La présente invention concerne une alimentation à découpage, du type comportant :

- une entrée pour un courant variable d'entrée sous une tension d'entrée ;

- une sortie pour un courant continu de sortie, et

- successivement, depuis l'entrée vers la sortie,

- un système d'interrupteurs commandés;

- un transformateur dont le primaire est relié en sortie du système d'interrupteurs commandés ;

- un circuit de redressement connecté aux bornes d'un circuit secondaire du transformateur ; et

- un condensateur de stockage relié en parallèle aux bornes de sortie du circuit redresseur avec interposition d'une bobine, la sortie étant formée aux bornes du condensateur de stockage.

De nombreux appareils électroniques sont alimentés à partir du réseau distribuant un signal sinusoïdal au travers d'une alimentation à découpage propre à fournir un courant continu d'alimentation.

Tel est le cas par exemple pour des amplificateurs haute-fidélité.

Une telle alimentation à découpage à correction de facteur de puissance comporte donc deux étages de commutation, un premier dans le circuit boost et le second dans le pont d'interrupteurs commandés. Cette double structure de commutation est à l'origine d'un rendement relativement faible de l'alimentation à découpage.

WO 201 1 /1 14007 décrit une alimentation à découpage comportant un unique étage de commutation et présentant ainsi un rendement élevé.

Les interrupteurs du pont relié à l'enroulement primaire du transformateur sont contrôlés par un microprocesseur dont l'alimentation est référencée à la tension secteur.

Il est donc nécessaire de prévoir des barrières d'isolation de potentiel lors de tout échange d'informations depuis le circuit relié à l'enroulement secondaire vers le circuit relié à l'enroulement primaire.

De ce fait, la mesure de la tension V _sec et du courant l _sec utilise de tels isolateurs.

Dans le cas où on ne mesure pas l _sec mais où on estime l _sec par différence de la tension secondaire entre deux mesures proches, on économise un canal de transmission isolée. Par contre, on ajoute des contraintes supplémentaires sur la mesure de la tension V _sec , à savoir : - Précision accrue requise pour avoir une mesure significative de la variation de V _sec durant la courte période de mesure (1 ms environ) : utilisation d'un convertisseur Analogique/Numérique de 14 à 16 bits de résolution typiquement ;

- Mise en place d'un canal de communication rapide entre le secondaire et le primaire pour la transmission de cette information, typiquement utilisation d'un bus de type SPI nécessitant 3 signaux de commande (CLK, CS, MISO)

En outre, l'estimation de la puissance du secondaire à partir de l _sec fait l'hypothèse que la consommation mesurée durant 1 ms est représentative de la consommation réelle durant la dernière période secteur, ce qui n'est pas forcément le cas.

Dans tous les cas, l'estimation de la consommation du secondaire est entachée d'erreur, en particulier aux faibles puissances. De ce fait, il est nécessaire d'ajouter un filtrage passe bas ou une porte à bruits (connue sous le nom de noise gâte en anglais), ce qui se traduit par une dégradation de la régulation aux transitoires.

Enfin, la durée de non-transmission d'énergie (intervalle A dans WO 201 1/1 14007) ne peut pas être trop courte pour avoir le temps de faire la mesure de la pente de la tension V _sec (deux mesures à 1 ms d'intervalle par exemple) et le temps d'effectuer les calculs de puissance.

L'invention a pour but de proposer une alimentation à découpage présentant un rendement élevé tout en évitant les contraintes précédemment évoquées dans le calcul ou l'estimation du courant de sortie.

A cet effet, l'invention a pour objet une alimentation à découpage du type précité, caractérisée en ce qu'elle comporte des moyens de commande du système d'interrupteurs pour commander l'amplitude du courant d'entrée en fonction de la tension d'entrée, de la tension aux bornes du condensateur de stockage, et de la puissance fournie à la sortie, et les moyens de commande comportent des moyens de calcul de manière cyclique, de la puissance fournie, à partir d'une puissance fournie à un cycle antérieur et d'au moins une variation de puissance fournie estimée en sortie sur un cycle.

