ansteuerschaltung die Spannung am ersten Kondensator klemmt, zu gering ist, so dass es nicht mehr möglich ist, einen ge ^¬ eigneten Wert für die Zenerspannung der Zenerdiode, die bevorzugt als zweite Spannungsbegrenzungsvorrichtung verwendet wird, zu finden. Die Zenerspannung der Zenerdiode, die als zweite Spannungsbegrenzungsvorrichtung verwendet wird, und damit die Spannung am ersten Kondensator, bei deren überschreiten der zweite elektronische Schalter leitend wird, muss einerseits nämlich deutlich über der Schwellspannung liegen, ab der die Ansteuerschaltung arbeitet, und andererseits deutlich unter der Klemmspannung der Ansteuerschaltung. Gemäß dieser Ausführungsform wird daher eine vierte Spannungsbegrenzungsvorrichtung, insbe-

sondere eine vierte Zenerdiode, in Serie zu der Versor ^¬ gungsleitung für die Ansteuerschaltung geschaltet. Durch diese Zenerdiode kann die oben genannte Differenz erhöht werden. Für eine einwandfreie Funktion ist es von Vor- teil, den ersten ohmschen Widerstand nicht direkt mit dem ersten Kondensator zu verbinden, sondern an die Anode der Zenerdiode, die als vierte Spannungsbegrenzungsvorrich- tung wirkt, zu schalten.

Für eine zuverlässige Versorgung der Steuereinrichtung mit einer Versorgungsspannung ist zwischen die Arbeitselektrode des ersten elektronischen Schalters und den Versorgungsanschluss der Steuervorrichtung bevorzugt ein Spannungsregler gekoppelt.

Bevorzugt ist weiterhin die erste, die zweite, die dritte und die vierte Spannungsbegrenzungsvorrichtung als Zenerdiode realisiert. Realisierungen, in denen die erste, die zweite, die dritte und die vierte Spannungsbegrenzungs- vorrichtung durch Transistoren oder Transistorschaltungen realisiert sind, sind ebenso möglich, jedoch teurer.

Bevorzugt ist die erste Spannungsbegrenzungsvorrichtung seriell zwischen die Steuerelektrode des ersten elektro ^¬ nischen Schalters und die Arbeitselektrode des dritten elektronischen Schalters gekoppelt. Dabei ist der dritte elektronische Schalter bevorzugt als Bipolartransistor ausgeführt.

In einer Alternative hierzu ist weiterhin ein dritter ohmscher Widerstand vorgesehen, der zwischen die Steuerelektrode des ersten elektronischen Schalters und die Ar ^¬ beitselektrode des dritten elektronischen Schalters ge- koppelt ist, wobei der dritte elektronische Schalter als

MOSFET ausgebildet ist, wobei die erste Spannungsbegren- zungsvorrichtung einerseits mit dem Verbindungspunkt des dritten ohmschen Widerstands und der Arbeitselektrode des dritten elektronischen Schalters und andererseits mit dem ersten Verbindungspunkt gekoppelt ist. Während bei einer Realisierung des dritten elektronischen Schalters als Bipolartransistor die Steuervorrichtung den Basisstrom an den dritten elektronischen Schalter zur Verfügung stellen muss, damit dieser eingeschaltet bleibt, muss bei Reali- sierung des dritten elektronischen Schalters als MOSFET dessen Gate nur einmal aufgeladen werden. Die zuletzt genannte Ausführungsform zeichnet sich deshalb durch einen besonders niedrigen Stromverbrauch aus.

Bei der Ausführungsform, in der der dritte elektronische Schalter als Bipolartransistor ausgebildet ist, kann zwischen die Steuerelektrode des dritten elektronischen Schalters und den Ausgang der Steuervorrichtung ein vierter ohmscher Widerstand gekoppelt sein. Dieser stellt si ^¬ cher, dass der Ausgang der Steuervorrichtung nicht auf die Basis-Emitter-Spannung des dritten elektronischen Schalters geklemmt wird.

Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die mit Bezug auf die erfindungsgemäße Schaltungsanord- nung vorgestellten bevorzugten Ausführungsformen und deren Vorteile gelten entsprechend, soweit anwendbar, für das erfindungsgemäße Verfahren.

Kurze Beschreibung der Zeichnung (en)

Im Nachfolgenden werden Ausführungsbeispiele einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 in schematischer Darstellung ein erstes Ausfüh- rungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungs ^¬ anordnung;

Fig. 2 in schematischer Darstellung ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungs ^¬ anordnung;

Fig. 3 in schematischer Darstellung ein drittes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungs ^¬ anordnung;

Fig. 4 in schematischer Darstellung ein viertes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungs- anordnung; und

Fig. 5 den zeitlichen Verlauf einiger elektrischer Größen für die Ausführungsform von Fig. 1.