Selon des modes particuliers de réalisation, l'alimentation comporte l'une ou plusieurs des caractéristiques suivantes :

- au moins une variation de puissance fournie estimée en sortie sur un cycle comporte la variation de puissance fournie au cycle précédant et la variation de puissance fournie deux cycles auparavant ;

- la puissance fournie P _n au cycle courant n est donnée par P _n = P _n- i +2 ΔΡ _η-1 - ΔΡ _η _ ₂ ; Où

P _n -i : puissance fournie au cycle précédent n-1 ,

ΔΡη-ι : variation de puissance calculée par l'étage 104 à la fin du cycle précédant n-1 , et

ΔΡη-2 : variation de puissance calculée par l'étage 104 au cycle antérieur n-2 ;

- les moyens de calcul de la puissance fournie comportent un filtre à réponse impulsionnelle finie propre à recevoir en entrée au moins une variation de puissance fournie ΔΡ _η-1 , estimée en sortie sur un cycle et un intégrateur ;

- le filtre à réponse impulsionnelle finie est un filtre à deux coefficients de valeur +2 et -1 ;

- les moyens de calcul de manière cyclique, de la puissance fournie comportent des moyens de calcul de la variation de puissance fournie en sortie à partir de la tension en sortie et d'une tension de référence ;

- les moyens de commande sont propres à calculer de manière cyclique une puissance fournie pour chaque demi-période du courant d'entrée ;

- le système d'interrupteurs commandés est le seul circuit entre l'entrée et la sortie à comporter des organes de commutation ;

- le primaire du transformateur comporte deux enroulements et des moyens de sélection de l'un au moins de ces deux enroulements ;

- ladite alimentation est dépourvue de moyens de mesure de l'intensité de sortie ; L'invention a également pour objet un amplificateur haute-fidélité comportant un étage d'amplification et une alimentation à découpage telle que définie ci-dessus.

L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple et faite en se référant aux dessins sur lesquels :

- la figure 1 est un circuit schématique de l'alimentation à découpage selon l'invention intégrée dans un amplificateur ;

- la figure 2 est un schéma synoptique du mode de commande des interrupteurs mis en œuvre dans l'alimentation illustrée sur la figure 1 ;

- la figure 3 est une courbe illustrant la tension et le courant d'entrée de l'alimentation à découpage ; et

- la figure 4 est un ensemble de courbes illustrant au cours du temps, l'évolution de la puissance à transmettre.

Sur la figure 1 est illustré un amplificateur haute-fidélité 10 comportant une alimentation à découpage 12 alimentant un étage d'amplification 14. L'étage d'amplification 14 de tout type adapté est décrit par exemple dans la demande de brevet FR 2.873.872. L'alimentation à découpage 12 présente une entrée 16 propre à être reliée à un réseau d'alimentation 18 fournissant un courant alternatif par exemple sinusoïdal par exemple de 220 V à une fréquence de 50 ou 60 Hz, par l'intermédiaire d'un pont de diodes propre à réaliser le redressement de la tension du réseau. A l'entrée 16, la tension et l'intensité sont chacune toujours de même signe et positive, et sont variables au cours du temps.

La tension d'entrée est notée V _PR | et l'intensité traversant l'entrée 16 est noté l _PR |. L'entrée 16 est reliée directement, sans interposition d'un circuit de type boost à l'entrée d'un pont d'interrupteurs commandés 20 dont la sortie est reliée à un transformateur 21 .

Comme connu en soi, le pont d'interrupteurs 20 comporte deux branches parallèles comportant chacune deux interrupteurs commandés montés en série, ces deux branches étant reliées entre les deux bornes d'entrée 16. Les points de connexion des interrupteurs d'une même branche constituant la sortie du pont d'interrupteurs.

Chacun des interrupteurs est constitué par exemple d'un transistor de type MOS et ces transistors sont commandés par un circuit de commande 22.

Le transformateur 21 comporte un circuit primaire 24 relié entre les deux interrupteurs commandés montés en série de chaque branche et un circuit secondaire 26 relié aux bornes d'entrée d'un circuit de redressement 28 formé par exemple d'un pont de diodes connu en soi.