Bevorzugte Ausführung der Erfindung

In den verschiedenen Ausführungsbeispielen werden für gleiche und gleichwirkende Elemente dieselben Bezugszei- chen verwendet.

Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfin ^¬ dungsgemäßen Schaltungsanordnung. Unter der Bezeichnung OP sind analoge Verbraucher, unter der Bezeichnung DR di-

gitale Verbraucher zusammengefasst . Sie umfassen die ein ^¬ gangs erwähnten Steuerbauteile.

Zunächst wird der Kondensator C2 über den Anlaufwiderstand R4 aus einer Gleichspannungsquelle, die insbesonde- re die Zwischenkreisspannung U _zw darstellen kann, langsam aufgeladen. Die Transistoren Tl und T4 sind nichtleitend, solange die Spannung am Kondensator C2 nicht die Zenerspannung der Zenerdioden Dl, die den Transistor Tl einschaltet, bzw. D4, die den Transistor T4 einschaltet, überschreitet. Seriell zur Zenerdiode Dl ist ein ohmscher Widerstand Rl angeordnet, damit die Emitterspannung des Transistors Tl nicht hart geklemmt wird.

Die Einschaltspannung für den Transistor Tl, die im Wesentlichen der Zenerspannung der Zenerdiode Dl entspricht (in den nachfolgenden Betrachtungen wird zur Erleichterung des Verständnisses der kleine Anteil aufgrund des Basis-Emitter-übergangs des jeweils zugeordneten Transis ^¬ tors vernachlässigt) , wird so gewählt, dass sie kleiner als die Spannung ist, bei der ein Halbbrückentreiber HBD seinen Betrieb aufnimmt. Der Halbbrückentreiber HBD wird über einen Versorgungsanschluss V2 mit Spannung versorgt. Die Einschaltspannung für den Transistor T4, die im Wesentlichen der Zenerspannung der Zenerdiode D4 entspricht, wird so gewählt, dass sie größer als die Span- nung ist, bei der der Halbbrückentreiber HBD seinen Betrieb aufnimmt. Dadurch ist gewährleistet, dass die Verbraucher OP, DR erst dann mit Spannung versorgt werden, wenn eine Ladungspumpe, die die Dioden D5 und D6 so ^¬ wie den Kondensator C5 umfasst, als Stromquelle arbeitet und damit genügend Versorgungsleistung verfügbar ist. Zu diesem Zweck ist der Wechselspannungsversorgungsanschluss

HBM der Ladungspumpe D5, D6, C5 mit dem Halbbrückenmit ^¬ telpunkt einer Halbbrückenschaltung verbunden.

Der Transistor T2 ist nicht-leitend, solange der Transis ^¬ tor T5 ausgeschaltet ist.

Die Versorgung eines Microcontrollers MC, der als Steuer ^¬ vorrichtung wirkt, erfolgt im Normalbetrieb der Schal ^¬ tungsanordnung aus dem Kondensator C2, über den Transistor T4, die Diode D7 und einen Spannungsregler, der einen Transistor T3, eine Diode D3, einen Widerstand R3 und ei- nen Kondensator C3 umfasst, aus der durch die Ladungspumpe D5, D6, C5 bereitgestellten Versorgungsspannung. Um die Schaltungsanordnung aufgrund von an den Eingängen El, E2 des Microcontrollers MC empfangenen Signalen in einen Schlafmodus zu versetzen, wird der Transistor T5 vom Mic- rocontroller MC über seinen Ausgang Al eingeschaltet. Dadurch klemmt die Zenerdiode D2 über den Transistor T2 die Spannung über dem Kondensator C2 auf einen Wert, der im Wesentlichen der Zenerspannung der Zenerdiode D2 entspricht .

Diese durch die Zenerdiode D2 definierte Klemmspannung liegt unter den Zenerspannungen der Zenerdiode Dl und der Zenerdiode D4, wodurch sowohl der Halbbrückentreiber HBD als auch die restlichen Verbraucher OP, DR stromlos geschaltet werden. Die Ladungspumpe D5, D6, C5 arbeitet dann nicht mehr, weil das Potential, an das C5 ange ^¬ schlossen ist, keinen auskoppelbaren Wechselspannungsanteil mehr aufweist.

über den Transistor T2 wird der gesamte, durch den ohm- schen Widerstand R4 zur Verfügung stehende Strom dem Mic- rocontroller MC zur Verfügung gestellt, der diesen im

Schlafzustand der Schaltungsanordnung ausreichend versorgt. Die Diode D7 verhindert dabei, dass Teile des durch den ohmschen Widerstand R4 fließenden Stroms in die anderen Verbraucher OP, DR abfließen können, da diese im Schlafzustand in Sperrrichtung gepolt ist. Auch in diesem Schlafzustand des Vorschaltgeräts, in dem der Micro ^¬ controller MC über den ohmschen Widerstand R4 versorgt wird, regelt der aus dem Transistor T3, dem ohmschen Widerstand R3, der Diode D3 und dem Kondensator C3 gebilde- te Spannungsregler die Versorgungsspannung für den Microcontroller MC, die diesem am Versorgungsanschluss Vl zu ^¬ geführt wird.

Zwischen dem Ausgang Al des Microcontrollers MC und der Steuerelektrode des Transistors T5 ist ein ohmscher Wi- derstand R5 angeordnet, der dafür sorgt, dass der Ausgang des Microcontrollers MC nicht auf die Basis-Emitter- Spannung des Transistors T5 geklemmt wird.

Ein ohmscher Widerstand R2, der parallel zur Strecke Be ^¬ zugselektrode - Steuerelektrode des Transistors T2 ange- ordnet ist, verhindert ein unabsichtliches Einschalten des Transistors T2.

In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel beträgt die Ze- nerspannung der Diode Dl 12 V, die Zenerspannung der Diode D4 15 V und die Zenerspannung der Diode D2 8 V.

Die in Fig. 2 dargestellte Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist gegenüber der Ausführungsform von Fig. 1 vereinfacht, dadurch dass der Transistor Tl, die Diode Dl, der ohmsche Widerstand Rl sowie der Kondensator Cl weggefallen sind. Auf die zu- letzt genannten Bauelemente, die ein aktives Abschalten

des Halbbrückentreibers HBD ermöglichten, kann verzichtet werden, wenn die Summe aus dem Anlaufstrom des Halbbrückentreibers HBD und dem im Schlafmodus für den Micro ^¬ controller MC erforderlichen Strom klein genug ist, um über den Anlaufwiderstand R4 geführt zu werden. Dies be ^¬ rücksichtigt, dass der Halbbrückentreiber HBD auch in seinem ausgeschalteten Zustand Strom verbraucht, wenn an seinem Versorgungsanschluss V2 eine Spannung anliegt, die so klein ist, dass sich der Halbbrückentreiber HBD im Un- der-Voltage-Lock-Out-Betrieb befindet. Ist dieser Strom ^¬ verbrauch zu hoch, ist die Ausführungsform von Fig. 1 zu bevorzugen .

Ist die Differenz aus der Spannung, bei der der Halbbrückentreiber HBD seinen Betrieb aufnimmt, und der Maximal- Spannung, auf die er die Versorgungsspannung, d. h. die Spannung am Kondensator C2, klemmt, zu gering, ist es nicht mehr möglich, einen geeigneten Wert für die Ze- nerspannung der Zenerdiode D4 zu finden. Die Zenerspan- nung der Zenerdiode D4 und damit die Spannung am Konden- sator C2, bei deren überschreiten der Transistor T4 leitend wird, muss einerseits deutlich über der Schwellspannung liegen, ab der der Halbbrückentreiber HBD arbeitet, der so genannten Under-Voltage-Lock-Out-Schwelle, und an ^¬ dererseits deutlich unter der Klemmspannung des Halbbrü- ckentreibers HBD.

Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 3 wird deshalb eine weitere Zenerdiode D8 in Serie zu der Versorgungsleitung für den Halbbrückentreiber HBD geschaltet. Durch diese Zenerdiode D8 kann die oben genannte Differenz erhöht werden. Für eine einwandfreie Funktion ist es von Vorteil, den Anlaufwiderstand R4 nicht direkt mit dem Kon-

densator C2, sondern an die Anode der Zenerdiode D8 zu schalten. Die Klemmwirkung des Halbbrückentreibers HBD ergibt sich aufgrund einer nicht dargestellten, im Halbbrückentreiber angeordneten Zenerdiode. Diese wirkt, wenn der Transistor Tl eingeschaltet ist. Vom Kondensator C2 aus gesehen wirkt demnach als Klemmspannung die Summe aus der Klemmspannung der Zenerdiode D8 und der Klemmspannung der internen Zenerdiode (nicht dargestellt) des Halbbrü ^¬ ckentreibers HBD.