Avantageusement, le circuit primaire 24 du transformateur comporte deux enroulements et des moyens de sélection de l'un et/ou l'autre de ces deux enroulements pour leur connexion aux deux interrupteurs commandés montés en série de chaque branche.

Une diode 30 est reliée entre les deux bornes de sortie du pont de diodes 28.

La sortie du pont de diodes 28 est reliée également à un condensateur 32 de stockage au travers d'une bobine 34. Cette bobine est disposée entre la cathode de la diode 30 et l'une des bornes du condensateur 32. La sortie notée 36 de l'alimentation à découpage est formée aux bornes du condensateur 32. Le courant de sortie est noté l _sec alors que la tension de sortie est notée V _sec .

Des moyens de mesure de l'intensité d'entrée l _PR | sont prévus en entrée de l'alimentation à découpage. Ils sont formés par exemple d'une résistance 38 aux bornes de laquelle la tension est mesurée, cette tension étant proportionnelle à l'intensité circulant dans la résistance.

L'alimentation 12 est dépourvue de moyens de mesure ou d'estimation de l'intensité de sortie l _sec , quantité non utilisée pour la régulation de l'alimentation. Les interrupteurs commandés opposés des deux branches du pont 20 ont leurs bases reliées ensemble pour recevoir une même commande notée respectivement C ₀ et

Le circuit de commande 22 reçoit, en entrée, par tout moyen adapté la tension d'entrée V _PR |, l'intensité d'entrée I _PR | et la tension de sortie V _sec .

Sur la figure 2 est illustrée la chaîne de régulation 100 mise en œuvre par circuit de commande 22. L'alimentation à découpage est destinée à fournir une tension de consigne constante notée V _sec target- Celle-ci est par exemple égale à 50 V. Cette tension est celle mesurée à la sortie 36 de l'alimentation ou encore aux bornes du condensateur de stockage 32.

Le circuit de commande 22 est propre à fournir les deux signaux de commande C ₀ et Ci appliqués respectivement aux interrupteurs commandés diamétralement opposés du pont 20.

Le régulateur 100 illustré sur la figure 2 comporte en entrée un soustracteur 102 recevant la tension de consigne V _sec target et la tension mesurée en sortie V _sec .

Un étage 104 calcule la variation de puissance ΔΡ à fournir au condensateur 32 pour passer de la tension actuelle V _sec en sortie à la tension de consigne V _sec target, sans tenir compte de la puissance ΔΡ à fournir à la charge 14.

Cette variation de puissance est donnée par

1 y ² - V ² )

AP = - C ^sectarget — χ λ

2 B

où λ est un coefficient de pondération de préférence strictement supérieur à 1 , tel que λ ₌ — _{o u} n _es t | _e rendement de l'alimentation,

C est la capacité du condensateur 32, et

B est la durée de la période d'apport d'énergie au condensateur de stockage 32 sur une demi-période du signal d'alimentation.

La complémentaire de B dans la demi-période du signal d'alimentation et qui correspond à la période de non-apport d'énergie est notée A.

Les durées A et B sont illustrées sur la figure 3.

La variation de puissance ΔΡ est calculée de manière cyclique une fois pour chaque demi-période du signal d'alimentation, soit toutes les 10 millisecondes pour un signal de 50 Hz. Elles sont donc indexées par un indice n correspondant au cycle n considéré. Sur la figure 2, les indices ne sont pas reportés par soucis de simplification. En sortie de l'étage 104 est prévu un étage 105 de calcul de la puissance moyenne P _n qui sera fournie par l'alimentation en sortie au cours de la demi-période secteur courante correspondant au cycle n à partir de la variation de puissance ΔΡ _η- ι au cycle précédent n-1 , de la variation de puissance ΔΡ _η - ₂ au cycle encore précédent n-2 et de la puissance moyenne P _n -i fournie au cycle précédent n-1 .

L'étage 105 comporte en série un filtre à réponse impulsionnelle finie 106 encore appelé filtre FIR à deux coefficients de valeur +2 et -1 et un intégrateur 107.

La fréquence de calcul du filtre FIR 106 est celle d'une demi-alternance secteur, à savoir 100Hz par exemple.

Le filtre FIR 106 reçoit uniquement la variation de puissance ΔΡ _η-1 et comporte une mémoire de stockage de la variation de puissance précédente ΔΡ _η _ ₂ .

La sortie de l'intégrateur fournit la nouvelle puissance de consigne P _n que l'alimentation doit fournir lors l'alternance secteur courante n correspondant au cycle n.

Compte tenu du filtre FIR 106, la puissance de consigne P _n est données par : P _n = P _n-1 +2 ΔΡ _η-1 - ΔΡ _η - ₂

Où P _n : puissance fournie au cycle courant n,

P _n -i : puissance fournie au cycle précédent n-1 ,

ΔΡη-ι : variation de puissance calculée par l'étage 104 à la fin du cycle précédant n-1 , et

ΔΡη- ₂ : variation de puissance calculée par l'étage 104 au cycle encore précédent n-2.

Un étage 108 de calcul de la tension crête ^A V _PR | reçoit en entrée la tension d'entrée V _PR |.

Un étage 109 de calcul de la résistance équivalente est relié en sortie des étages 105 et 108 et est propre à calculer la résistance équivalente R à partir du quotient du carré de la tension crête ^A V _PR | divisé par le double de la puissance moyenne à fournir P _n calculée en 105.

La résistance équivalente R est introduite dans une boucle de régulation secondaire 1 10 comportant en entrée un étage 1 12 de calcul de l'intensité I qui doit être consommée à l'entrée 18 pour compenser la décharge du condensateur 32 et l'alimentation de la charge 14. Cette intensité I est donnée par le quotient de la tension d'entrée V _PR | par la résistance précédemment déterminée R.

L'intensité I est adressée à un soustracteur 1 14 recevant sur une entrée l'intensité d'entrée l _PR | et sur l'autre entrée l'intensité calculée I. La sortie du soustracteur 1 14 est reliée à un étage de commande 1 16, lequel pilote, à partir de la différence d'intensité I-I _PR | un régulateur à modulation de largeur d'impulsions 1 18 définissant et appliquant les consignes C ₀ et Ci comme connu en soi.

Du fait de la présence du condensateur 32, lequel est normalement chargé avec une tension égale ou proche de la tension de consigne V _sec target prise égale à 50 volts dans l'exemple considéré, le réseau n'est susceptible d'apporter de l'énergie que lorsque la valeur absolue de la tension fournie par le réseau est supérieure à 50 volts. Lorsque la tension du réseau est comprise entre -50 et +50V aucun courant n'est prélevé sur le réseau.

Sur la figure 3 sont représentés en trait continu la tension d'alimentation V _PR | et en trait mixte l'intensité du courant l _PR | circulant au travers de l'entrée 16. On constate sur cette figure, que l'intensité est nulle lorsque la tension d'alimentation V _PR | est comprise entre - 50 volts et + 50 volts.

Ainsi, pour chaque période du signal d'alimentation, deux phases de non conduction de durée A existent, ces phases correspondant au temps pendant lequel la tension d'entrée est comprise entre 50 et -50 volts. Ces deux phases de non conduction sont séparées par des phases de conduction de durée B pendant lesquelles les interrupteurs du pont 20 sont commandés par l'unité 1 18 en fonction d'un rapport cyclique prédéterminé.

La chaîne de régulation 100 est telle que ce rapport cyclique est calculé pendant chaque phase de non conduction de durée A et appliqué pendant la phase de conduction suivante de durée B afin de compenser pendant cette phase de conduction exactement la variation de puissance du condensateur de stockage et la puissance transmise en sortie à la charge.

Lors d'une phase de non conduction A lors du cycle n, le courant l _n à fournir pendant la phase de conduction suivante B est calculé par les étages 102 à 1 12 à partir de la formule l _n =^^—(AP _n _ _l + 2AP _n _ _l -AP _n _ ₂ )pu\s le rapport cyclique est déterminé par l'étage 1 16 à partir de l'intensité d'alimentation l _PR | afin de piloter les interrupteurs du pont 20 par l'étage de pilotage 1 18 pendant la phase de conduction B suivante.