Die Ausführungsform von Fig. 4 zeichnet sich dadurch aus, dass sie einen niedrigeren Strom durch den Anlaufwiderstand R4 benötigt als die drei anderen Ausführungsformen. Dazu ist der Transistor T5 als MOSFET-Transistor realisiert, wobei der ohmsche Widerstand R5 nunmehr zwischen den Ausgang Al des Microcontrollers MC und das Bezugspo ^¬ tential gekoppelt ist. Die Anordnung des Widerstands R5 von Fig. 4 stellt sicher, dass der Transistor T5 nicht unbeabsichtigt eingeschaltet werden kann. Der Widerstand R5 stellt sicher, dass der Transistor T5 nur eingeschal- tet wird, wenn der Ausgang Al des Microcontrollers MC auf Active High ist. überdies ist ein ohmscher Widerstand R6 vorgesehen, der seriell zwischen die Steuerelektrode des Transistors T2 und die Arbeitselektrode des Transistors T5 gekoppelt ist. Mit der Arbeitselektrode des Transis- tors T5 ist die Zenerdiode D2 gekoppelt, wodurch der Kon ^¬ densator C2 im eingeschalteten Zustand des Transistors T5 über die Zenerdiode D2 geklemmt wird. Dabei ist der am ohmschen Widerstand R2 abfallende Spannungsanteil so groß, dass der Transistor T2 leitend bleibt. Dadurch kann die Basis am Transistor T2 auf kleinere Werte sinken, wo-

bei der Transistor T2 dann immer noch eingeschaltet bleibt.

Im Vergleich zu den anderen Ausführungsformen muss das Gate des als MOSFET ausgebildeten Transistors T5 nur ein- mal aufgeladen werden; der Transistor T5 verbraucht weiterhin keinen Strom. Im Gegensatz hierzu verbraucht der als Bipolartransistor ausgebildete Transistor T5 der drei anderen Ausführungsbeispiele einen gewissen Basisstrom, damit er eingeschaltet bleibt. Diesen Basisstrom muss der Microcontroller MC zur Verfügung stellen und dies ist selbstverständlich nur möglich, wenn dieser Strom dem Microcontroller MC zugeführt wird.

Zur Erklärung der Funktionsweise einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird auf Fig. 5 Bezug genommen. Diese zeigt schematisch den zeitlichen Verlauf der Spannungen an den Kondensatoren Cl, C2 und C4 für das Ausführungsbeispiel von Fig. 1.

Für die nachfolgenden Ausführungen ist weiterhin angenommen, dass die Zenerspannung der Zenerdiode Dl 12 V, die Zenerspannung der Zenerdiode D2 8 V und die Zenerspannung der Zenerdiode D4 15 V beträgt.

Zunächst wird der Kondensator C2 über den ohmschen Widerstand R4 allmählich aufgeladen. Die Spannung U _C 2 steigt langsam an.

Sobald die Spannung U _C 2 12 V zum Zeitpunkt ti erreicht hat, geht der Transistor Tl in den leitenden Zustand ü- ber. Die Spannung am Kondensator Cl steigt ebenfalls auf 12 V und steigt anschließend synchron mit der Spannung am Kondensator C2 weiter. Zum Zeitpunkt t2 hat die Spannung

am Kondensator Cl einen Wert erreicht, der über der Un- der-Voltage-Lock-Out-Spannung des Halbbrückentreibers HBD liegt. Dadurch wird der Halbbrückentreiber HBD in Betrieb gesetzt, wodurch die Ladungspumpe ihren Betrieb aufnimmt und die Spannung am Kondensator C2 und damit die Spannung am Kondensator Cl weiter steigt. Aufgrund der Zenerdiode D4 wird die Spannung an den Kondensatoren Cl, C2 auf die Zenerspannung der Zenerdiode D4 geklemmt. Sobald die Spannung am Kondensator C2 die Zenerspannung der Zenerdi- ode D4 erreicht hat, schaltet der Transistor T4 ein, wo ^¬ durch die Spannung am Kondensator C4 auf 15 V steigt.

Zum Zeitpunkt t ₃ liegen den Eingängen El, E2 des Microcontrollers MC Kriterien vor, die dazu führen, dass der Microcontroller MC die Schaltungsanordnung in den Schlaf- modus versetzt. Dazu schaltet er den Transistor T5 ein, wodurch der Transistor T2 leitend geschaltet wird. Da ^¬ durch wird die Spannung am Kondensator C2 auf die Zenerspannung der Zenerdiode D2 geklemmt, siehe Fig. 5a. Die Transistoren Tl und T4 sperren. Dadurch sinkt die Spannung am Kondensator Cl und die Spannung am Kondensator C4 auf Null. Die Verbraucher OP und DR werden ebenso wie der Halbbrückentreiber HBD nicht mehr mit Strom versorgt. Im Gegensatz hierzu wird lediglich der Microcontroller MC über den ohmschen Widerstand R4 und den Transistor T2 mit Energie versorgt.