Le fonctionnement de l'alimentation va maintenant être expliqué en référence à la figure 4.

La variation de puissance en entrée de l'alimentation, d'un cycle secteur (10 ms) à l'autre, est un estimateur parfait de la variation de la puissance consommée au secondaire de l'alimentation, pondéré du rendement μ de l'alimentation.

Numérotons 1 , 2, n, n+1 , n+2 ... les cycles secteurs à 10 ms. Supposons que le système est à l'équilibre au cycle n.

Au début de ce cycle n et pendant toute la durée de ce cycle n, la puissance consommée au secondaire varie de AP _S ECN-

Au début du cycle n+1 , la tension V _sec aura varié par rapport à sa consigne, l'énergie stockée dans le condensateur 32 ayant variée.

La variation de puissance durant le cycle n au secondaire se calcule exclusivement à partir de la connaissance de la tension V _sec , de la consigne V _sec target et de la valeur C du condensateur 32 :

AP _n =0,5.C.( V _sectarget — V _sec )

Sur le cycle n+1 , pour ramener la sortie V _sec à la tension Vsectarget, l'alimentation doit fournir une puissance supplémentaire par rapport au cycle n :

ΔΡ _η+1 = (2.ΔΡ _η )/μ

Le facteur 2 provient du fait qu'il faut fournir une puissance ΔΡ _η /μ pour recharger le condensateur 32 à sa valeur initiale et une puissance additionnelle ΔΡ _η /μ correspondant à la puissance supplémentaire consommée par la charge au secondaire.

D'où P _n+1 = P _n + (2ΔΡ _η )/μ.

On note que ΔΡ _η - ₂ est nul car la système était préalablement à l'équilibre.

Sur le cycle n+2, la tension de sortie V _sec étant revenue à la tension V _sec target, l'alimentation n'a plus à fournir la puissance ΔΡ _η+ ι/μ requise pour recharger le condensateur 32. Par contre, au cycle n+2, l'alimentation fournit toujours la puissance additionnelle ΔΡ _η /μ correspondant à la puissance additionnelle dans la charge par rapport au cycle n.

D'où P _n+2 = P _n + ΔΡ _η /μ

En supposant dans cet exemple que ΔΡ _η+ ι est nul.

Ce qui s'écrit aussi :

P _n+2 = P _n+1 - ΔΡη/μ

Pour une variation au cycle n de puissance dans la charge ΔΡ _η , la puissance au primaire de l'alimentation pendant les deux cycles n+1 et n+2 suivants varie donc afin de réaliser la correction parfaite de la tension V _sec :

P _n+1 = P _n + (2ΔΡ _η )/μ

P _n+2 = P _n+1 - ΔΡη/μ

Cela correspond à faire passer la variation de puissance du secondaire du cycle n (ΔΡ _η ) dans un filtre FIR à deux coefficients valant respectivement +2 et -1 avant de l'intégrer, la sortie de l'intégrateur étant la nouvelle consigne en puissance de l'alimentation. Sur la figure 4 est illustré aux cycles n+5 et suivant une baisse de la puissance consommée et donc une augmentation temporaire de la tension V _sec conduisant à une baisse de la puissance fournie de 2ΔΡ _η+5 au cycle n+6 puis une remontée de ΔΡ _η+5 à partir du cycle n+7.

On conçoit qu'avec une telle structure d'alimentation à découpage, le rendement est élevé grâce au recours à un unique étage de commutation. De plus, ce rendement est d'autant plus élevé que seule l'énergie consommée par la charge est réellement prélevée sur le réseau d'alimentation grâce à la loi de pilotage du pont d'interrupteurs mis en œuvre.

Enfin, les temps de calcul étant réduit et l'intensité de sortie l _sec , n'étant pas mesuré, la période A de non-fourniture d'énergie peut être très réduite.

En outre, une telle alimentation à découpage présente, vue du réseau, une caractéristique proche de la caractéristique d'une résistance puisque, durant toute la période B, le courant consommé sur la charge 18 est proportionnel à la tension présente sur la charge 18, donc le courant suit la loi d'ohm Ipri = Vpri/ R.